CN114583953A - 一种零纹波储能双向变换器及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明属于变换器技术领域，公开了一种零纹波储能双向变换器及其控制方法。变换器中，耦合电感的第一绕组的第二端与第一开关管的漏极、第二开关管的源极、第二电容的负极连接；第二绕组的第一端与第二开关管的漏极、第一电容的正极连接；第二绕组的第二端与辅助电感的一端连接，辅助电感的另一端与第二电容的正极、第三开关管的源极连接；第三开关管的漏极与第三电容的正极连接；第一开关管的源极与第一电容的负极、第三电容的负极连接。第二开关管和第三开关管驱动信号相同，且与第一开关管驱动信号互补。该变换器具有低压侧端口电流零纹波、升/降压能力强、可实现软开关、电压应力低、体积小、可靠性高等优点，可用于电动汽车、UPS等领域。

Description

一种零纹波储能双向变换器及其控制方法

技术领域

本发明属于变换器技术领域，具体涉及一种零纹波储能双向变换器及其控制方法。

背景技术

储能接口变换器充当直流母线和储能装置之间的接口，控制能量流动并提供所需的电压水平，近年来被广泛应用于可再生能源发电系统、不间断电源和电动汽车等各个领域。储能接口变换器主要分为两大类：隔离型和非隔离型。在不需要电气隔离的应用中，由于非隔离型储能接口变换器设计和结构简单、损耗低、体积小，因此更具有优势。

双向buck/boost变换器具有较少的无源和有源元件，是结构最简单的非隔离型储能接口变换器。然而，其升/降压能力有限。因此，近年来很多学者提出了各种具有高升压能力的双向buck/boost变换器，其大多具有多个电感和电容，因此体积较大，功率密度较低，成本较高。提高开关频率，可以改善功率密度和动态响应，然而开关损耗也随之增加，变换效率下降。引入软开关技术，可以克服这些问题。此外，较大的输入电流纹波影响蓄电池等的使用寿命。为此，学者们进一步提出了许多低压侧端口电流零纹波的软开关高增益非隔离型双向直流变换器。这些拓扑普遍存在以下问题：(1)开关管数量较多，体积大，功率密度低；(2)部分功率管仍然工作在硬开关状态，效率难以进一步提升；(3)功率管电压应力较高，需要采用高耐压的半导体器件，导致通态损耗较大，成本较高；(4)输入、输出不共地，导致电压采样电路较复杂，还会引起EMI问题。

发明内容

有鉴于此，本发明目的在于提供一种零纹波储能双向变换器及其控制方法，可实现双向变换器低压侧端口电流零纹波，且具有升/降压能力强、开关管数量少、所有开关管均可实现软开关、电压应力较低、变换效率较高等优点。

为了实现上述目的，本发明提出的技术方案如下：

一种零纹波储能双向变换器，包括第一电容C₁、第二电容C₂、第三电容C₃、耦合电感、辅助电感L_s、第一开关管S₁、第二开关管S₂、第三开关管S₃；

所述耦合电感包含第一绕组N₁和第二绕组N₂；

第一绕组N₁的第二端与第一开关管S₁的漏极、第二开关管S₂的源极、第二电容C₂的负极连接；

第二绕组N₂的第一端与第二开关管S₂的漏极、第一电容C₁的正极连接；

第二绕组N₂的第二端与辅助电感L_s的一端连接，辅助电感L_s的另一端与第二电容C₂的正极、第三开关管S₃的源极连接；

第三开关管S₃的漏极与第三电容C₃的正极连接；

第一开关管S₁的源极与第一电容C₁的负极、第三电容C₃的负极连接；

第一绕组N₁的第一端与低压侧电源的正极相连；

第一开关管S₁的源极与低压侧电源的负极相连；

第三电容C₃的正极与高压侧电源的正极连接；

第三电容C₃的负极与高压侧电源的负极连接；

辅助电感L_s的电感值满足：L_s＝n(1-n)L_m，

其中，n为第二绕组N₂和第一绕组N₁的匝比，L_m为耦合电感的励磁电感值；

第二开关管S₂和第三开关管S₃的PWM驱动信号相同，且与第一开关管S₁的PWM驱动信号互补。

优选的，所述耦合电感的励磁电感值L_m满足：

其中，U_L为低压侧端口电压，U_H为高压侧端口电压，P_o,max为最大输出功率，f_s为开关频率，δ％为耦合电感的励磁电感电流峰峰值与其最大平均电流的比值。

优选的，所述零纹波储能双向变换器在boost模式下的理想电压增益为(1+D₁)/(1-D₁)，buck模式下的理想电压增益为D₂/(2-D₂)，其中，D₁为第一开关管的驱动信号的占空比，D₂为第二开关管和第三开关管的驱动信号的占空比。

优选的，所述第一开关管、第二开关管、第三开关管的电压应力均为(U_H+U_L)/2。

优选的，δ％为20％-40％。

本发明还提供了一种上述零纹波储能双向变换器的控制方法，具体为：

对零纹波储能双向变换器的高压侧端口电压进行采样，得到高压侧端口电压采样值，将所述高压侧端口电压采样值与预设的高压侧端口电压基准值比较，得第一误差信号；

所述第一误差信号依次经过电压控制器和双向限幅环节处理后，得到低压侧电流基准值；

对零纹波储能双向变换器的低压侧端口电流进行采样，得到低压侧端口电流采样值；

将低压侧端口电流采样值与所述低压侧端口电流基准值比较，得第二误差信号；

所述第二误差信号依次经过电流控制器和单向限幅环节处理后与单极性三角载波交截，产生第一开关管的PWM驱动信号；

将第一开关管的PWM驱动信号取反，得到第二开关管和第三开关管的PWM驱动信号。

与现有技术相比，本发明提出的零纹波储能双向变换器具有以下技术效果：

1)低压侧端口电流零纹波，低压侧无需采用任何滤波电容，改善了可靠性，减小了体积和成本，可应用于对可靠性和体积要求较高的场合，譬如电动汽车、航空航天设备、UPS(不间断电源)等。

2)具有较强的升/降压能力，在boost模式下的理想电压增益为(1+D₁)/(1-D₁)，buck模式下的理想电压增益为D₂/(2-D₂)。

3)只有三个开关管，数量较少，且第一开关管S₁、第二开关管S₂、第三开关管S₃的电压应力均为(U_H+U_L)/2，可以采用低耐压的器件，减小了系统成本和损耗。

4)第一开关管S₁、第二开关管S₂、第三开关管S₃均实现了ZVS软开关，变换效率较高。

附图说明

图1为本发明提供的零纹波储能双向变换器的电路结构示意图；

图2为本发明提供的零纹波储能双向变换器的控制框图；

图3为图1所示零纹波储能双向变换器工作在boost模式下在一个开关周期内的工作模态等效图；

图4为图1所示零纹波储能双向变换器工作在buck模式下在一个开关周期内的工作模态等效图；

图5为图1所示零纹波储能双向变换器工作在boost模式下在一个开关周期内的主要工作波形图；

图6为图1所示零纹波储能双向变换器工作在buck模式下在一个开关周期内的主要工作波形图；

图7为图1所示零纹波储能双向变换器工作在boost模式下时平均电流的等效电路示意图；

图8为图1所示零纹波储能双向变换器工作在buck模式下时平均电流的等效电路示意图；

图9为图1所示零纹波储能双向变换器在boost模式下的仿真波形图；

图10为图1所示零纹波储能双向变换器在buck模式下的仿真波形图；

图11为图1所示零纹波储能双向变换器在满载条件下从boost模式切换至buck模式时的动态调节过程示意图。

具体实施方式

下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本申请的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

本发明提供了一种零纹波储能双向变换器，电路结构如图1所示，其包括第一电容C₁、第二电容C₂、第三电容C₃、耦合电感、辅助电感L_s、第一开关管S₁、第二开关管S₂、第三开关管S₃；所述耦合电感包含第一绕组N₁和第二绕组N₂；第一绕组N₁的第二端与第一开关管S₁的漏极、第二开关管S₂的源极、第二电容C₂的负极连接，连接点记为a；第二绕组N₂的第一端与第二开关管S₂的漏极、第一电容C₁的正极连接；第二绕组N₂的第二端与辅助电感L_s的一端连接，辅助电感L_s的另一端与第二电容C₂的正极、第三开关管S₃的源极连接，连接点记为b；第三开关管S₃的漏极与第三电容C₃的正极连接；第一开关管S₁的源极与第一电容C₁的负极、第三电容C₃的负极连接；第一绕组N₁的第一端与低压侧电源的正极相连；第一开关管S₁的源极与低压侧电源的负极相连；第三电容C₃的正极与高压侧电源的正极连接；第三电容C₃的负极与高压侧电源的负极连接。

在本发明的一个实施例中，对零纹波储能双向变换器高压侧端口电压和低压侧端口电流进行双闭环控制，控制方法如图2所示，具体为：

对高压侧端口电压进行采样，得到高压侧端口电压采样值u_H,f，将所述高压侧端口电压采样值u_H,f与预设的高压侧端口电压基准值u_H,ref比较，得第一误差信号u_H,ref-u_H,f；

所述第一误差信号u_H,ref-u_H,f依次经过电压控制器G_uH(s)和双向限幅环节Lim₁处理后，得到低压侧端口电流基准值i_L,ref；

对低压侧端口电流进行采样，得到低压侧端口电流采样值i_L,f；

将所述低压侧端口电流采样值i_L,f与所述低压侧端口电流基准值i_L,ref比较，得第二误差信号i_L,ref-i_L,f；

所述第二误差信号i_L,ref-i_L,f依次经过电流控制器G_iL(s)和单向限幅环节Lim₂处理后与单极性三角载波u_c交截，产生第一开关管S₁的PWM驱动信号u_gs1；

将所述第一开关管S₁的PWM驱动信号u_gs1取反，得到第二开关管S₂和第三开关管S₃的PWM驱动信号u_gs2、u_gs3，以控制第二开关管S₂和第三开关管S₃。

下面对图1所示零纹波储能双向变换器的工作过程进行说明。

为了简化分析，作如下假设：第一开关管S₁、第二开关管S₂、第三开关管S₃、第一电容C₁、第二电容C₂、第三电容C₃、辅助电感L_s均为理想器件；第一电容C₁、第二电容C₂、第三电容C₃足够大，可忽略电压纹波；低压侧电源负端为零电位参考点。

基于上述假设，则进入稳态后，本发明零纹波储能双向变换器在boost模式和buck模式下一个开关周期内的工作过程均可分为4种模态。其在boost模式和buck模式下的工作过程分述如下：

(1)Boost模式

该模式下，各模态的等效电路分别如图3(a)～图3(d)所示。一个开关周期内的主要波形如图5所示。

t₀时刻前，a点电位为0，第一开关管S₁的体二极管D_S1导通。耦合电感的励磁电感L_m承受正向电压U_L，其电流i_Lm正向线性增大，辅助电感L_s的电流i_Ls反向线性减小。

模态1，t₀～t₁阶段：(等效电路如图3(a)所示)

t₀时刻，零电压开通第一开关管S₁，励磁电感电流i_Lm维持原斜率继续变化，辅助电感电流i_Ls先反向线性减小至0后正向线性增大，其表达式如下：

式中，U_L为低压侧端口电压，U_Lm为耦合电感第一绕组N₁的端电压，U_Ls为辅助电感L_s端电压，n为第二绕组N₂和第一绕组N₁的匝比(n＝N₂/N₁)，U_C1和U_C2分别为第一电容C₁和第二电容C₂的端电压。

模态2，t₁～t₂阶段：(等效电路如图3(b)所示)

t₁时刻，关断第一开关管S₁，a点电位由0不断上升，b点电位由U_C2不断上升，该过程持续时间很短，近似认为励磁电感电流i_Lm和辅助电感电流i_Ls保持不变。当a点电位上升至U_C1，b点电位上升至U_C1+U_C2时，第二开关管S₂的体二极管D_S2、第三开关管S₃的体二极管D_S3正向导通，第二开关管S₂、第三开关管S₃端电压下降为0，第一绕组N₁承受反向电压U_C1-U_L，励磁电感电流i_Lm正向线性减小，辅助电感L_s承受反向电压U_C2-n(U_C1-U_L)，辅助电感电流i_Ls正向线性减小，其表达式为：

模态3，t₂～t₃阶段：(等效电路如图3(c)所示)

t₂时刻，零电压开通第二开关管S₂、第三开关管S₃。励磁电感电流i_Lm和辅助电感电流i_Ls维持原斜率继续变化，辅助电感电流i_Ls先正向线性减小至0后反向线性增大。

模态4，t₃～t₄阶段：(等效电路如图3(d)所示)

t₃时刻，关断第二开关管S₂、第三开关管S₃。a点、b点电位逐渐减小，该过程持续时间很短，近似认为励磁电感电流i_Lm和辅助电感L_s的电流i_Ls保持不变。当a点电位减小至0，b点电位减小至U_C1时，D_S1导通，S₁端电压下降为0。第一绕组N₁承受正向电压U_L，励磁电感电流i_Lm正向线性增大，辅助电感L_s承受正向电压U_C1-U_C2-nU_L，辅助电感电流i_Ls反向线性减小。t₄时刻，零电压开通第一开关管S₁，模态4结束，进入下一个开关周期。

基于以上工作原理，下面对本发明的零纹波储能双向变换器在boost模式下的稳态特性进行分析。

根据励磁电感和辅助电感的伏秒平衡，可得：

其中，D₁为第一开关管S₁的驱动信号的占空比。

此外，由图3(c)(模态3等效电路图)可知：

U_C1+U_C2＝U_H (6)

式中，U_H为高压侧端口电压。

根据式(5)、(6)，可得本发明的零纹波储能双向变换器在boost模式下的理想电压增益G为：

第一电容C₁、第二电容C₂的电压应力为：

第一开关管S₁、第二开关管S₂、和第三开关管S₃的电压应力为：

式中，U_S1、U_S2和U_S3分别为第一开关管S₁、第二开关管S₂、和第三开关管S₃的端电压。

进入稳态后，第一电容C₁、第二电容C₂、第三电容C₃的平均电流为零，由此可以得到boost模式下的平均电流的等效电路示意图，由图7可得：

上式中，I_Lm为励磁电感L_m的平均电流值、I_Ls为辅助电感L_s的平均电流值、I_S1为第一开关管S₁的平均电流值、I_S2为第二开关管S₂的平均电流值、I_S3为第三开关管S₃的平均电流值、I_L为低压侧端口电流的平均值、I_H为高压侧端口电流的平均值。

(2)Buck模式

该模式下各模态的等效电路分别如图4(a)～图4(d)所示。一个开关周期内的主要波形如图6所示。

t₀时刻前，a点电位为0，第一开关管S₁的体二极管D_S1导通。第一绕组N₁承受正向电压U_L，励磁电感电流i_Lm反向线性减小，辅助电感电流i_Ls反向线性减小。

模态1，t₀～t₁阶段：(等效电路如图4(a)所示)

t₀时刻，零电压开通第一开关管S₁，励磁电感电流i_Lm和辅助电感电流i_Ls维持原斜率继续变化，辅助电感电流i_Ls先反向线性减小至0后正向线性增大，其表达式同式(1)、式(2)。

模态2，t₁～t₂阶段：(等效电路如图4(b)所示)

t₁时刻，关断第一开关管S₁，a点电位由0不断上升，b点电位由U_C2不断上升，该过程持续时间很短，近似认为励磁电感电流i_Lm和辅助电感电流i_Ls保持不变。当a点电位上升至U_C1，b点电位上升至U_C1+U_C2时，第二开关管S₂的体二极管D_S2、第三开关管S₃的体二极管D_S3正向导通，第二开关管S₂、第三开关管S₃端电压下降为0，第一绕组N₁承受反向电压U_C1-U_L，励磁电感电流i_Lm正向线性减小，辅助电感L_s承受反向电压U_C2-n(U_C1-U_L)，辅助电感电流i_Ls正向线性减小，其表达式同式(3)、式(4)。

模态3，t₂～t₃阶段：(等效电路如图4(c)所示)

t₂时刻，零电压开通第二开关管S₂、第三开关管S₃。励磁电感电流i_Lm和辅助电感电流i_Ls维持原斜率继续变化，辅助电感电流i_Ls先正向线性减小至0后反向线性增大。

模态4，t₃～t₄阶段：(等效电路如图4(d)所示)

t₃时刻，关断第二开关管S₂、第三开关管S₃。a点、b点电位逐渐减小，该模态持续时间很短，近似认为励磁电感电流i_Lm和辅助电感电流i_Ls保持不变。当a点电位减小至0，b点电位减小至U_C1时，第一开关管S₁的体二极管D_S1导通，第一开关管S₁端电压下降为0。第一绕组N₁承受正向电压U_L，励磁电感电流i_Lm反向线性减小，辅助电感L_s承受正向电压U_C1-U_C2-nU_L，辅助电感电流i_Ls反向线性减小。t₄时刻，零电压开通第一开关管S₁，模态4结束，进入下一个开关周期。

基于以上工作原理，下面对本发明的零纹波储能双向变换器工作在buck模式下时的稳态特性进行分析。

根据励磁电感和辅助电感的伏秒平衡，可得：

其中，D₂为第二开关管S₂、第三开关管S₃的驱动信号的占空比。

此外，由图4(c)(模态3等效电路图)可得式(6)。

根据式(6)、(11)，可得本发明的零纹波储能双向变换器在buck模式下的理想电压增益G为：

第一电容C₁、第二电容C₂的电压应力满足式(8)。

第一开关管S₁、第二开关管S₂、和第三开关管S₃的电压应力满足式(9)。

进入稳态后，第一电容C₁、第二电容C₂、第三电容C₃的平均电流为零，由此可以得到buck模式下的平均电流的等效电路示意图，如图8所示。可以看出，buck模式下，励磁电感平均电流值I_Lm、辅助电感平均电流值I_Ls、第一开关管平均电流值I_S1、第二开关管平均电流值I_S2、第三开关管平均电流值I_S3、低压侧端口电流平均值I_L、高压侧端口电流平均值I_H满足式(10)。

下面讨论本发明的低压侧端口电流零纹波条件。

当本发明的零纹波储能双向变换器工作在boost模式时，有：

其中，I_L为低压侧端口电流平均值，ΔI_Ls为辅助电感L_s的电流脉动量，ΔI_Lm为励磁电感L_m的电流脉动量。

其中，

当L_s＝n(1-n)L_m时，有：

这表明，boost模式下实现低压侧端口电流零纹波的充要条件为：

L_s＝n(1-n)L_m (16)

同理可得，buck模式下实现低压侧端口电流零纹波的充要条件也为式(16)。

下面讨论本发明的零纹波储能双向变换器的ZVS软开关条件。

当本发明的零纹波储能双向变换器工作在boost模式时，第一开关管S₁实现ZVS开通的关键在于确保a点和b点电位下降期间(包含于模态4)，有：

i_L(t)+i_Ls(t)＜0 (17)

在此期间，低压侧端口电流i_L、辅助电感电流i_Ls近似不变，可得：

其中，I_H为高压侧端口电流平均值。

即，第一开关管S₁的ZVS开通条件为：

式中，I_L,max为低压侧端口电流的最大平均值，I_H,max为高压侧端口电流的最大平均值，f_s为开关频率；

同理，第二开关管S₂、第三开关管S₃实现ZVS开通的关键在于确保a点和b点电位上升期间(包含于模态2)，有：

i_L(t)+i_Ls(t)＞0 (20)

显然，这一条件始终满足。

同样地，当变换器工作在buck模式时，第二开关管S₂、第三开关管S₃实现ZVS开通的关键在于确保a点和b点电位上升期间(包含于模态2)，励磁电感电流i_Lm、辅助电感电流i_Ls满足式(20)。

在此期间，低压侧端口电流i_L、辅助电感电流i_Ls近似不变，可得：

即，第二开关管S₂、第三开关管S₃的ZVS开通条件为式(19)。

第一开关管S₁实现ZVS开通的关键在于确保a点和b点电位下降期间(包含于模态4)，低压侧端口电流i_L、辅助电感电流i_Ls满足式(17)。

显然，这一条件始终满足。

此外，为了避免耦合电感的损耗过大，耦合电感的励磁电感值L_m还需满足：

其中，δ％为耦合电感的励磁电感电流峰峰值与其最大平均电流的比值(纹波率)，通常为20％-40％。

下面对本发明的零纹波储能双向变换器进行参数设计。

变换器的设计指标为：开关频率f_s＝100kHz，低压侧电源端电压U_L＝48V，高压侧电源端电压U_H＝300V，最大输出功率P_o,max＝250W，δ％＝40％。

根据上述指标，由式(7)、(12)可得，D₁≈0.724、D₂≈0.276。

由式(19)、(22)可得：

其中，I_H,max为高压侧端口电流的最大平均值，I_L,max为低压侧端口电流的最大平均值。

显然，第二绕组N₂和第一绕组N₁的匝比n必须满足：

即：n<0.177。

取n＝0.1，由式(23)可得：164μH<L_m<287.7μH。

取L_m＝170μH，由式(16)可得：L_s＝15.3μH。

基于以上对本发明的变换器进行的模态分析、工作条件分析以及参数设计，下面使用Saber仿真软件对其进行仿真验证：

通过开环仿真验证本发明所提变换器的稳态特性，具体技术指标与电路参数如下：开关频率f_S＝100kHz，低压侧电源端电压U_L＝48V，高压侧电源端电压U_H＝300V，最大输出功率P_o,max＝250W；第一电容C₁＝47μF、第二电容C₂＝47μF、第三电容C₃＝4.7μF；励磁电感L_m＝170μH、辅助电感L_s＝15.3μH。此时，理论电压增益G＝6.25。

图9(a)给出了boost模式下第一开关管S₁的PWM驱动信号u_gs1、第二开关管S₂的PWM驱动信号u_gs2、第三开关管S₃的PWM驱动信号u_gs3、低压侧端口电流i_L、励磁电感电流i_Lm、辅助电感电流i_Ls的仿真波形。可以看出，第一开关管S₁的PWM驱动信号u_gs1与第二开关管S₂的PWM驱动信号u_gs2、第三开关管S₃的PWM驱动信号u_gs3波形互补，低压侧端口电流i_L的脉动量几乎为零，励磁电感电流i_Lm峰峰值与其最大平均电流的比值小于40％。图9(b)给出了boost模式下低压侧电源的端电压U_L、高压侧电源的端电压U_H、第一电容C₁的电压U_C1、第二电容C₂的电压U_C2的仿真波形。结合图9(a)可以看出，当电压增益G＝6.25时，占空比D₁≈0.727，与理论占空比D₁＝0.724几乎一致。图9(c)给出了boost模式下第一开关管S₁的PWM驱动信号u_gs1和第一开关管S₁的漏-源极端电压u_S1的仿真波形。图9(d)给出了boost模式下第二开关管S₂的PWM驱动信号u_gs2和第二开关管S₂的漏-源极端电压u_S2的仿真波形。图9(e)给出了boost模式下第三开关管S₃的PWM驱动信号u_gs3和第三开关管S₃的漏-源极端电压u_S3的仿真波形。由图9(c)-(e)可以看出，在第一开关管S₁的PWM驱动信号u_gs1、第二开关管S₂的PWM驱动信号u_gs2、第三开关管S₃的PWM驱动信号u_gs3正压到来前，第一开关管S₁的漏-源极端电压u_S1、第二开关管S₂的漏-源极端电压u_S2和第三开关管S₃的漏-源极端电压u_S3分别都已经降低至零，这表明三者均实现了零电压开通；结合图9(b)可以看出，第一开关管S₁、第二开关管S₂、第三开关管S₃电压应力分别为177V、174V和174V，第一电容C₁、第二电容C₂电压应力分别为176V和128V，均与理论值基本一致。

图10(a)给出了buck模式下第一开关管S₁的PWM驱动信号u_gs1、第二开关管S₂的PWM驱动信号u_gs2、第三开关管S₃的PWM驱动信号u_gs3、低压侧端口电流i_L、励磁电感电流i_Lm、辅助电感电流i_Ls的仿真波形。图10(b)给出了buck模式下低压侧电源的端电压U_L、高压侧电源的端电压U_H、第一电容C₁的电压U_C1、第二电容C₂的电压U_C2的仿真波形。图10(c)给出了buck模式下第一开关管S₁的PWM驱动信号u_gs1和第一开关管S₁的漏-源极端电压u_S1的仿真波形。图10(d)给出了buck模式下第二开关管S₂的PWM驱动信号u_gs2和第二开关管S₂的漏-源极端电压u_S2的仿真波形。图10(e)给出了buck模式下第三开关管S₃的PWM驱动信号u_gs3和第三开关管S₃的漏-源极端电压u_S3的仿真波形。由图10(a)-(e)可以看出，在buck模式下的仿真结果同样与理论基本一致，由此验证了理论分析的正确性。

而后对高压侧的电压、低压侧的电流进行闭环仿真以验证本发明所提控制方案的可行性，具体技术指标与电路参数如下：开关频率f_s＝100kHz，低压侧电源端电压U_L＝48V，高压侧电源端电压U_H＝300V，最大输出功率P_o,max＝250W；第一电容C₁＝47μF、第二电容C₂＝47μF、第三电容C₃＝4.7μF；励磁电感L_m＝170μH、辅助电感L_s＝15.3μH；其中，高压侧采用可变电源与电阻R＝24Ω串联。当仿真进行到150ms时，可变电源电压由280V瞬间切换至320V，以实现从boost模式切换至buck模式的切换，其动态调节过程如图11所示。可以看出，在150ms时刻，低压侧端口电流由正变负，变换器的能量流动方向发生改变，工作模式由boost模式切换至buck模式；模式切换前后，变换器高压侧电压均稳定在300V，与理论一致，从而验证了本发明所提控制方案的可行性。

本发明提供的高性能非隔离双向直流变换器具有以下优点：(1)boost模式下的电压增益为(1+D₁)/(1-D₁)，buck模式下的电压增益为D₂/(2-D₂)，升/降压能力强；(2)功率器件数量少、结构简单；(3)实现了低压侧端口电流零纹波，低压侧不再需要并联电解电容；(4)所有功率管均实现了ZVS软开关；(5)开关管数量少，且第一开关管、第二开关管、第三开关管的电压应力相等，均为(U_H+U_L)/2，电压应力较低，可以选用低额定电压和低成本的器件；(6)输入、输出共地，采样电路结构简单。

需要说明的是，在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。

以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想，而非对其限制。应当指出，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以对本发明进行若干改进和修饰，这些改进和修饰也落入本发明的保护范围内。

Claims (6)

1.一种零纹波储能双向变换器，其特征在于，包括第一电容、第二电容、第三电容、耦合电感、辅助电感、第一开关管、第二开关管、第三开关管；

所述耦合电感包含第一绕组和第二绕组；

第一绕组的第二端与第一开关管的漏极、第二开关管的源极、第二电容的负极连接；

第二绕组的第一端与第二开关管的漏极、第一电容的正极连接；

第二绕组的第二端与辅助电感的一端连接，辅助电感的另一端与第二电容的正极、第三开关管的源极连接；

第三开关管的漏极与第三电容的正极连接；

第一开关管的源极与第一电容的负极、第三电容的负极连接；

第一绕组的第一端与低压侧电源的正极相连；

第一开关管的源极与低压侧电源的负极相连；

第三电容的正极与高压侧电源的正极连接；

第三电容的负极与高压侧电源的负极连接；

辅助电感的电感值L_s满足：L_s＝n(1-n)L_m，

其中，n为第二绕组和第一绕组的匝比，L_m为耦合电感的励磁电感值；

第二开关管和第三开关管的驱动信号相同，且与第一开关管的驱动信号互补。

2.根据权利要求1所述的零纹波储能双向变换器，其特征在于，所述耦合电感的励磁电感值L_m满足：

其中，U_L为低压侧端口电压，U_H为高压侧端口电压，P_o,max为最大输出功率，f_s为开关频率，δ％为耦合电感的励磁电感电流峰峰值与其最大平均电流的比值。

3.根据权利要求1所述的零纹波储能双向变换器，其特征在于，所述零纹波储能双向变换器在boost模式下的理想电压增益为(1+D₁)/(1-D₁)，buck模式下的理想电压增益为D₂/(2-D₂)，其中，D₁为第一开关管的PWM驱动信号的占空比，D₂为第二开关管和第三开关管的PWM驱动信号的占空比。

4.根据权利要求1所述的零纹波储能双向变换器，其特征在于，所述第一开关管、第二开关管、第三开关管的电压应力均为(U_H+U_L)/2。

5.根据权利要求1所述的零纹波储能双向变换器，其特征在于，δ％为20％-40％。

6.一种权利要求1-5任一项所述的零纹波储能双向变换器的控制方法，其特征在于，具体为：

对所述零纹波储能双向变换器的高压侧端口电压进行采样，得到高压侧端口电压采样值，将所述高压侧端口电压采样值与预设的高压侧端口电压基准值比较，得第一误差信号；

所述第一误差信号依次经过电压控制器和双向限幅环节处理后，得到低压侧电流基准值；

对所述零纹波储能双向变换器的低压侧端口电流进行采样，得到低压侧端口电流采样值；

将所述低压侧端口电流采样值与所述低压侧端口电流基准值比较，得第二误差信号；

所述第二误差信号依次经过电流控制器和单向限幅环节处理后与单极性三角载波交截，产生第一开关管的PWM驱动信号；

将所述第一开关管的PWM驱动信号取反，得到第二开关管和第三开关管的PWM驱动信号。

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