CN107482921A - 一种双向dc‑dc变换器 - Google Patents

Abstract

一种双向变换器，包括第一侧Vs、第二侧Vo、变压器B，功率管Q1、Q2、Q3、Q4，二极管D1、D2，电容C1、C2，变压器B至少包括原边绕组Np与副边绕组Ns；功率管Q1与D1并联后与原边串联，功率管Q3与C1串联后与原边绕组Np并联；功率管Q2与D2并联后与副边边串联，功率管Q4与C2串联后与副边绕组Ns并联，漏感能量可通过漏感与电容C1或者C2进行谐振后得到回收利用，同时实现了部分功率管的零电压开通，降低了开关损耗；这个电路克服了现有双向变换器使用RCD吸收电路消耗漏感电能而效率低的缺陷，具有电路简单，功耗低的特点。

Description

一种双向DC-DC变换器

技术领域

本发明涉及DC-DC变换器，特别涉及能量双向流动的DC-DC变换器。

现有技术

DC-DC变换器是现代高频开关电源的基本组成部分，顾名思义，它把直流(DC)输入电压Vin变换成更满足要求的或者更有效的直流(DC)输出电压Vo。

一般情况下，单向DC-DC变换器是指将在输入端供给的直流电压转换成具有较高、较低或反向电压电平的直流电压的DC-DC变换器。

和单向DC-DC变换器相比，双向DC-DC变换器通过双向DC-DC变换器的正向或者反向工作，可实现能量的双向传输，即允许电能从定义的输入端流到输出端，反之亦然，在功能上相当于两个单向直流变换器，是典型的“一机两用”设备，在不间断电源、蓄电池充放电、电动汽车、大功率设备的能量回收系统、大功率设备的备用电源等场合中有着非常广泛的应用。

反激变换器具有器件少，可靠性高的特点，广泛应用于功率为50W以下的中小功率的DC-DC变换器中，现有申请号为201410724447.3，名为《双向无损主动均衡装置》的发明申请，以下称为背景文献1，示出了利用反激变换器组成的双向变换器，为了方便，本申请把背景文献1的图1呈现在本申请中，参见本申请的图1。可以看到，其单体侧设立了由二极管D1、电阻R1、电容C2组成的RCD吸收电路，其总体侧设立了由二极管D4、电阻R3、电容C4组成的RCD吸收电路。RCD吸收电路的工作原理为公知技术，可参考上述的《开关电源功率变换器拓扑与设计》第67页“4.3RCD吸收反激变换器”一节，该文献的不足之处：RCD吸收电路原来只是工作在反激变换器的功率管由饱和导通变为截止的瞬间，而在背景文献1中，在原边激磁时，副边的RCD吸收电路全程参与了工作，消耗的能量比较大，无法实现背景文献1所述的“无损”吸收。

申请号为201610251403.2，名为《一种双向变换器》的发明申请，以下称为背景文献2，克服了背景文献1的不足，为了方便，本申请把背景文献2的技术方案对应的图4呈现在本申请中，参见本申请的图2，该文献的优势在于在原边激磁时，副边的RCD吸收电路不参与工作，在副边激磁时，原边的RCD吸收电路不参与工作；消耗的能量非常小，实现了“无损”吸收；然而，其不足之处分析：漏感能量还是通过消耗的方式来吸收掉，且副边绕组Ns感应电压等于：(Ns/Np)Vs，即匝比乘上第一侧的工作电压，第一侧的工作电压的变范围较大，如用于锂电的均衡充电中，Vs的工作范围则为3.0V至4.20V，变化达40％，若匝比为10。那么背景文献2中，为了正常工作，稳压二极管W2的稳压值大于副边绕组Ns感应电压的最大值4.2V*10＝42V，才能保证良好工作，当第二侧Vo需要工作时，Q2处于PWM的开关状态，这时D4、C2、R2、W2组成的RCD吸收电路，其吸收电压过高，Q2的漏极在同样的时间，要从更高的电压降为0V，即dU/dt更大了，电磁辐射也会更大，背景文献2存在的不足：Q2的耐压要高，高耐压的MOS管做成同样的通态内阻，其成本大幅升高；EMI较差；特别在输入电压工作范围较宽时，缺点更明显。同样Q1也存在这个问题。

现有利用反激变换器组成的双向变换器，即反激式双向变换器，包括背景文献2，目前仍不够理想。

发明内容

有鉴于此，本发明要解决现有反激式双向变换器所存在的不足，提供一种双向变换器，更高效率地实现能量的双向变换。

本发明的目的是这样实现的，一种双向变换器，包括第一侧、第二侧，一只变压器，第一功率管、第二功率管、第三功率管、第四功率管，第一电容、第二电容，变压器至少包括原边绕组与副边绕组，连接关系为：

第一功率管的源极连接第一侧的输入负；第一功率管的漏极连接变压器的原边绕组的异名端以及第三功率管的源极；第三功率管的漏极连接第一电容的一端，第一电容的另一端连接到变压器的原边绕组的同名端，并形成第一侧的输入正；

第二功率管的源极连接第二侧的输入负；第二功率管的漏极连接变压器的副边绕组的同名端以及第四功率管的源极；第四功率管的漏极连接第二电容的一端，第二电容的另一端连接到变压器的副边绕组的异同名端，并形成第二侧的输入正。

第一功率管的栅极、第二功率管的栅极、第三功率管的栅极和第四功率管的栅极分别连接外部的PWM信号，来分别控制4个功率管的开通和关断。

优选的，还包括第一二极管，第一二极管的阳极连接在第一功率管的源极，第一二极管的阴极连接在第一功率管的漏极。

优选的，还包括第二二极管，第二二极管的阳极连接在第二功率管的源极，第二二极管的阴极连接在第二功率管的漏极。

优选的，还包括第三二极管和第四二极管，第三二极管的阳极连接在第三功率管的源极，第三二极管的阴极连接在第三功率管的漏极；第四二极管的阳极连接在第四功率管的源极，第四二极管的阴极连接在第四功率管的漏极。

第二二极管正向导通时，第二功率管经死区时间后同步导通；第一二极管正向导通时，第一功率管经死区时间后同步导通。第三二极管正向导通时，第三功率管经死区时间后同步导通；所述的第四二极管正向导通时，所述的第四功率管经死区时间后同步导通。

优选的，第一二极管和第二二级管是肖特基二极管。

第一侧的第一功率管处于PWM工作状态时，即能量从第一侧向第二侧转移时，第二功率管和第三功率管的驱动是同步的；第四功率管的栅极至源极处于低电平状态，第四功率管处于关断状态；

第二侧的第二功率管处于PWM状态时，即能量从第二侧向第一侧转移时，第一功率管和第四功率管的驱动是同步的；第三功率管的栅极至源极处于低电平状态，第三功率管处于关断状态。

第一功率管和第二功率管的PWM驱动信号是互补的。

与现有技术相比较，本发明的一种双向变换器的有益效果为：

(1)第一功率管与第二功率管的耐压无需选用高耐压的功率管；

(2)部分功率管能实现ZVS，关断损耗小，EMI较好；

(3)功率较高效率地实现隔离式双向变换；

(4)输入电压工作范围较宽时，仍保持上述三个有益效果；

(5)变压器漏感较大时，依然能保持上述四个有益效果。

附图说明

图1为背景技术中双向无损主动均衡装置；

图2为背景技术中一种双向变换器的原理图；

图3为本发明第一实施例电路原理图；

图4为功率管内部的体二极管示意图；

图5为本发明第二实施例电路原理图；

图6为本发明第三实施例电路原理图；

图7为本发明第四实施例电路原理图。

具体实施方式

第一实施例

请参见图3，为本发明的第一实施例，包括第一侧Vs、第二侧Vo，一只变压器B，第一功率管Q1、第二功率管Q2、第三功率管Q3、第四功率管Q4，第一电容C1、第二电容C2，变压器B至少包括原边绕组Np与副边绕组Ns，连接关系为：

第一功率管Q1的源极连接第一侧Vs的输入负，图中以对应的-号表示；

第一功率管Q1的漏极与变压器的原边绕组Np的异名端以及第三功率管Q3的源极相连接；第三功率管Q3的漏极经过第一电容C1连接到变压器的原边绕组Np的同名端，并形成第一侧的输入正，图中以对应的+号表示；

第二功率管Q2的源极连接第二侧的输入负，图中以对应的-号表示；第二功率管Q2的漏极与变压器的副边绕组Ns的同名端以及第四功率管Q4的源极；第四功率管Q4的漏极经过第二电容C2连接到变压器的副边绕组Ns的异名端，并形成第二侧的输入正，图中以对应的+号表示；

Q1的栅极、Q2的栅极、Q3的栅极和Q4的栅极分别连接外部的PWM信号，来分别控制4个功率管的开通和关断。

第一侧的第一功率管处于PWM工作状态时，即能量从第一侧向第二侧转移时，第二功率管和第三功率管的驱动是同步的；第四功率管的栅极至源极处于低电平状态，第四功率管处于关断状态；

第二侧的第二功率管处于PWM状态时，即能量从第二侧向第一侧转移时，第一功率管和第四功率管的驱动是同步的；第三功率管的栅极至源极处于低电平状态，第三功率管处于关断状态；

功率管一般指场效应管，即MOS管，由于其体内一般都有寄生二极管，又叫体二极管，体二极管在一般的功率管原理图中不体现，为了方便描述工作原理，提供了功率管内部结构图见图4，图4示出了带有体二极管的场效应管与一般简易画法的场效应管电气符号的对应关系。

工作原理：

以第一侧Vs工作为例，设变压器B的匝比N＝Np/Ns，当功率管Q1处于PWM开通状态时，即正常工作时，功率管Q1饱和导通后，原边绕组Np的激磁电流的流动方向为：第一侧Vs+→原边绕组Np的同名端→原边绕组Np的异名端→第一功率管Q1的漏极D→第一功率管Q1的源极S→第一侧Vs-，形成一个回路，此时，利用同名端的关系可知，变压器B的副边绕组Ns感应出上负、下正的感应电压，称为“副边绕组Ns感应电压”，激磁过程中，Q2的体二极管处于反偏不导通，变压器储存能量。

由于第四功率管Q4的栅极至源极处于低电平状态，第四功率管Q4处于关断状态，此刻，副边绕组Ns感应电压通过第四功率管Q4的体二极管对电容C2充电，由于第四功率管Q4处于关断状态，并没有其他通路，这是第一个周期，以后的周期中，由于电容C2已经充好电，并不再形成充电电流，故在以后的周期中，当功率管Q1再次饱和导通并对变压器的原边绕组Np激磁时，副边绕组Ns感应电压处于空载状态，并没有能量损失。

功率管Q1由导通转为截止时，变压器B中原边绕组Np的激磁电流不能消失，原边激磁电流给Q1的输出电容(Q1的漏极至源极之间的寄生电容)进行充电，并对Q3的输出电容(Q3的漏极至源极之间的寄生电容)进行放电，当Q3漏极至源极两端电压Vds_Q3为0后，其体二极管导通，在此期间开通第三功率管Q3，可以实现了Q3的零电压导通，即ZVS；变压器释放能量，原流动方向为：原边绕组Np的同名端流向异名端，即从上至下，变压器B作为储能电感运行，该电流会出现在副边绕组Ns，流动方向仍是同名端流向异名端，变压器B的副边绕组Ns出现从下向上的电流，这时Q2的体二极管处于正向导通状态，能量从原边转移至副边，向第二侧Vo充电，完成功率变换；

此时，原边激磁电感被副边钳位在-NVo，由于变压器B存在漏感，漏感通过饱和导通的Q3与C1进行谐振；并随着电感放电的进行，经过1/2个周期后关断Q3，由于电感电流不能突变，此时Q1输出电容放电、Q3输出电容充电，当Q1漏源两端电压为零后其体二极管导通，这时Q1导通，实现了Q1的零电压导通，然后从新开始第二个周期的工作；

电容值C1的取值较大时，Q1漏极至源极两端电压钳位效果好，几乎没有高频振荡，同时实现了Q1和Q3的零电压开通，降低了开关损耗；

整个工作过程中，Q4不工作，第三功率管Q3与Q1交替工作，即Q1关断后Q3导通，Q3关断后，Q1导通，交替工作之间含有一个一定时间的死区时间；

Q2的体二极管正向导通时，与之并联的第二功率管Q2同步导通，即可实现第二功率管Q2的同步整流功能，进一步提高变换效率。

以上为第一侧Vs工作的工作原理，能量从第一侧Vs经过变换转移至第二侧Vo。从图3可以看出，电路的两侧具有高度的对称性，尽管两侧的工作电压可能不同，如第二侧接整个电池组，但工作原理是一样的，第二侧Vo工作时的工作原理，即能量从第二侧Vo经过变换转移至第一侧Vs，即第二侧Vo的第二功率管Q2处于PWM工作状态时，第三功率管Q3的栅极至源极处于低电平状态，第三功率管Q3处于关断状态，第四功率管Q4处于与Q2互补的工作状态，同样实现能量变换转移，能量从第二侧Vo经过变换转移至第一侧Vs；

这样实现能量的双向传输，且克服了现有技术的不足。

以下为实验数据：

功率电路见图3，应用于超级电容单体与超级电容组之间，均衡超级电容组中的一个单体电压与组内的其他单体的电压，

其中Vs工作电压为2.8V，为一个超级电容的电压，功率管Q1和Q3均为SIR422，为40V40A的MOS管，其RDS(ON)为6.6mΩ,封装为SO-8，电容C1为4.7uF；

Vo工作电压为28V，为一个超级电容组的电压，为十个超级电容串联后所得，功率管Q2和Q4均为BSZ440N10NS3 G，为100V/18A，其RDS(ON)为44mΩ，封装为PG-TSDSON-8的MOS管，电容C2为4.7uF；

变压器B的参数：磁芯为ER14.5的通用磁芯；原边绕组Np为3匝，为8股0.2mm漆包线并绕；副边绕组Ns为12匝，为3股0.2mm漆包线并绕；设计功率为14W；

并没有设置会降低变换效率的电流检测电阻，PWM控制方面的技术方案采用中国申请号为201410459391.3，名为《一种均衡充电电路及电池组》的技术方案，限制最大占空比来控制工作电流，并按图4改为双向变换器。

主控用的集成电路均为ISL6840，工作频率均为270KHz，实测本发明的变换效率：

从第一侧Vs至第二侧Vo(即输入电压为2.8V，输出电压为28V，输出功率为14W)的变换效率：86.6％；

从第二侧Vo至第一侧Vs(即输入电压为28V，输出电压为2.8V，输出功率为14W)的变换效率：91.4％；

对比现有技术：

参见图2上的电路，在同一个样品上进行修改，把功率电路由图3改成图2，保留使用同一个变压器和功率管Q1、Q2、以及同样的电容C1、C2，去掉Q3和Q4，换成D3和D4，

其中第一侧的二极管D3为BAS16，电阻R1为10Ω，稳压二极管W1为10V/0.2W的稳压管；第二侧的二极管D4为二极管M1FL20U-6063，电阻R2为100Ω，稳压二极管W2为39V/0.5W的稳压管；

同等输出功率条件下，效率下降为：

从第一侧Vs至第二侧Vo的变换效率：84.8％，与本发明的相比，下降了1.3％。

从第二侧Vo至第一侧Vs的变换效率：90.0％；与本发明的相比，下降了1.4％。

可见，本发明的方案通过将漏感的能量与电容C1参与谐振来实现漏感能量的回收利用及实现功率管的ZVS，实现了比现有技术更好的“无损”吸收；较高效率地实现隔离式双向变换，实现了发明目的。

第二实施例

与第一实施例不同的是，在Q1的源极和漏极之间并联第一二极管D1，D1的阳极连接在Q1的源极，D1的阴极连接在Q1的漏极。D1可以是肖特基二极管，在D1正向导通时，D1导通损耗比Q1的体二极管导通损耗更小，可以进一步提高转换效率。

第三实施例

与第二实施例不同的是，在Q2的源极和漏极之间并联第二二极管D2，D2的阳极连接在Q2的源极，D2的阴极连接在Q2的漏极。D2可以是肖特基二极管，在D2正向导通时，D2导通损耗比Q2的体二极管导通损耗更小，可以进一步提高转换效率。

第四实施例

与第三实施例不同的是，在Q3的源极和漏极之间并联第三二极管D3，D3的阳极连接在Q3的源极，D3的阴极连接在Q3的漏极，在Q4的源极和漏极之间并联第四二极管D4，D4的阳极连接在Q4的源极，D34的阴极连接在Q4的漏极。D3和D4可以是肖特基二极管，在D3或者D4正向导通时，其导通损耗比与其并联的功率管的体二极管导通损耗更小，可以进一步提高转换效率。

以上仅是本发明的优选实施方式，应当指出的是，上述优选实施方式不应视为对本发明的限制。

对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明的精神和范围内，还可以做出若干改进和润饰，如加入电流检测电阻或电流互感器，用双极性晶体管替代文中的功率管，在变压器原边绕组或者副边绕组再串联电感以增大变压器漏感等这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围，这里不再用实施例赘述，本发明的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。

Claims (8)

1.一种双向变换器，其特征在于：包括第一侧、第二侧、一只变压器、第一功率管、第二功率管、第三功率管、第四功率管、第一电容、第二电容；所述的变压器至少包括原边绕组与副边绕组；

第一功率管的源极连接第一侧的输入负；第一功率管的漏极连接原边绕组的异名端以及第三功率管的源极；第三功率管的漏极连接第一电容的一端，第一电容的另一端连接到变压器的原边绕组的同名端，并形成第一侧的输入正；

第二功率管的源极连接第二侧的输入负；第二功率管的漏极连接副边绕组的同名端以及第四功率管的源极；第四功率管的漏极连接第二电容的一端，第二电容的另一端连接到变压器的副边绕组的异同名端，并形成第二侧的输入正；

第一功率管的栅极、第二功率管的栅极、第三功率管的栅极和第四功率管的栅极分别连接外部的PWM驱动信号。

2.根据权利要求1所述的双向变换器，其特征在于：还包括第一二极管，第一二极管的阳极连接在第一功率管的源极，第一二极管的阴极连接在第一功率管的漏极。

3.根据权利要求1或2所述的双向变换器，其特征在于：还包括第二二极管，第二二极管的阳极连接在第二功率管的源极，第二二极管的阴极连接在第二功率管的漏极。

4.根据权利要求3所述的双向变换器，其特征在于：还包括第三二极管和第四二极管，第三二极管的阳极连接在第三功率管的源极，第三二极管的阴极连接在第三功率管的漏极；第四二极管的阳极连接在第四功率管的源极，第四二极管的阴极连接在第四功率管的漏极。

5.根据权利要求4所述的双向变换器，其特征在于：所述的第二二极管正向导通时，第二功率管经死区时间后同步导通；所述的第一二极管正向导通时，所述的第一功率管经死区时间后同步导通；所述的第三二极管正向导通时，第三功率管经死区时间后同步导通；所述的第四二极管正向导通时，所述的第四功率管经死区时间后同步导通。

6.根据权利要求5所述的双向变换器，其特征在于：第一功率管和第二功率管的PWM驱动信号是互补的，能量从第一侧向第二侧转移时，第二功率管和第三功率管的驱动信号是同步的，第四功率管处于关断状态；

能量从第二侧向第一侧转移时，第一功率管和第四功率管的驱动信号是同步的，第三功率管处于关断状态。

7.根据权利要求6所述的双向变换器，其特征在于：所述的第一电容、所述的第二电容均为可充电电池或可充电电池组。

8.根据权利要求7所述的双向变换器，其特征在于：第一二极管和第二二级管是肖特基二极管。