CN113364294A - 低电压应力和低输入电流纹波高增益变换器及控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开的变换器，其直流电源正极连接输入滤波电容正极、第一和三电感一端；第一电感另一端连接第一开关管漏极、第一二极管阳极、第一电容负极；第三电感另一端连接第二开关管漏极、第二二极管阳极、第二电容负极；第一电容正极连接第三二极管阳极、第二电感一端；第三二极管阴极连接第一输出滤波电容正极、直流负载一端；第一输出滤波电容负极连接第二电感另一端、第四二极管阴极、第二输出滤波电容正极；第二电容正极连接第四二极管阳极、第四电感一端；第二输出滤波电容负极连接第四电感另一端、第三输出滤波电容正极、第一和二二极管阴极；直流负载另一端连接输入滤波电容负极、第三输出滤波电容负极、第一和二开关管源极、直流电源负极。

Description

低电压应力和低输入电流纹波高增益变换器及控制方法

技术领域

本发明属于DC-DC升压变换器技术领域，具体涉及一种低电压应力和低输入电流纹波高增益变换器及控制方法。

背景技术

近年来，非隔离型高增益变换器被广泛应用于不间断电源系统、可再生能源系统、燃料电池及混合动力汽车等场合。在这些场合下，高增益变换器一般需要具备以下特点：(1)高电压增益，有时电压增益甚至要超过10；(2)具备承受大电流的能力；(3)低输入电流纹波；(4)在要求的体积与质量下，具有更高的效率。

要获得较高的电压增益，传统Boost变换器需要工作在极大的占空比下。这会产生严重的二极管反向恢复损耗和电磁干扰，且系统的动态特性变差。而且，高占空比条件下，Boost变换器的输入电流平均值很大，输入电感和开关管的通态损耗成为变换器损耗的主要部分。为了减小该损耗，需要使用具有较小通态电阻的低额定电压的开关管。然而，传统Boost变换器的开关管承受了很大的电压应力。因此，开关器件的选择是一个问题。此外，输入电感的充电时间随着占空比而上升。为了在高占空比条件下仍保持较低的电流纹波率，需要大幅度增加输入电感量，因此系统体积难以进一步减小。

为此，大量的高增益Boost变换器被相继提出，以在非极端占空比的情况下获得较高的电压增益。耦合电感高增益Boost变换器可通过合理设置匝比，获得较大的升压能力，并减小开关管的电压应力，缓解二极管的反向恢复问题，但是漏感能量难以有效回收，变换效率通常较低。另外，该类变换器的输入电流纹波往往较大，从而增大了输入滤波电容的容量，增加了系统体积和成本。二次型Boost变换器的电压增益较高，为传统Boost变换器的平方倍，且输入电流连续。但是，和传统Boost变换器一样，其输入电感的电流应力和体积仍然较大，且功率器件承受了较高的电压应力，系统效率难以进一步提高。

发明内容

有鉴于此，本发明目的在于提供一种低电压应力和低输入电流纹波高增益变换器，其升压能力是传统Boost变换器的(1+2D)倍，所有功率管的电压应力相等，均为传统Boost变换器的1/(1+2D)倍，且具有较低的电压应力、电流应力和输入电流纹波，因此可以采用较小容量的滤波电容和低额定电压的功率管，减小了系统的体积与成本，提高了变换效率，适用于不间断电源系统、可再生能源系统、燃料电池及混合动力汽车等场合。

为了实现上述目的，本发明提出的技术方案如下：

一种低电压应力和低输入电流纹波高增益变换器，包括直流电源U_in、输入滤波电容C_in、第一电感L₁、第二电感L₂、第三电感L₃、第四电感L₄、第一开关管S₁、第二开关管S₂、第一二极管D₁、第二二极管D₂、第三二极管D₃、第四二极管D₄、第一电容C₁、第二电容C₂、第一输出滤波电容C_o1、第二输出滤波电容C_o2、第三输出滤波电容C_o3、直流负载R；

所述直流电源U_in的正极与所述输入滤波电容C_in的正极、所述第一电感L₁的一端、所述第三电感L₃的一端连接；

所述第一电感L₁的另一端与所述第一开关管S₁的漏极、所述第一二极管D₁的阳极、所述第一电容C₁的负极连接；

所述第三电感L₃的另一端与所述第二开关管S₂的漏极、所述第二二极管D₂的阳极、所述第二电容C₂的负极连接；

所述第一电容C₁的正极与所述第三二极管D₃的阳极、所述第二电感L₂的一端连接；

所述第三二极管D₃的阴极与所述第一输出滤波电容C_o1的正极、所述直流负载R的一端连接；

所述第一输出滤波电容C_o1的负极与所述第二电感L₂的另一端、所述第四二极管D₄的阴极、所述第二输出滤波电容C_o2的正极连接；

所述第二电容C₂的正极与所述第四二极管D₄的阳极、所述第四电感L₄的一端连接；

所述第四电感L₄的另一端与所述第二输出滤波电容C_o2的负极、所述第三输出滤波电容C_o3的正极、所述第一二极管D₁的阴极、所述第二二极管D₂的阴极连接；

所述直流负载R的另一端与所述第三输出滤波电容C_o3的负极、所述第二开关管S₂的源极、所述第一开关管S₁的源极、所述输入滤波电容C_in的负极、所述直流电源U_in的负极连接。

本发明还提供了一种上述高增益变换器的控制方法，包括以下步骤：

对输出电压u_o进行采样，获得输出电压采样值u_o,f；

将所述输出电压采样值u_o,f与输出电压基准值u_o,ref比较，其误差信号送至输出电压控制器，所述输出电压控制器输出调制波u_r；

将所述调制波u_r与单极性三角载波u_c,1交截，产生第一开关管S₁的PWM驱动信号u_gs1；

将所述调制波u_r与单极性三角载波u_c,2交截，产生第二开关管S₂的PWM驱动信号u_gs2；

其中，所述单极性三角载波u_c,1和所述单极性三角载波u_c,2的幅值相等，频率相同，相位互差180°。

第一开关管S₁的PWM驱动信号u_gs1和第二开关管S₂的PWM驱动信号u_gs2的占空比D相等，占空比D等于调制波u_r的幅值与单极性三角载波的幅值之比。

进一步的，所述的低电压应力和低输入电流纹波高增益变换器的理想电压增益G为：

其中，D为PWM驱动信号u_gs1和PWM驱动信号u_gs2的占空比。

进一步的，所述的高增益变换器功率管的电压应力为：

上式中，U_S1为第一开关管S₁承受的电压应力，U_S2为第二开关管S₂承受的电压应力，U_D1为第一二极管D₁承受的电压应力，U_D2为第二二极管D₂承受的电压应力，U_D3为第三二极管D₃承受的电压应力，U_D4为第四二极管D₄承受的电压应力，U_o为输出电压u_o的平均值。

与现有技术相比，本发明提出的低电压应力和低输入电流纹波高增益变换器，具有很强的升压能力。其第一开关管S₁的驱动信号u_gs1和第二开关管S₂的驱动信号u_gs2的占空比D相等，且初相位互差180°。因此，输入电流的等效开关频率提高一倍，且纹波率下降，从而可以采用较小容量的输入滤波电容C_in；第一电感L₁和第三电感L₃均分输入电流，故电流应力下降，可以选用较小的磁芯；同时，第一开关管S₁、第二开关管S₂、第一二极管D₁、第二二极管D₂、第三二极管D₃和第四二极管D₄的电压应力均大幅度减小，故可以均采用低额定电压的器件，从而减小了系统的损耗与成本，提高了变换效率。因此，本发明所提变换器适用于不间断电源系统、可再生能源系统、燃料电池及混合动力汽车等场合。

附图说明

图1为本申请实施例的低电压应力和低输入电流纹波的高增益变换器的电路结构示意图；

图2为图1所示低电压应力和低输入电流纹波的高增益变换器的控制方法示意图；

图3(a)-(d)为图1所示的低电压应力和低输入电流纹波的高增益变换器在占空比D大于0.5时一个开关周期内的4种工作模态等效图；

图4为图1所示的低电压应力和低输入电流纹波的高增益变换器在一个开关周期T_s内的主要工作波形图；

图5为图1所示低电压应力和低输入电流纹波的高增益变换器的平均电流的等效电路示意图；

图6(a)-(d)为图1所示低电压应力和低输入电流纹波的高增益变换器的仿真波形图。

具体实施方式

下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本申请的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

本发明提供了一种低电压应力和低输入电流纹波高增益变换器，电路结构如图1所示。该低电压应力高增益变换器包括直流电源U_in、输入滤波电容C_in、第一电感L₁、第二电感L₂、第三电感L₃、第四电感L₄、第一开关管S₁、第二开关管S₂、第一二极管D₁、第二二极管D₂、第三二极管D₃、第四二极管D₄、第一电容C₁、第二电容C₂、第一输出滤波电容C_o1、第二输出滤波电容C_o2、第三输出滤波电容C_o3、直流负载R；直流电源U_in的正极与输入滤波电容C_in的正极、第一电感L₁的一端、第三电感L₃的一端连接；第一电感L₁的另一端与第一开关管S₁的漏极、第一二极管D₁的阳极、第一电容C₁的负极连接；第三电感L₃的另一端与第二开关管S₂的漏极、第二二极管D₂的阳极、第二电容C₂的负极连接；第一电容C₁的正极与第三二极管D₃的阳极、第二电感L₂的一端连接；第三二极管D₃的阴极与第一输出滤波电容C_o1的正极、直流负载R的一端连接；第一输出滤波电容C_o1的负极与第二电感L₂的另一端、第四二极管D₄的阴极、第二输出滤波电容C_o2的正极连接；第二电容C₂的正极与第四二极管D₄的阳极、第四电感L₄的一端连接；第四电感L₄的另一端与第二输出滤波电容C_o2的负极、第三输出滤波电容C_o3的正极、第一二极管D₁的阴极、第二二极管D₂的阴极连接；直流负载R的另一端与第三输出滤波电容C_o3的负极、第二开关管S₂的源极、第一开关管S₁的源极、输入滤波电容C_in的负极、直流电源U_in的负极连接。

如图2所示，该低电压应力和低输入电流纹波高增益变换器的控制方法为：

将输出电压u_o的采样值u_o,f与输出电压基准值u_o,ref比较，其误差信号送至输出电压控制器；输出电压控制器输出的调制波u_r与单极性三角载波u_c,1交截，产生第一开关管S₁的PWM驱动信号u_gs1；调制波u_r与单极性三角载波u_c,2交截，产生第二开关管S₂的PWM驱动信号u_gs2；单极性三角载波u_c,1和单极性三角载波u_c,2的幅值相等，频率相同，相位互差180°。

下面对图1所示高增益变换器的工作过程进行说明。

为了简化分析，作如下假设：第一开关管S₁、第二开关管S₂、第一二极管D₁、第二二极管D₂、第三二极管D₃、第四二极管D₄、输入滤波电容C_in、第一电容C₁、第二电容C₂、第一输出滤波电容C_o1、第二输出滤波电容C_o2、第三输出滤波电容C_o3、第一电感L₁、第二电感L₂、第三电感L₃、第四电感L₄均为理想器件；第一电容C₁、第二电容C₂、第一输出滤波电容C_o1、第二输出滤波电容C_o2、第三输出滤波电容C_o3足够大，可忽略电压纹波；第一电感L₁、第二电感L₂、第三电感L₃、第四电感L₄的电流连续；输入电源U_in负端为零电位参考点，负载电阻R为纯阻性。为了获得更高的电压增益，变换器工作在占空比D大于0.5情况下；基于上述假设，则进入稳态后，变换器在一个开关周期内的工作过程可分为4种模态。各模态的等效电路分别如图3(a)～图3(d)所示。一个开关周期内的主要波形如图4所示。

分述如下：

t₀时刻前，第一开关管S₁关断，第二开关管S₂导通，第一二极管D₁和第三二极管D₃导通，第二二极管D₂和第四二极管D₄关断。

(1)模态1，t₀～t₁阶段：在t₀时刻，开通第一开关管S₁，等效电路如图3(a)所示；第一二极管D₁和第三二极管D₃承受反向电压关断。如图4所示，第一电感L₁的电流i_L1、第二电感L₂的电流i_L2、第三电感L₃的电流i_L3和第四电感L₄的电流i_L4均线性增大。电源U_in通过第一开关管S₁向第一电感L₁充电，通过第二开关管S₂向第三电感L₃充电；第三输出滤波电容C_o3通过第二开关管S₂向第四电感L₄和第二电容C₂充电；串联第二输出滤波电容C_o2通过第一开关管S₁向第二电感L₂和第一电容C₁充电；同时，第一输出滤波电容C_o1、第二输出滤波电容C_o2和第三输出滤波电容C_o3串联共同向直流负载R供电。此时，有：

式中，L₁为第一电感的电感值，L₂为第二电感的电感值，L₃为第三电感的电感值，L₄为第四电感的电压，U_in为输入电压，U_Co2为第二输出滤波电容C_o2电压，U_Co3为第三输出滤波电容C_o3电压，U_C1为第一电容C₁电压，U_C2为第二电容C₂电压。

t₁时刻，关断第二开关管S₂，模态1结束；

(2)模态2，t₁～t₂阶段：t₁时刻，等效电路如图3(b)所示，第二二极管D₂和第四二极管D₄导通。如图4所示，第一电感L₁的电流i_L1和第二电感L₂的电流i_L2线性增大，第三电感L₃的电流i_L3和第四电感L₄的电流i_L4线性减小。电源U_in通过第一开关管S₁向第一电感L₁充电；同时，电源U_in和第三电感L₃串联，一方面通过第二二极管D₂向第三输出滤波电容C_o3充电；另一方面，串联第二电容C₂和第四电感L₄，通过第四二极管D₄向第二输出滤波电容C_o2充电；通过第一开关管S₁向第二电感L₂和第一电容C₁充电；再串联第一输出滤波电容C_o1向直流负载R供电。此时，有：

t₂时刻，开通第二开关管S₂，模态2结束；

(3)模态3，t₂～t₃阶段：t₂时刻，等效电路如图3(c)，第二二极管D₂和第四二极管D₄承受反向电压关断。如图4所示，所有电感电流表达式、能量流动均与模态1相同。

t₃时刻，关断第一开关管S₁，模态3结束；

(4)模态4，t₃～t₄阶段：t₃时刻，等效电路如图3(d)，第一二极管D₁和第三二极管D₃导通。如图4所示，第一电感L₁的电流i_L1和第二电感L₂的电流i_L2线性减小，第三电感L₃的电流i_L3和第四电感L₄的电流i_L4线性增大。电源U_in通过第二开关管S₂向第三电感L₃充电；同时，电源U_in和第一电感L₁串联，一方面通过第一二极管D₁向第三输出滤波电容C_o3充电；另一方面，再串联第一电容C₁和第二电感L₂，通过第三二极管D₃，向第二输出滤波电容C_o2、第一输出滤波电容C_o1和直流负载R充电；同时又通过第二开关管S₂向第四电感L₄和第二电容C₂充电。此时，有：

式中，U_Co1为第一输出滤波电容C_o1电压。

t₄时刻，第一开关管S₁开通，模态4结束，进入下一个开关周期。

基于以上工作原理，下面对本发明变换器的稳态特性进行分析。

根据4个电感的伏秒平衡，可得：

此外，由图3(b)、(d)可得：

根据式(4)、(5)，可得本发明变换器的理想电压增益G为：

电容的电压应力为：

功率管的电压应力为：

进入稳态后，电容的平均电流为零，由此可以得到图5所示变换器的平均电流的等效电路示意图，由图5可得：

上式中，I_L1为第一电感L₁的平均电流值、I_L2为第二电感L₂的平均电流值、I_L3为第三电感L₃的平均电流值、I_L4为第四电感L₄的平均电流值、I_D1为第一二极管D₁的平均电流值、I_D2为第二二极管D₂的平均电流值、I_D3为第三二极管D₃的平均电流值、I_D4为第四二极管D₄的平均电流值、I_S1为第一开关管S₁的平均电流值、I_S2为第二开关管S₂的平均电流值、I_in为输入电流的平均值、I_o为输出电流的平均值。

可以看出，与传统Boost变换器相比，本申请的低电压应力和低输入电流纹波的高增益变换器的电压增益大幅度提高，第一电感L₁、第三电感L₃的平均电流应力减小；第一开关管S₁、第二开关管S₂、第一二极管D₁、第二二极管D₂、第三二极管D₃、第四二极管D₄的电压应力和电流应力均显著降低。

下面对本发明的高增益变换器进行参数设计。

变换器的设计指标为：开关频率f_s＝100kHz，输入电压U_in＝48V，最大输出功率P_o,max＝250W，输出电压的平均值U_o＝380V。

根据上述指标，由式(6)可以得到该变换器的占空比D为：

通常电感允许的最大电流脉动量不能超过其最大平均电流的20％，即第一电感L₁电流的脉动量ΔI_L1、第三电感L₃电流的脉动量ΔI_L3、第一电感L₁的最大平均电流I_L1,max和第三电感L₃的最大平均电流I_L3,max满足：ΔI_L1＝ΔI_L3≤0.2I_L1,max＝0.2I_L3,max，则有：

同理，第二电感L₂电流的脉动量ΔI_L2、第四电感L₄电流的脉动量ΔI_L4、第二电感L₂的最大平均电流I_L2,max和第四电感L₄的最大平均电流I_L4,max满足：ΔI_L2＝ΔI_L4≤0.2I_L2,max＝0.2I_L4,max，则有：

通常要求电容电压脉动率低于1％，第一电容C₁电压脉动量ΔU_C1和第一电容C₁电压U_C1满足：ΔU_C1≤0.01U_C1，则有：

第二电容C₂电压脉动量ΔU_C2和第二电容C₂电压U_C2满足：ΔU_C2≤0.01U_C2，则有：

第一输出滤波电容C_o1电压脉动量ΔU_Co1和第一输出滤波电容C_o1电压U_Co1、第二输出滤波电容C_o2电压脉动量ΔU_Co2和第二输出滤波电容C_o2电压U_Co2满足：ΔU_C1＝ΔU_C2≤0.01U_C1＝0.01U_C2，则有：

第三输出滤波电容C_o3电压脉动量ΔU_Co3和第三输出滤波电容C_o3电压U_Co3满足：ΔU_C3≤0.01U_C3，则有：

基于以上对本发明的变换器进行的模态分析、工作条件分析以及参数设计，下面对其进行仿真验证：

为了验证理论分析的正确性，根据上述参数设计，使用Saber仿真软件对所提升压变换器进行仿真验证，具体取值如下：第一电容C₁＝47μF、第二电容C₂＝47μF；第一电感L₁＝0.7mH、第二电感L₂＝2.6mH、第三电感L₃＝0.7mH；第四电感L₄＝2.6mH；第一输出滤波电容C_o1＝47μF、第二输出滤波电容C_o2＝47μF和第三输出滤波电容C_o3＝47μF。

图6(a)给出了第一开关管S₁的驱动信号u_gs1和第二开关管S₂的驱动信号u_gs2、第一电感L₁的电流i_L1和第三电感L₃的电流i_L3、输入电流i_in的仿真波形。可以看出，第一开关管S₁的驱动信号u_gs1和第二开关管S₂的驱动信号u_gs2波形互差180°，第一电感L₁的电流i_L1和第三电感L₃的电流i_L3均连续，平均值近似相等，约为输入电流平均值I_in的一半；波形互差180°，使得输入电流i_in的脉动频率为开关频率f_s的两倍；输入电流i_in的脉动量远远小于第一电感L₁的电流i_L1和第三电感L₃的电流i_L3的脉动量。图6(b)给出了输入电压u_in、输出电压u_o、第一电容C₁的电压U_C1和第二电容C₂的电压U_C2的仿真波形。结合图6(a)可以看出，当输入电压U_in＝48V、输出电压的平均值U_o＝380V时，占空比D≈0.7，实测电压增益为G＝U_o/U_in≈7.92，与理论值G＝(1+2D)/(1-D)≈8.0基本吻合。图6(c)给出了第一开关管S₁的漏-源极端电压u_S1和第二开关管S₂的漏-源极端电压u_S2、第一二极管D₁的端电压u_D1和第二二极管D₂的端电压u_D2、第三二极管D₃的端电压u_D3和第四二极管D₄的端电压u_D4的仿真波形。可以看出，第一开关管S₁、第二开关管S₂、第一二极管D₁、第二二极管D₂、第三二极管D₃和第四二极管D₄的电压应力均为输出电压的1/(1+2D)，与理论值基本吻合。图6(d)给出了第一输出滤波电容C_o1的端电压U_Co1、第二输出滤波电容C_o2的端电压U_Co2和第三输出滤波电容C_o3的端电压U_Co3的仿真波形。结合图6(b)可以看出第一输出滤波电容C_o1的端电压U_Co1＝112V；第二输出滤波电容C_o2的端电压U_Co2＝112V；第三输出滤波电容C_o3的端电压U_Co3＝160V；第一电容C₁的端电压U_C1＝224V；第二电容C₂的端电压U_C2＝112V；均近似与理论值相等。

本发明提供的变换器具有以下优点：(1)升压能力是传统Boost变换器的(1+2D)倍；(2)第一开关管S₁、第二开关管S₂、第一二极管D₁、第二二极管D₂、第三二极管D₃、第四二极管D₄的电压应力相等，均为传统Boost变换器的1/(1+2D)；因此，可以选用低额定电压和低成本的器件；(3)输入电流纹波小，可以使用更小的输入滤波电容C_in，减小变换器体积与成本；(4)第一电感L₁和第三电感L₃均分输入电流，故电流应力下降，可以选用较小的磁芯，既减小了体积，又减小了损耗。

需要说明的是，在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。

以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想，而非对其限制。应当指出，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以对本发明进行若干改进和修饰，这些改进和修饰也落入本发明的保护范围内。

Claims (4)

1.一种低电压应力和低输入电流纹波高增益变换器，其特征在于，包括直流电源U_in、输入滤波电容C_in、第一电感L₁、第二电感L₂、第三电感L₃、第四电感L₄、第一开关管S₁、第二开关管S₂、第一二极管D₁、第二二极管D₂、第三二极管D₃、第四二极管D₄、第一电容C₁、第二电容C₂、第一输出滤波电容C_o1、第二输出滤波电容C_o2、第三输出滤波电容C_o3、直流负载R；

所述直流电源U_in的正极与所述输入滤波电容C_in的正极、所述第一电感L₁的一端、所述第三电感L₃的一端连接；

所述第一电感L₁的另一端与所述第一开关管S₁的漏极、所述第一二极管D₁的阳极、所述第一电容C₁的负极连接；

所述第三电感L₃的另一端与所述第二开关管S₂的漏极、所述第二二极管D₂的阳极、所述第二电容C₂的负极连接；

所述第一电容C₁的正极与所述第三二极管D₃的阳极、所述第二电感L₂的一端连接；

所述第三二极管D₃的阴极与所述第一输出滤波电容C_o1的正极、所述直流负载R的一端连接；

所述第一输出滤波电容C_o1的负极与所述第二电感L₂的另一端、所述第四二极管D₄的阴极、所述第二输出滤波电容C_o2的正极连接；

所述第二电容C₂的正极与所述第四二极管D₄的阳极、所述第四电感L₄的一端连接；

所述第四电感L₄的另一端与所述第二输出滤波电容C_o2的负极、所述第三输出滤波电容C_o3的正极、所述第一二极管D₁的阴极、所述第二二极管D₂的阴极连接；

所述直流负载R的另一端与所述第三输出滤波电容C_o3的负极、所述第二开关管S₂的源极、所述第一开关管S₁的源极、所述输入滤波电容C_in的负极、所述直流电源U_in的负极连接。

2.一种权利要求1所述的高增益变换器的控制方法，其特征在于，具体为：

对输出电压u_o进行采样，获得输出电压采样值u_o,f；

将所述输出电压采样值u_o,f与输出电压基准值u_o,ref比较，其误差信号送至输出电压控制器，所述输出电压控制器输出调制波u_r；

将所述调制波u_r与单极性三角载波u_c,1交截，产生第一开关管S₁的PWM驱动信号u_gs1；

将所述调制波u_r与单极性三角载波u_c,2交截，产生第二开关管S₂的PWM驱动信号u_gs2；

其中，所述单极性三角载波u_c,1和所述单极性三角载波u_c,2的幅值相等，频率相同，相位互差180°。

3.根据权利要求2所述的控制方法，其特征在于，所述高增益变换器的理想电压增益G为：

其中，D为PWM驱动信号u_gs1和PWM驱动信号u_gs2的占空比。

4.根据权利要求2所述的控制方法，其特征在于，所述高增益变换器的功率管的电压应力：

上式中，U_S1为第一开关管S₁承受的电压应力，U_S2为第二开关管S₂承受的电压应力，U_D1为第一二极管D₁承受的电压应力，U_D2为第二二极管D₂承受的电压应力，U_D3为第三二极管D₃承受的电压应力，U_D4为第四二极管D₄承受的电压应力，U_o为输出电压u_o的平均值。

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