CN110011543A - 基于改进sepic电路的高升压比dc/dc变换器 - Google Patents

基于改进sepic电路的高升压比dc/dc变换器 Download PDF

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Abstract

基于改进SEPIC电路的高升压比DC/DC变换器，属于电力电子技术领域，解决了现有高频升压型DC/DC变换器因开关管工作在硬开关状态而导致开关管电压应力大，系统效率低的问题。本发明所述的基于改进SEPIC电路的高升压比DC/DC变换器在现有SEPIC电路的基础上增设了开关管S2、二极管Da1、二极管Da2、电容Cs2、电容CQ1、电容CQ2、电容Ca和变压器。由于引入了两个并联谐振电容，即电容CQ1和电容CQ2，两个开关管均实现了零电压导通，不仅降低了开关管两端的电压应力，而且减小了开关管的损耗，提升系统效率，适合于高频化场合。

Description

基于改进SEPIC电路的高升压比DC/DC变换器
技术领域
本发明涉及一种DC/DC变换器，属于电力电子技术领域。
背景技术
近年来，随着能源与环境问题的日益突出，光伏发电等新型清洁能源得到了飞速的发展。与此同时，升压型DC/DC变换器作为光伏电池板与逆变器之间的接口设备，也得到了长足的发展。现有的升压型DC/DC变换器一方面要求高效率，以充分利用光伏电池板所产生的能量，另一方面要求减小体积，提高系统功率密度。如何实现高效率和高功率密度的升压型DC/DC变换器已经成为直流输电领域亟待解决的问题。
现有的升压型DC/DC变换器主要存在以下问题：
1、对于高频升压型DC/DC变换器来说，提高工作频率有利于减小感性元件的体积，从而减小变换器的体积，提高系统功率密度。然而，当开关管工作在硬开关状态时，系统损耗也会随着工作频率的提高而增大，从而降低了系统效率。
2、现有基于Boost电路的升压型DC/DC变换器在极限占空比工作条件下的开关管电压应力较高，且二极管的反向恢复问题没有得到很好的解决，在低压输入、高压输出的场合下功率器件损耗较大，系统效率较低。
发明内容
本发明为解决现有高频升压型DC/DC变换器因开关管工作在硬开关状态而导致开关管电压应力大，系统效率低的问题，提出了一种基于改进SEPIC电路的高升压比DC/DC变换器。
本发明所述的基于改进SEPIC电路的高升压比DC/DC变换器包括SEPIC电路，以及增设的开关管S2、二极管Da1、二极管Da2、电容Cs2、电容CQ1、电容CQ2、电容Ca和变压器；
SEPIC电路包括开关管S1、电感L1、电感L2、电容Cs1、二极管Do和电容Co；
变压器包括原边电感L3p和副边电感L3s；
电感L1的第一端同时与直流电源Vin的正极和开关管S2的电流流入端相连；
电感L1的第二端同时与电容Cs1的第一端、开关管S1的电流流入端和二极管Da1的阳极相连；
电容Cs1的第二端与原边电感L3p的第一端相连；
原边电感L3p的第二端同时与二极管Da1的阴极、电容Ca的第一端、副边电感L3s的第二端和二极管Da2的阳极相连；
副边电感L3s的第一端与电容Cs2的第一端相连；
电容Cs2的第二端同时与二极管Da2的阴极和二极管Do的阳极相连；
二极管Do的阴极同时与电容Co的第一端和负载RL的第一端相连；
负载RL的第二端同时与电容Co的第二端、电容Ca的第二端、开关管S2的电流流出端和电感L2的第一端相连；
电感L2的第二端同时与开关管S1的电流流出端和直流电源Vin的负极相连；
原边电感L3p的第一端和副边电感L3s的第一端为同名端；
开关管S1和开关管S2分别带有体二极管DQ1和体二极管DQ2；
电容CQ1和电容CQ2分别并联在体二极管DQ1和体二极管DQ2的两端。
作为优选的是，所述DC/DC变换器还包括驱动电路，驱动电路的两个隔离驱动信号输出端分别与开关管S1的驱动信号输入端和开关管S2的驱动信号输入端相连。
作为优选的是，驱动电路包括驱动单元、第一电源管理单元和第二电源管理单元；
驱动单元用于同时驱动开关管S1和开关管S2；
第一电源管理单元与供电电源相连，用于同时为驱动单元的输入侧和第二电源管理单元的输入侧供电；
第二电源管理单元用于为驱动单元的输出侧供电。
作为优选的是，驱动单元采用SI8271型号的芯片实现。
作为优选的是，第一电源管理单元和第二电源管理单元分别采用LM7805型号的芯片和LP2985型号的芯片实现。
本发明所述的基于改进SEPIC电路的高升压比DC/DC变换器，在现有SEPIC电路的基础上，增设了开关管S2、二极管Da1、二极管Da2、电容Cs2、电容CQ1、电容CQ2、电容Ca和变压器。由于引入两个并联谐振电容，即电容CQ1和电容CQ2，两个开关管均实现了零电压导通，不仅降低了开关管两端的电压应力，而且减小了开关管的损耗，提升系统效率，适合于高频化场合。
附图说明
在下文中将基于实施例并参考附图来对本发明所述的基于改进SEPIC电路的高升压比DC/DC变换器进行更详细的描述，其中：
图1为实施例所述的基于改进SEPIC电路的高升压比DC/DC变换器的电路原理图；
图2为实施例所述的基于改进SEPIC电路的高升压比DC/DC变换器的第一工作模态图，其中，iL1为流经电感L1的电流，iL2为流经电感L2的电流，iCs1为流经电容Cs1的电流，iL3p为流经原边电感L3p的电流，iL3s为流经副边电感L3s的电流，iCa为流经电容Ca的电流，iCo为流经电容Co的电流，iin为所述DC/DC变换器的输入电流，io为所述DC/DC变换器的输出电流；
图3为实施例所述的基于改进SEPIC电路的高升压比DC/DC变换器的第二工作模态图；
图4为实施例所述的基于改进SEPIC电路的高升压比DC/DC变换器的第三工作模态图；
图5为实施例所述的基于改进SEPIC电路的高升压比DC/DC变换器的第四工作模态图；
图6为实施例所述的基于改进SEPIC电路的高升压比DC/DC变换器的第五工作模态图；
图7为实施例所述的基于改进SEPIC电路的高升压比DC/DC变换器的第六工作模态图；
图8为实施例所述的基于改进SEPIC电路的高升压比DC/DC变换器的第七工作模态图；
图9为实施例所述的基于改进SEPIC电路的高升压比DC/DC变换器的主要工作波形图，其中，Vgs.S1,2表示开关管S1和开关管S2的栅极与源极之间的电压，Vds.S1,2表示开关管S1和开关管S2的漏极与源极之间的电压，iS1,2表示流经开关管S1和开关管S2的电流，iL1,2表示流经电感L1和电感L2的电流，VL1,2表示电感L1和电感L2两端电压，iDa1表示流经二极管Da1的电流，VDa1表示二极管Da1两端电压，iDo表示流经二极管Do的电流，VDo表示二极管Do两端电压，iCQ1,2表示流经电容CQ1和电容CQ2的电流，VCa表示电容Ca两端电压；
图10为实施例提及的开关管S1的驱动电压及漏源电压仿真波形图；
图11为实施例提及的开关管S2的驱动电压与漏源电压仿真波形图；
图12为实施例提及的所述DC/DC变换器的输出电压及输出电流仿真波形图；
图13为实施例提及的驱动电路的电路原理图。
具体实施方式
下面将结合附图对本发明所述的基于改进SEPIC电路的高升压比DC/DC变换器作进一步说明。
实施例：下面结合图1～图13详细地说明本实施例。
本实施例所述的基于改进SEPIC电路的高升压比DC/DC变换器包括SEPIC电路，以及增设的开关管S2、二极管Da1、二极管Da2、电容Cs2、电容CQ1、电容CQ2、电容Ca和变压器；
SEPIC电路包括开关管S1、电感L1、电感L2、电容Cs1、二极管Do和电容Co；
变压器包括原边电感L3p和副边电感L3s；
电感L1的第一端同时与直流电源Vin的正极和开关管S2的电流流入端相连；
电感L1的第二端同时与电容Cs1的第一端、开关管S1的电流流入端和二极管Da1的阳极相连；
电容Cs1的第二端与原边电感L3p的第一端相连；
原边电感L3p的第二端同时与二极管Da1的阴极、电容Ca的第一端、副边电感L3s的第二端和二极管Da2的阳极相连；
副边电感L3s的第一端与电容Cs2的第一端相连；
电容Cs2的第二端同时与二极管Da2的阴极和二极管Do的阳极相连；
二极管Do的阴极同时与电容Co的第一端和负载RL的第一端相连；
负载RL的第二端同时与电容Co的第二端、电容Ca的第二端、开关管S2的电流流出端和电感L2的第一端相连；
电感L2的第二端同时与开关管S1的电流流出端和直流电源Vin的负极相连；
原边电感L3p的第一端和副边电感L3s的第一端为同名端；
开关管S1和开关管S2分别带有体二极管DQ1和体二极管DQ2；
电容CQ1和电容CQ2分别并联在体二极管DQ1和体二极管DQ2的两端。
本实施例所述的基于改进SEPIC电路的高升压比DC/DC变换器还包括驱动电路，驱动电路的两个隔离驱动信号输出端分别与开关管S1的驱动信号输入端和开关管S2的驱动信号输入端相连。
本实施例的驱动电路包括驱动单元、第一电源管理单元和第二电源管理单元；
驱动单元用于同时驱动开关管S1和开关管S2；
第一电源管理单元与供电电源相连，用于同时为驱动单元的输入侧和第二电源管理单元的输入侧供电；
第二电源管理单元用于为驱动单元的输出侧供电。
本实施例的驱动单元采用SI8271型号的芯片实现。
本实施例的第一电源管理单元采用LM7805型号的芯片实现。
本实施例的第二电源管理单元采用LP2985型号的芯片实现。
下面详细说明本实施例所述的基于改进SEPIC电路的高升压比DC/DC变换器的工作原理：
所述DC/DC变换器在现有SEPIC电路的基础上增设了开关管S2、二极管Da1、二极管Da2、电容Cs2、电容CQ1、电容CQ2、电容Ca和变压器。在分析所述DC/DC变换器的工作原理时，将电容CQ1临时定义为电容CQ1本身与开关管S1的寄生电容之和，将电容CQ2临时定义为电容CQ2本身与开关管S2的寄生电容之和。开关管S1和开关管S2的驱动信号相同。二极管Da1与电容Ca构成倍压单元。电感L1和电感L2均工作于连续模式，能够有效降低输入电流纹波，电感L1和电感L2的电感值相等，能够进一步升压。为了实现开关管S1和开关管S2的零电压导通，减小电路损耗，变压器的原边电感L3p工作于断续模式，并与电容CQ1和电容CQ2构成谐振网络。为了保证电容Cs1、电容Cs2和电容Ca两端电压的恒定，电容Cs1、电容Cs2和电容Ca的电容值应足够大。电容Co为输出稳压电容。
在一个开关周期T内，所述DC/DC变换器包括7个工作模态：
第一工作模态(t0-t1)：如图2所示。由于在t0时刻之前，体二极管DQ1和体二极管DQ2先导通，在t0时刻，开关管S1和开关管S2能够同时零电压导通。电感L1和电感L2均通过直流电源Vin充电，电容Ca对原边电感L3p充电，变压器的副边通过电容Cs2-副边电感L3s-二极管Da2的路径放电续流，电容Co向负载RL放电。当电容Cs2充电到二极管Da2反向截止时，该工作模态结束。
第二工作模态(t1-t2)：如图3所示。电容Cs2和二极管Da2的值能够保证在t1时刻续流完毕，之后开关管S1和开关管S2依旧处于导通状态，电感L1和电感L2均通过直流电源Vin充电，电容Ca对原边电感L3p充电，电容Co向负载RL放电。
第三工作模态(t2-t3)：如图4所示。在t2时刻，开关管S1和开关管S2同时截止，电容CQ1和电容CQ2开始充电，开关管S1和开关管S2两端的电压应力均从0开始逐渐增加。由于电容CQ1和电容CQ2的电容值很小，电容CQ1和电容CQ2的充电时间很短，当电容CQ1和电容CQ2两端电压均增加到等于电容Ca两端电压与电感L2两端电压之和时，充电完成，该工作模态结束。
第四工作模态(t3-t4)：如图5所示。电容CQ1两端电压和副边电感L3s的电流分别为二极管Da1和二极管Do提供了导通条件。因此，电感L1、电感L2和原边电感L3p中的能量开始传输到电容Ca，与此同时，电感L1、电感L2和原边电感L3p中的能量均通过电容Cs2和二极管Do传输到电容Co。在该工作模态下，流经二极管Do的电流线性增大，流经二极管Da1的电流线性减小，直到流经二极管Da1的电流减小到零时，该工作模态结束。
第五工作模态(t4-t5)：如图6所示。在t4时刻后，流经二极管Do的电流开始线性减小。此时，电感L1、电感L2和原边电感L3p中的能量持续传输到电容Ca。与此同时，电感L1、电感L2和原边电感L3p中的能量均通过电容Cs2和二极管Do传输到电容Co。当流经二极管Do的电流减小到零时，该工作模态结束。
第六工作模态(t5-t6)：如图7所示。在该工作模态下，二极管Da1、二极管Da2和二极管Do均截止。电容CQ1和电容CQ2分别通过图中的两条回路与电感L1、电感L2和原边电感L3p谐振，当电容CQ1和电容CQ2两端电压均谐振到零时，该工作模态结束，此时开关管S1和开关管S2两端电压为零。
第七工作模态(t6-t7)：如图8所示。在该工作模态下，由于开关管S1和开关管S2两端存在反压，体二极管DQ1和体二极管DQ2开始导通。此时，电感L1和电感L2两端的电压应力等于直流电源Vin的输出电压，电感L1、电感L2和原边电感L3p均开始储存能量，流经电感L1、电感L2和原边电感L3p的电流均增大。
下面通过仿真结果说明本实施例所述的基于改进SEPIC电路的高升压比DC/DC变换器的有益效果：
图10为开关管S1的驱动电压及漏源电压仿真波形图，图11为开关管S2的驱动电压与漏源电压仿真波形图。由图10和图11可知，开关管S1和开关管S2均实现了零电压导通，开关管两端的电压应力小，损耗小。
图12为所述DC/DC变换器的输出电压及输出电流仿真波形图。由图12可知，所述DC/DC变换器的输出电压约为180V，输出电流约为0.3A。而所述DC/DC变换器的输入电压为12V，由此可知所述DC/DC变换器实现了15倍的升压输出。
下面详细说明本实施例所述的基于改进SEPIC电路的高升压比DC/DC变换器的控制原理：
先根据第一工作模态和第四工作模态的电压关系，求出各电容的电压值。再根据电感波形图，在一个开关周期T内，利用伏秒平衡原理，将两个谐振阶段的电感电压曲线做近似线性化处理，可求出谐振阶段电感两端的平均电压。最后将谐振阶段的总时间由其他工作模态的时间进行表示，可以求出软开关条件下所述DC/DC变换器的升压比公式如下：
定义td＝t2-t0＝D·T，tr1＝t3-t2，tr2＝t6-t5，tδ＝t5-t3＝Dδ·T,tb＝t7-t6＝Db·T，n为变压器变比，D为占空比。
对于高频升压变换器，开关管的驱动电路十分重要，切忌出现驱动信号延迟和失真等问题。本实施例所述的基于改进SEPIC电路的高升压比DC/DC变换器采用了SI8271隔离型驱动芯片，并利用转压芯片LM7805和LP2985作为辅助电源，实现对开关管的通断控制。LM805芯片将输入电压转换为5V的输出电压，并同时为LP2985芯片和SI8271芯片的输入侧供电。LP2985芯片将5V输入电压转换为6.1V输出电压，并为SI8271芯片的输出侧供电。栅极电阻采用开通和关断的两个独立电阻，以便更好地控制驱动电路的开通和关断特性。
本实施例所述的基于改进SEPIC电路的高升压比DC/DC变换器采用平面电感和贴片电容，不仅减小了自身的体积，而且提高了功率密度和系统效率。
虽然在本文中参照了特定的实施方式来描述本发明，但是应该理解的是，这些实施例仅是本发明的原理和应用的示例。因此应该理解的是，可以对示例性的实施例进行许多修改，并且可以设计出其他的布置，只要不偏离所附权利要求所限定的本发明的精神和范围。应该理解的是，可以通过不同于原始权利要求所描述的方式来结合不同的从属权利要求和本文中所述的特征。还可以理解的是，结合单独实施例所描述的特征可以使用在其他所述实施例中。

Claims (5)

1.基于改进SEPIC电路的高升压比DC/DC变换器，其特征在于，所述DC/DC变换器包括SEPIC电路，以及增设的开关管S2、二极管Da1、二极管Da2、电容Cs2、电容CQ1、电容CQ2、电容Ca和变压器；
SEPIC电路包括开关管S1、电感L1、电感L2、电容Cs1、二极管Do和电容Co；
变压器包括原边电感L3p和副边电感L3s；
电感L1的第一端同时与直流电源Vin的正极和开关管S2的电流流入端相连；
电感L1的第二端同时与电容Cs1的第一端、开关管S1的电流流入端和二极管Da1的阳极相连；
电容Cs1的第二端与原边电感L3p的第一端相连；
原边电感L3p的第二端同时与二极管Da1的阴极、电容Ca的第一端、副边电感L3s的第二端和二极管Da2的阳极相连；
副边电感L3s的第一端与电容Cs2的第一端相连；
电容Cs2的第二端同时与二极管Da2的阴极和二极管Do的阳极相连；
二极管Do的阴极同时与电容Co的第一端和负载RL的第一端相连；
负载RL的第二端同时与电容Co的第二端、电容Ca的第二端、开关管S2的电流流出端和电感L2的第一端相连；
电感L2的第二端同时与开关管S1的电流流出端和直流电源Vin的负极相连；
原边电感L3p的第一端和副边电感L3s的第一端为同名端；
开关管S1和开关管S2分别带有体二极管DQ1和体二极管DQ2；
电容CQ1和电容CQ2分别并联在体二极管DQ1和体二极管DQ2的两端。
2.如权利要求1所述的基于改进SEPIC电路的高升压比DC/DC变换器，其特征在于，所述DC/DC变换器还包括驱动电路，驱动电路的两个隔离驱动信号输出端分别与开关管S1的驱动信号输入端和开关管S2的驱动信号输入端相连。
3.如权利要求2所述的基于改进SEPIC电路的高升压比DC/DC变换器，其特征在于，驱动电路包括驱动单元、第一电源管理单元和第二电源管理单元；
驱动单元用于同时驱动开关管S1和开关管S2；
第一电源管理单元与供电电源相连，用于同时为驱动单元的输入侧和第二电源管理单元的输入侧供电；
第二电源管理单元用于为驱动单元的输出侧供电。
4.如权利要求3所述的基于改进SEPIC电路的高升压比DC/DC变换器，其特征在于，驱动单元采用SI8271型号的芯片实现。
5.如权利要求4所述的基于改进SEPIC电路的高升压比DC/DC变换器，其特征在于，第一电源管理单元和第二电源管理单元分别采用LM7805型号的芯片和LP2985型号的芯片实现。
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