CN112583252B - 一种高功率密度高增益变换器及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明属于DC‑DC升压变换器技术领域，公开了一种高功率密度高增益变换器及其控制方法，其直流电源的正极与第一电感的一端连接；第一电感的另一端与第一开关管的漏极、第二开关管的源极、第二电容的正极连接；第二开关管的漏极与第二电感的一端、第一电容的正极连接；第二电感的另一端与滤波电容的正极、直流负载的一端连接；直流负载的另一端与滤波电容的负极、第二电容的负极、第一二极管的阳极连接；直流电源的负极与第一电容的负极、第一开关管的源极、第一二极管的阴极连接；第一开关管和第二开关管工作在互补导通状态，减小了开关损耗，提高了系统效率，且具有输入、输出电流连续、体积小，功率管数量少、电压应力低等优点。

Description

一种高功率密度高增益变换器及其控制方法

技术领域

本发明属于DC-DC升压变换器技术领域，具体涉及一种高功率密度高增益变换器及其控制方法。

背景技术

燃料电池、光伏电池或蓄电池等可再生能源发电单元的端电压较低且变化范围较宽。因此，分布式可再生能源并网发电系统普遍采用直流升压变换器级联电压型逆变器的两级式结构。目前，非隔离并网逆变器的漏电流抑制策略日益成熟，电气安全问题已经得到完美解决。而且，相较于隔离型变换器，非隔离型变换器具有体积小、成本低、损耗小的优点。因此，采用非隔离型升压变换器作为可再生能源接口更具有优势。

Boost变换器是应用最为广泛的非隔离型升压变换器。其输入电流连续，结构简单，但实际电压增益受电路寄生参数的影响存在极大值(一般低于5)，且该增益对应的占空比接近1，功率管的电流应力和电压应力较大，系统效率严重下降。为此，开关电感、准Z源、二次型、开关电容等各种非隔离型双电感Boost变换器继被报道。上述方案可以提高Boost变换器的实际电压增益和变换效率，但是存在以下问题：功率管的开关损耗较大导致开关频率难以提升；输出电流断续，需要大容量的高压滤波电容，且具有两个体积较大的电感，降低了功率密度。

发明内容

有鉴于此，本发明目的在于提供一种高功率密度高增益变换器，其可以采用较小容量的滤波电容，且第一开关管S₁和第二开关管S₂工作在互补导通状态，第二电感L₂电流双向线性变化，从而大大减小了第一开关管S₁、第二开关管S₂的开通损耗和第一二极管D的反向恢复损耗，因而可以大幅度提高开关频率和功率密度。

为了实现上述目的，本发明提出的技术方案如下：

一种高功率密度高增益变换器，包括直流电源U_in、第一电容C₁、第二电容C₂、第一电感L₁、第二电感L₂、第一开关管S₁、第二开关管S₂、第一二极管D、滤波电容C_o，直流负载R；

所述直流电源U_in的正极与所述第一电感L₁的一端连接；

所述第一电感L₁的另一端与所述第一开关管S₁的漏极、所述第二开关管S₂的源极、所述第二电容C₂的正极连接；

所述第二开关管S₂的漏极与所述第二电感L₂的一端、所述第一电容C₁的正极连接；

所述第二电感L₂的另一端与所述滤波电容C_o的正极、所述直流负载R的一端连接；

所述直流负载R的另一端与所述滤波电容C_o的负极、所述第二电容C₂的负极、所述第一二极管D的阳极连接；

所述直流电源U_in的负极与所述第一电容C₁的负极、所述第一开关管S₁的源极、所述第一二极管D的阴极连接；

进一步的，所述第一开关管S₁、第二开关管S₂为自带反向并联二极管的金氧半场效晶体管。

进一步的，所述第一电感L₁的电感值为：

上式中，L₁为第一电感L₁的电感值，D为第一开关管S₁控制信号的占空比，U_in为输入电压的平均值，I_in,max为输入电流的最大平均值，f_s为开关频率，δ％为第一电感L₁允许的最大电流脉动量与第一电感L₁最大平均电流的百分比。

进一步的，所述第二电感L₂的电感值为：

上式中，L₂为第二电感L₂的电感值，I_o,max为输出电流的最大平均值。

进一步的，所述的高功率密度高增益变换器的控制方法为：

将直流调制信号u_rdc与单极性三角载波u_c交截，产生第一开关管S₁的PWM驱动信号u_g1；该驱动信号取反，产生PWM驱动信号u_g2，以控制第二开关管S₂。

进一步的，所述第一电感L₁和第二电感L₂均工作在电流连续模式。

进一步的，所述高功率密度高增益变换器的理想电压增益G为：

与现有技术相比，本发明提出的高功率密度高增益变换器，其第一开关管S₁和第二开关管S₂工作在互补导通状态，第二电感L₂电流双向线性变化，从而大大减小了第一开关管S₁、第二开关管S₂的开通损耗和第一二极管D的反向恢复损耗，因此可以大幅度提高开关频率和功率密度。同时，所发明变换器还具有输入、输出电流连续、第二电感L₂和滤波电容C_o的体积较小、功率管数量少且电压应力低等优点。

附图说明

图1为本申请实施例的高功率密度高增益变换器的电路结构示意图；

图2(a)到(g)为图1所示的高功率密度高增益变换器在一个开关周期内的7种工作模态等效图；

图3为图1所示的高功率密度高增益变换器在一个开关周期内的主要工作波形图；

图4(a)-(e)为图1所示高功率密度高增益变换器的仿真波形图。

具体实施方式

下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本申请的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

图1示出本申请实施例高功率密度高增益变换器的电路结构示意图。作为示例性而非限定性实施例，该高功率密度高增益变换器包括直流电源U_in、第一电容C₁、第二电容C₂、第一电感L₁、第二电感L₂、第一开关管S₁、第二开关管S₂、第一二极管D、滤波电容C_o，直流负载R；直流电源U_in的正极与第一电感L₁的一端连接；第一电感L₁的另一端与第一开关管S₁的漏极、第二开关管S₂的源极、第二电容C₂的正极连接；第二开关管S₂的漏极与第二电感L₂的一端、第一电容C₁的正极连接；第二电感L₂的另一端与滤波电容C_o的正极、直流负载R的一端连接；直流负载R的另一端与滤波电容C_o的负极、第二电容C₂的负极、第一二极管D的阳极连接；直流电源U_in的负极与第一电容C₁的负极、第一开关管S₁的源极、第一二极管D的阴极连接。

在此实施例中，第一开关管S₁、第二开关管S₂为自带反向并联二极管的金氧半场效晶体管(MOSFET)。

在此实施例中，该高功率密度高增益变换器第一开关管S₁和第二开关管S₂的控制方法为：

将直流调制信号u_rdc与单极性三角载波u_c交截，产生第一开关管S₁的PWM驱动信号u_g1；该驱动信号取反，产生PWM驱动信号u_g2，以控制第二开关管S₂。

下面对图1所示高功率密度高增益变换器的工作过程进行说明。

系统工作进入稳态后，一个开关周期内可分为7种模态；除考虑开关管的寄生电容外，忽略开关管的其他寄生参数；储能元件以及二极管均为理想器件，第一电容C₁、第二电容C₂、滤波电容C_o足够大，可忽略电压纹波；第一电感L₁、第二电感L₂的电流连续；输入电源U_in负端为零电位参考点，直流负载R为纯阻性。各模态的等效电路分别如图2(a)～图2(g)所示；一个开关周期内的主要波形示意图，如图3所示。

分述如下：

工作模态1[t₀,t₁](等效电路如图2(a)所示)

t₀时刻前，第一开关管S₁体二极管导通续流，第二开关管S₂关断，第一二极管D受反向电压关断；从图3中可以看出，第二电感电流i_L2反向流动，且不断减小。

在t₀时刻，第一开关管S₁开通，此时第一开关管S₁的体二极管流过电流，开通损耗几乎为零，模态1开始。第一电感L₁和第二电感L₂承受正向电压，第一电感电流i_L1和第二电感电流i_L2线性上升，在此期间，第二电感电流i_L2先减小为零，然后正向增大；第一电容C₁、第二电容C₂向负载R供电。此时，有：

式中，U_L1为第一电感L₁电压，U_L2为第二电感L₂电压，U_C1为第一电容C₁电压的平均值，U_C2为第二电容C₂电压的平均值，U_o为输出电压的平均值。

工作模态2[t₁,t₂](等效电路如图2(b)所示)

t₁时刻，关断第一开关管S₁，模态2开始。第一电感电流i_L1和第二电感电流i_L2均流入结点b，为C_S1充电，并抽走C_S2上的电荷。由于充放电时间较短，可近似认为i_L1和i_L2保持不变。因此，第一开关管S₁漏-源极端电压u_cs1和第二开关管S₂漏-源极端电压u_cs2可表示为：

u_CS2(t)＝U_C1-u_CS1(t) (4)

在t₂时刻，C_S1的电压上升为U_C1，C_S2的电压下降为0，第一二极管D导通，模态2结束。

工作模态3[t₂,t₃](等效电路如图2(c))

t₂时刻，第一二极管D正向导通，第二开关管S₂的体二极管导通续流，模态3开始。第一电感L₁和第二电感L₂承受反向电压，从图3中可以看出，第一电感电流i_L1和第二电感电流i_L2正向线性减小，第一电感电流i_L1和第二电感电流i_L2同时流过第一二极管D，因此，流过第一二极管D的电流线性减小。此时，有：

工作模态4[t₃,t₄](等效电路如图2(d))

t₃时刻，开通第二开关管S₂，其体二极管导流过电流，开通损耗几乎为零，模态4开始。第一电感电流i_L1和第二电感i_L2均保持原有斜率线性减小。在此期间，如图3所示，电感电流i_L1正向减小，电感电流i_L2先正向减小，然后反向增大，流过第一二极管D的电流继续减小。

工作模态5[t₄,t₅](等效电路如图2(e))

t₄时刻，流过第一二极管D的电流线性减小为零，反向恢复损耗几乎为零，模态4结束，模态5开始。第一电感电流i_L1和第二电感电流i_L2继续维持原来斜率减小。

工作模态6[t₅,t₆](等效电路如图2(f))

t₅时刻，关断S₂，模态5结束，模态6开始。第一电感电流i_L1和第二电感i_L2的总电流流出结点b，抽走C_S1上的电荷，同时为C_S2充电。由于充放电时间较短，可近似认为电感电流i_L1和i_L2保持不变。因此，漏-源极端电压线性变化，可表示为：

u_CS2(t)＝U_C1-u_CS1(t) (8)

在t₆时刻，C_S1的电压下降为0，C_S2的电压上升为U_C1，模态6结束。

工作模态7[t₆,t₇](等效电路如图2(g))

t₆时刻，第一开关管S₁体二极管导通续流，模态7开始。该阶段第一电感L₁和第二电感L₂承受正向电压，第一电感电流i_L1正向线性上升，第二电感电流i_L2反向线性减小。在t₇时刻，第一开关管S₁开通，进入下一个开关周期。

基于以上对本发明的变换器的工作过程的分析，下面对其工作条件进行分析。

忽略死区时间，根据第一电感L₁和第二电感L₂的伏秒平衡，可得：

式中，T_s为开关周期。

此外，由图2(d)可得：

U_C1＝U_C2 (10)

根据式(9)、(10)，可得本发明变换器的理想电压增益G为：

由模态分析可知，为了在整个负载范围内均能实现第一开关管S₁开通前，其体二极管导通续流，需要在最大负载条件下满足以下电流条件：

i_L1(t)+i_L2(t)<0 t∈(t₅,t₆) (12)

式中，t₅-t₆分别为工作模态时刻点。

在模态6，第一电感电流i_L1和第二电感电流i_L2近似不变，可得：

式中，I_L1为第一电感电流i_L1的平均值，I_L2为第二电感电流iL2的平均值，ΔI_L1为第一电感电流i_L1的脉动量，ΔI_L2为第二电感电流i_L2的脉动量。

将式(13)代入式(12)，可知第二电感L₂的脉动量ΔI_L2满足：

ΔI_L2>2(I_L1+I_L2)-ΔI_L1 t∈(t₅,t₆) (14)

此外，由模态分析可得：

结合式(14)和式(15)，可以得到第一电感L₁、第二电感L₂满足：

第一电容C₁、第二电容C₂和滤波电容C_o需要满足：

式中，ΔU_C1为第一电容C₁的电压脉动量。

式中，ΔU_o为滤波电容C_o的电压脉动量。

下面对本发明的变换器进行参数设计。

根据以下系统参数对变换器电感电容进行参数设计，开关频率f_s为100kHz，输入电压U_in为48V，输出功率P_o为250W，输出电压U_o为380V，占空比D为0.776。

通常取δ％为20％，即ΔI_L1≤0.2I_in,max则有：

第二电感L₂满足：

通常要求电容电压脉动率低于1％，可得：

基于以上对本发明的变换器进行的模态分析、工作条件分析以及参数设计，下面对其进行仿真验证：

为了验证理论分析的正确性，根据上述参数设计，使用Saber仿真软件对所提升压变换器进行仿真验证，具体取值如下：第一电容C₁为47uF，第二电容C₂为47uF，第一电感L₁为0.4mH，第二电感L₂为30uH，滤波电容C_o＝47uF。

图4(a)-(b)给出了第一、二电感电流i_L1和i_L2、第一、二开关管S₁、S₂的驱动信号u_s1和u_gs2、输入电压u_in和输出电压u_o的仿真波形。可以看出，第一电感L₁工作在CCM，第二电感L₂工作在BCM；当占空比D≈0.78、输入电压U_in＝48V时，所提变换器的输出电压为U_o＝380V，实测电压增益为G＝U_o/U_in≈7.92，与理论值G≈8.09基本吻合。图4(c)-(d)给出了第一开关管S₁、第二开关管S₂的驱动信号u_gs1、u_gs2和漏-源极端电压u_cs1、u_cs2的仿真波形。可以看出，当驱动信号u_gs1、u_gs2的高电平到来前，第一开关管S₁和第二开关管S₂体二极管导通续流。因此，第一开关管S₁和第二开关管S₂的开通损耗几乎为零。图4(e)给出了第一二极管D的电流i_D和电压u_D的仿真波形。可以看出，第一二极管D的电流i_D线性下降过程中，其反向电压几乎为零，在其承受反向电压前，电流i_D缓慢降为零，有效减小了其反向恢复损耗。

需要说明的是，在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。

以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想，而非对其限制。应当指出，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以对本发明进行若干改进和修饰，这些改进和修饰也落入本发明的保护范围内。

Claims (2)

1.一种高功率密度高增益变换器，其特征在于，所述高功率密度高增益变换器输入、输出电流连续，所述高功率密度高增益变换器包括直流电源U_in、第一电容C₁、第二电容C₂、第一电感L₁、第二电感L₂、第一开关管S₁、第二开关管S₂、第一二极管D、滤波电容C_o，直流负载R；

所述直流电源U_in的正极与所述第一电感L₁的一端连接；

所述第一电感L₁的另一端与所述第一开关管S₁的漏极、所述第二开关管S₂的源极、所述第二电容C₂的正极连接；

所述第二开关管S₂的漏极与所述第二电感L₂的一端、所述第一电容C₁的正极连接；

所述第二电感L₂的另一端与所述滤波电容C_o的正极、所述直流负载R的一端连接；

所述直流负载R的另一端与所述滤波电容C_o的负极、所述第二电容C₂的负极、所述第一二极管D的阳极连接；

所述直流电源U_in的负极与所述第一电容C₁的负极、所述第一开关管S₁的源极、所述第一二极管D的阴极连接；

其中，所述第一开关管S₁和所述第二开关管S₂均为自带反向并联二极管的金氧半场效晶体管；

所述第一电感L₁的电感值满足：

上式中，L₁为第一电感L₁的电感值，D为第一开关管S₁控制信号的占空比，U_in为输入电压的平均值，I_in,max为输入电流的最大平均值，f_s为开关频率，δ％为第一电感L₁允许的最大电流脉动量与第一电感L₁最大平均电流的百分比；

所述第二电感L₂的电感值满足：

上式中，I_o,max为输出电流的最大平均值，L₂为第二电感L₂的电感值；

所述第一电感L₁和第二电感L₂均工作在电流连续模式；

所述高功率密度高增益变换器的控制方法为：

将直流调制信号u_rdc与单极性三角载波u_c交截，产生第一开关管S₁的PWM驱动信号u_g1；该驱动信号取反，产生PWM驱动信号u_g2，以控制第二开关管S₂。

2.根据权利要求1所述的高功率密度高增益变换器，其特征在于，所述高功率密度高增益变换器的理想电压增益G为：

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