CN101572490A - 零电压开关反激式直流-直流电源转换装置 - Google Patents
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Abstract
本发明涉及一种直流/直流电源变换装置，特别是高效率转换以及轻载下的高效率转换以及低的待机功耗的一种零电压开关反激式直流－直流电源转换装置。反激电路上增加一个辅助开关以及吸收电容，辅助开关与吸收电容相串联组成辅助支路，所述辅助支路可并联在变压器原边绕组两端，也可以并联在原边开关两端，辅助开关仅在原边开关导通前导通一段设定的时间。本发明相对于现有技术，线路漏感的能量被吸收后传输到输出端以及用来实现原边开关的软开关，电路的效率可以大大提高；漏感引起的寄生振荡被抑制，电路的EMI特性可以改善；电路的控制更加简单，可以大大提高电路在轻载的效率，降低空载下的损耗。
Description
技术领域
本发明专利涉及一种直流/直流电源变换装置，特别是高效率转换以及轻载下的高效率转换以及低的待机功耗的零电压开关反激式直流-直流电源转换装置。
背景技术
直流/直流转换是最基本的电能变换形式之一。反激变换器由于其拓扑简单，元器件少等特点，在小功率DC/DC变换中被广泛使用，通常在100～200W以下。反激变换器的损耗主要包括原边开关的损耗，变压器的损耗，吸收电路的损耗以及副边整流器的损耗，这些损耗与反激变换器的控制方式也密切相关。
通常反激变换器的变压器是其存储能量和传递能量的主要部件，由于漏感的存在，在原边的开关管关断时候产生较大的尖刺电压，需要额外的吸收电路来吸收并消耗漏感的能量，如常用的RCD箝位吸收电路，但吸收电路消耗的能量使得电路的效率降低。
近年来，随着国际上对电源产品的效率要求的持续提高，如美国的能源之星，欧盟的能效标准，使得电源转换效率又成为电源设计的一个重点。目前，效率的要求不仅仅是针对满载情况，同样也针对其他各种负载条件下的效率，通常需要在25％/50％/75％/100％负载条件下，测得的效率的平均值需要满足标准。因此，如何提高轻载条件下的效率也成为一个关键。而且，在无负载条件下，变换器的待机损耗要求极小，通常要求小于0.3W或者更小一个数值。
传统的固定频率的反激变换器，由于开关频率固定，因此在轻载以及待机条件下，已经无法满足目前的标准。更多的控制方法被研究和提出来用于改善效率和降低空载损耗。
在提高效率方面，一种方法是有源箝位技术，主要将漏感的能量吸收，并利用激磁电感的能量或者漏感的能量实现原边开关的软开关，提高效率。但此类开关需要增加一个辅助开关，通过辅助开关和原边开关的互补控制来实现，均采用定频率控制。
另外一种方法是采用准谐振(QR)的方式来提高电源的转换效率，利用反激变换器工作与电流临界断续模式(Critical DCM)或者电流断续模式(DCM)下，激磁电感与原边开关的寄生振荡，实现在原边开关在其漏源极电压(或者集电极-射极电压)的最低点开通或者漏源极电压为输入电压时的开通，以降低开关损耗。这里所指的电流连续或者断续，均指变压器的激磁电感电流连续或者断续。采用准谐振控制方式的反激变换器，其开关频率会随着负载以及输入电压的变化而变化。一种比较普遍的控制是利用负载端(输出侧)反馈调节原边电流的峰值，从而控制输出功率，即控制导通时间。通常，开关频率随着负载的变小而变高，不利于轻载效率的提高以及改善电磁干扰，通常需要额外的频率箝位或者打嗝模式(Burst Mode)来改善轻载和待机功耗，控制频率过高引起的电磁干扰。另外一种方式是维持原边电流的峰值不变，通过调节关断时间来调节输出功率，即控制关断时间，这样，频率随着负载的减小而减小，有利于轻载效率和待机功耗。但是在非常轻载的时候通常开关频率会下降到音频范围内(20kHz以下)，因此，需要避免产生音频范围内的噪声。
采用准谐振的控制方式尽管可以降低开关损耗，在输入范围比较大的场合(如适合全球通用的交流范围90V～265VRMS，整流后形成的直流母线电压，通常在100V～380VDC)，通常在低输入的条件下可以实现原边开关的软开关，但在高输入的条件下，还是存在较大的开关损耗。而且，变压器漏感的能量还是需要吸收电路来进行箝位吸收。同样，采用关断时间控制，利用频率的下降也可以降低开关损耗，但是在高输入电压下或者负载条件变化时，仍然存在开关损耗。
在副边采用同步整流器的情况下，利用副边同步整流器可以使得变压器原边电流反向，可以实现原边开关的软开关，通过开关管并联电容的方式可以吸收漏感能量再返回到输入端，实现漏感能量的无损吸收，但是电容量的设计与开关管的耐压、变压器的漏感以及循环能量的大小相关联，设计困难。而且由于需要用到输出能量使得激磁电感的电流反向实现原边开关的软开关，电路的循环能量增加，导致线路的导通损耗增加，使得节约的吸收电路的损耗被增加的导通损耗所折衷。另外，同步整流器的控制电路会显得更加复杂，现有技术通常采用外驱动的方式。
附图1是传统的反激电路，Vin代表直流输入端，负载Load跨接在输出端口。在开关Q1导通的时候，变压器储存能量(即变压器的激磁电感Lm储存能量)，输出整流电路中的整流二极管Q1反偏截止。在Q1关断期间，变压器储存的能量通过D1向输出释放，为负载提供一个直流电。反激变换器的上述工作原理是一种公知常识，此处不再赘述。附图1中标注的反激变压器是一种常用的模型，等效为一个漏感Lk，一个激磁电感Lm以及一个理想变压器。通过调节开关Q1的导通时间、占空比或者关断时间，可以调节变压器在每个开关周期内的储能，从而调节直流侧的输出，通过业界熟知的负反馈方式，利用电压/电流或者功率反馈，可以稳定输出电压、电流或者功率。在传统的反激电路中，由于变压器漏感Lk的影响，需要RCD箝位吸收电路来吸收尖刺电压，防止开关管Q1过压，无论电路采用定频还是变频控制方式。
为进一步提高效率，附图2所示的有源箝位反激电路。通过增加一个辅助开关Qa，在原边开关Q1关断时刻，将漏感的能量吸收到箝位电容Cr中，然后再释放到负载或输入端。通常开关Q1与辅助开关Qa工作在互补状态，如附图3和附图4的门极驱动波形所示，即Q1关断后，辅助开关Qa导通，两者之间实际中存在一个较小的死区时间，防止由于开关特性非理想而造成的直通现象的发生，损坏电路，这段时间相对而言非常短，可以忽略，这也是公知常识。与根据变压器激磁电感电流的工作方式，可以有2个工作方式即激磁电感电流单向[1][4]以及激磁电感电流双向[2][3]，分别如附图3以及附图4所示。由于Q1以及Qa的开关状态互补，变压器激磁电感电流无论单向还是双向，均处于连续模式(CCM)，因此在实际应用中，通常采用固定频率的控制方式。尽管有源箝位的反激电路可以避免RCD箝位吸收电路，降低电路损耗。但是，在负载变轻的情况下，由于激磁电感电流一直连续，循环能量大，导致效率低下。再有，在辅助开关管导通期间，变压器漏感与箝位电容谐振，漏感电流与激磁电流之间的差被传送到输出，相对传统反激电路而言，在输出相等电流的情况下，副边电流峰值及有效值大，导致副边导通损耗变大。在应用于交流输入的场合，直流电压通过整流或者前级功率因数校正电路(PFC)提供的情况下，负载较轻时，由于激磁电感电流连续，开关频率恒定，导致轻载效率低下，无法满足目前要求的待机功耗要求，如不带PFC前级时必须小于0.3W。采用“猝发”(Burst)模式可降低待机功耗，为确保正常工作由于需要将2个开关的控制信号同时封锁，因此控制电路复杂，导致线路的成本以及可靠性的降低。
附图5是副边采用同步整流技术的反激变流器[5]。由于副边采用同步整流技术，利用输出的能量使得激磁电感电流反向可以实现原边开关Q1的软开关。因此可以通过在原边开关管子Q1的两端并联一个吸收电容Cds来吸收漏感的能量(同时包含了线路中的寄生电容)，原边的RCD箝位吸收电路可以不要。波形如附图6所示。这个电路需要利用输出能量实现原边开关的软开关，因此线路的循环能量比较大。同样，在原边开关关断的时刻，变压器漏感于原边开关的并联电容Cds产生寄生振荡，由于没有外加的损耗电阻，振荡的衰减依靠线路的寄生电阻，寄生振荡的幅度以及时间均较长，导致线路的电磁干扰(EMI)性能变差。因此，通常还是需要一个额外的如附图1中所示的RCD箝位吸收电路，但又引入了额外的损耗。因此，如何进一步提高效率，尤其是轻载以及平均效率，降低待机损耗一直是研究的重点。
参考文献
[1]Robert Waston，et al，“Utilization of an Active-Clamp Circuit to Achieve Soft Switching inFlyback Converters”，IEEE Trans.On Power Electronics，vol.11，No.1，Jan.1996，pp.162-169(罗伯特·维斯顿等，“反激变流器中利用有源箝位电路实现软开关”，IEEE电力电子期刊1996年1月第11卷第1期，162～169页)；
[2]Koji Yoshida，et al，“Zero Voltage Switching Approach for Flyback Converter”，IEEEINTELEC’92，pp.324-329(孔吉·约西大等人，“反激变流器的零电压开关方法”，IEEE 1992年INTELEC会议，.324-329页)；
[3]E.H.Wittenbreder，“Zero Voltage Switching Pulse Width Modulated Power Converters”，US Patent 5402329，March 1995(维顿布莱特，“零电压开关脉宽调制功率变流器”，美国专利5402329，1995年3月)；
[4]David A.Cross，″Clamped Continuous Flyback Power Converter″，USA patent No.5570278，Oct.29，1996(戴维克劳斯，“箝位连续性反激变流器”，美国专利5570278，1996年10月)；
[5]M.T.Zhang，Milan M.Javanovic，F.C.Lee，″Design Consideration and PerformanceEvaluations of Synchronous Rectification in Flyback Converters″，IEEE Trans.on PE，Vol.13，No.3，May 1998，pp538～546(迈克尔张等，“反激变流器中同步整流器的设计及性能评估“，IEEE电力电子期刊，1998年5月，第13卷第3期，538～546页)。
发明内容
为了解决以上问题，本发明提供了一种降低反激电路的开关损耗，漏感吸收电路损耗，提高轻载效率以及降低待机损耗的零电压开关反激式直流-直流电源转换装置。
一种零电压开关反激式直流-直流电源转换装置，包括一个反激电路，所述反激电路设有一个箝位电路，所述箝位电路包括一个辅助开关，一个电容以及一个辅助二极管，所述辅助开关与所述辅助二极管并联，所述辅助开关与所述电容相串联组成辅助支路，所述辅助支路并联在反激电路的变压器原边绕组两端或并联在原边开关两端，所述原边开关与辅助开关不是互补工作的，所述辅助开关仅在原边开关导通前导通一段时间，在所述原边开关导通时刻，所述原边开关承受的电压接近为零。
进一步的，所述反激电路包括：
一个输入端口，接受直流输入电压；
一个输出端口，提供直流电给负载；
一个或多个变压器，至少包含一个原边绕组以及一个副边绕组；
原边开关，与所述变压器原边绕组相串联；在所述原边开关导通期间，直流输入电压加到所述变压器原边绕组，所述变压器存储能量；在所述原边开关关断期间，直流输入电压与所述变压器原边绕组断开，所述变压器在所述原边开关导通期间所存储的能量通过所述变压器的副边绕组释放给负载；
输出电路，与所述变压器的副边耦合，将所述变压器在所述原边开关关断期间释放的能量在所述输出端口产生一个直流电，提供给负载。
进一步的，所述原边开关或辅助开关为金属氧化物半导体场效应，绝缘栅双极晶体管或双极晶体管。
进一步的，所述辅助二极管是所述辅助开关的寄生二极管。
进一步的，所述辅助开关导通时刻超前所述原边开关导通时刻的时间是固定或设定的。，
进一步的，所述辅助开关导通时间小于所述原边开关关断时间；所述辅助开关在所述箝位电路中辅助二极管导通期间不导通；
进一步的，所述变压器的激磁电流工作在断续状态或连续状态；
进一步的，所述输出端口，包括一个整流器件，在所述原边开关导通时间内反偏关断，在所述原边开关关断时间内，允许电流通过。
更进一步的，所述整流器件为二极管。
进一步的，输出的调节通过控制所述原边开关的导通时间，或控制所述原边开关的关断时间或控制所述原边开关的导通的占空比进行调节。
下面对本发明作进一步的描述：
一种零电压开关反激式直流-直流电源转换装置，包括：
一个输入端口接受直流输入电压，一个输出端口提供直流电给负载；
一个变压器，至少包含一个原边绕组以及一个副边绕组；
原边开关，与所述变压器原边绕组相串联；在所述原边开关导通期间，直流输入电压加到所述变压器原边绕组，所述变压器存储能量；在所述原边开关关断期间，所述直流输入电压与所述变压器原边绕组断开，所述变压器在所述原边开关导通期间所存储的能量通过所述变压器的副边绕组释放给负载；
输出电路，与所述电压器的副边耦合，将所述变压器在所述原边开关关断期间释放的能量在所述输出端口产生一个直流电，提供给负载；
一个箝位电路，包括一个电容，一个辅助二极管以及一个辅助开关，所述辅助开关与电容串联，所述辅助二极管与辅助开关并联，在所述原边开关关断期间为所述变压器提供一个电流通路。所述箝位电路与所述变压器的原边绕组并联或者与所述原边开关并联；所述辅助开关在所述原边开关导通时刻前导通一个设定的时间，所述辅助开关关断时刻提前所述原边开关导通时刻一个设定的时间，在所述原边开关导通时刻，所述原边开关承受的电压接近为零。
进一步的，所述原边开关或辅助开关可以是金属氧化物半导体场效应(MOSFET)，也可以是绝缘栅双极晶体管(IGBT)，也可以是双极晶体管(BJT)；所述辅助二极管可以是所述辅助开关的寄生二极管；
所述辅助开关导通时刻超前所述原边开关导通时刻的时间是固定或设定的，不随所述原边开关的导通时间或关断时间变化，也不随所述原边开关的导通占空比变化；所述辅助开关导通时间小于所述原边开关关断时间；所述辅助开关在所述箝位电路中辅助二极管导通期间不导通；
其中，所述变压器的激磁电流工作在断续状态或连续状态；所述变压器，可以是多个变压器相串联或并联。
进一步的，所述输出电路，包括一个整流器件，在所述原边开关导通时间内反偏关断，在所述原边开关关断时间内，允许电流通过。
所述箝位电路中的电容在所述辅助二极管导通期间所吸收的能量在所述辅助开关导通器件通过所述变压器漏感向负载及直流输入端释放。
所述整流器件为二极管，可以为金属氧化物半导体场效应(MOSFET)。
进一步的，输出的调节通过控制所述原边开关的导通时间，控制所述原边开关的关断时间或控制所述原边开关的导通的占空比进行调节。
所述输入端口的直流输入电压可以是电网的交流经过二极管整流电路获得、也可以是其他转换电路输出的直流电压，所述的直流输入电压可以恒定，也可以有较大的变动范围，如3～5倍的变化。
本发明所采用的电路结构及其控制方式，相对于现有技术，有明显的优点，线路漏感的能量被吸收后传输到输出端以及用来实现原边开关的软开关(零电压开关，ZVS)，电路的效率可以大大提高；漏感引起的寄生振荡被抑制，电路的EMI特性可以改善；同样，由于激磁电感即可以工作在电流连续状态，也可以工作在电流断续方式，使得电路的控制更加简单，可以大大提高电路在轻载的效率，降低空载下的损耗。
附图说明
图1带RCD箝位吸收电路的反激电路图；
图2有源箝位反激电路图；
图3有源箝位反激电路在激磁电感电流单向下的工作波形图；
图4有源箝位反激电路在激磁电感电流双向下的工作波形图；
图5副边采用同步整流的反激电路图(原边无RCD箝位吸收电路)；
图6副边采用同步整流的反激电路工作波形图(原边无RCD箝位吸收电路)；
图7本发明的电路结构图；
图8本发明的一个具体实施例CCM方式下的门极脉冲时序图及工作波形图；
图9本发明的另一个具体实施例DCM方式下的门极脉冲时序图及工作波形图；
图10反激电路VF DCM工作方式(QR工作方式)下的波形示意图；
图11本发明一个实施例在VF DCM工作方式(QR工作方式)下的波形示意图；
图12本发明一个实施例在VF DCM工作方式下实现峰值点开通的波形示意图；
图13峰值点检测的电路示意图；
图14本发明中辅助支路与开关管并联的一个实施例示意图；
图15本发明中应用于多个变压器串联结构图(输出串联)；
图16本发明中应用于多个变压器串联结构图(输出并联)。
具体实施方式
以下结合附图对本发明做详细的描述。通过对本发明具体实施例的描述，可以更加易于理解本发明的特征和细节。本文没有详细描述公知的实施方式和操作手段，以免混淆本发明的各种技术实施方案，但是，对本领越的技术人员而言，缺乏一个或者多个具体的细节或者组件，不影响对本发明的理解以及实施。
本说明书所述的“实施例”或者“一个实施例”是指结合实施例描述的包含在本发明的至少一个实施例中的具体特征、结构、实施方式和特点。因此，在说明书不同地方提到“在一个实施例中”时，未必指的是同一个实施例。这些特征，结构或特性可以以任何合适的方式结合在一个或多个实施例中。
附图4是本发明的一个具体实施例的电路示意图(附图7)及其特有的控制策略(附图8)，图中包含一个原边开关Q1以及一个原边辅助开关Qa。附图7所示的电路结构示意图与附图2是等价的，辅助开关Qa是一个N型场效应管MOSFET。不同于附图3或者附图4所示的控制方式，这里原边开关Q1于辅助开关Qa不是互补工作的，Qa仅在原边开关Q1开通前导通一小段时间开通，如附图8、附图9所示。
如附图8所示，在t0时刻以前，原边开关Q1导通，原边电流上升，变压器储存能量，输出整流二极管截止。在t0时刻，原边开关Q1关断，此时，存储在变压器漏感Lk中的能量通过辅助开关Qa的体二极管存储到吸收电容Cr中。通常，Cr的电容量数值较大，可以看成一个恒定的电压源。由于漏感的能量被吸收到电容Cr，漏感引起的寄生振荡被抑制，有助于改善电路的EMI特性。同时，激磁电感存储的能量通过整流二极管开始向输出侧释放。
在t1时刻，漏感中的能量完全被电容Cr吸收，原边电流Ip下降到零。此时，变压器激磁电感Lm存储的能量被释放到输出侧，激磁电感电流线性下降。此阶段一直到t2时刻为止。
在t2时刻，辅助开关Qa导通，吸收电容Cr对漏感反向充电，原边电流Ip变负，电流反向增加的斜率与吸收电容电压VCr以及输出电压折算到原边的数值之差成正比，吸收电容中的能量通过变压器释放到负载以及储存到漏感中。同样，由于吸收电容电压VCr以及输出电压折算到原边的数值相差不会很大，辅助开关Qa导通时，其漏源电压很小，因此，辅助开关Qa开通损耗很小。
在t3时刻，辅助开关Qa关断，此时存储在漏感中的能量对原边开关Q1漏源之间的等效寄生电容Cds放电，这里所述的漏源之间的等效寄生电容Cds包含了线路中作用相同的其他寄生电容。在t4时刻，Q1漏源两端的电压Vds下降到零。此时原边开关实现零电压开通(软开关)。在t3～t4时间区间内，如果激磁电感电流变负，存储在激磁电感中的能量也可以帮助实现原边开关Q1的软开关。[t3-t4]时刻主要用来实现Q1的软开关以及防止Q1和Qa的共同，起到类似死区时间的作用。
在t4时刻以后，原边开关开通，输入电压对激磁电感充电，存储能量，此阶段与传统的反激变换器相同。
在附图8所示的波形中，激磁电感电流ILm处于连续方式下(CCM方式)，在t2～t4时间段内，激磁电感电流ILm可以变成负，也可以一直为正，不影响电路的工作属性。
附图9显示了激磁电感电流ILm处于断续方式下的工作波形(DCM方式)。
在t1时刻以前，电路的工作与前面一致。在t1～t2时段内，激磁电感电流在t2a时刻下降到零。在t2a～t2时段内，激磁电感与原边开关Q1的等效寄生电容Cds谐振，一直等到t2时刻辅助开关Qa导通。
在t2时刻，辅助开关Q2导通，此后的工作过程与激磁电感连续的状态下是完全一致的。值得注意的是，在t3时刻，激磁电感电流ILm为负，可以帮助原边开关实现零电压开关。由于激磁电感电流可以工作在DCM方式下，因此其轻载效率可以大大提高。
从上面的分析可以看到，本发明所采用的电路结构及其控制方式，相对于现有技术，有明显的优点，线路漏感的能量被吸收后传输到输出端以及用来实现原边开关的软开关，电路的效率可以大大提高；漏感引起的寄生振荡被抑制，电路的EMI特性可以改善；同样，由于激磁电感即可以工作在电流连续状态，也可以工作在电流断续方式，使得电路的控制更加简单，可以大大提高电路在轻载的效率，降低空载下的损耗。
针对附图4所示的电路及本发明所提出的辅助开关开关控制方式，可以结合到目前已有的各种反激电路控制方案。可以采用定频的控制方式，即Q1的开关频率是固定的(用户设定的)。也可以采用变频的控制方式，即Q1的开关频率不是固定，随着负载、输入电压、参数的变化而变化，包括改变导通时间以及改变关断时间等方案。
在传统的改变导通时间的变频控制方式中，通常希望电路工作在电感电流临界断续模式，为降低开关损耗，在激磁电感电流降为零后，利用激磁电感和寄生电容的振荡，实现谷底开通，也称作VF DCM工作方式，或者准谐振反激电路(QR Flyback)。传统方式下，电路结构为附图1所示，电路波形如附图10所示。在t0时刻，激磁电感电流下降到零，经过适当的延时或者检测方式(通常为寄生振荡的半个谐振周期)，在t1时刻实现开关Q1的开通，实现最小电压(即谷底)的开通。Q1的导通时间由反馈环节决定，这是公知常识，这里不再叙述。谷底电压时刻的检测方式也有现有技术实现，这里不再叙述。有时，为了防止在轻载或者高输入电压下开关频率过高，Q1的开通可以在第2个谐振的谷底，如附图10中所示，也可以是更多，通常通过限制Q1的关断时间来实现，即附图10中t1a至t3的时间不能小于某一个设定值。目前已经由很多的控制芯片实现，如ONSEMI的NCP1207A等，NXP的TEA1552等系列芯片。
本发明所采用的控制方式同样可以采用VF DCM工作方式(或者准谐振QR方式)。作为一个具体实施例，如附图11所示，在t0时刻，激磁电感下降到零，在t1时刻开通辅助开关Qa，导通一个预定的时间，然后再导通开关Q1。Qa的导通时间由电路设定，Q1的导通时间由反馈环路决定，本领越技术人员可以方便的由现有芯片实现本发明所揭示的控制技术，波形如附图11所示。为进一步改善性能，通过改变适当的延时或者检测方式，检测寄生振荡的峰值，进一步降低开关损耗，波形如附图12所示，这样辅助开关Qa开通时刻的开关损耗可以最小。一个简单的方式是通过辅助绕组将寄生振荡与零电位比较，产生的波形经过适当的延时，下降沿时刻就是振荡峰值的检测，如附图13所示的示意图。本领域技术人员在现有技术的基础上，可以得到各种峰值点检测的方式，这不影响本发明的实施。
在改变关断时间的变频控制方式中，Q1的导通时间固定或者预先按照设定规律变化(根据通过开关Q1的峰值电流决定，即开关电流达到设定值关断开关)，反馈环节调节原边开关Q1的关断时间来调节输出电压或者电流，即可以工作在CCM也可以工作在DCM方式下。这样，开关频率随着负载变轻而降低，可以显著改善轻载效率，在满载情况下，电路的工作频率最高。工作在CCM方式下，与定频率控制的CCM方式类似。在DCM方式下，工作波形与附图12类似，差别在于Q1的导通时间是预先设定的，而关断时间(t1a至t3的时间)是反馈环节决定的，因此，Qa的导通时刻可能不在峰值点。
综上可见，本发明通过一个简单的线路，通过增加一个辅助开关，控制辅助开关在原边开关Q1导通之前导通一个设定的时间，可以实现原边开关的软开关，无损的吸收漏感能量，并将其传递到输出以及输入端，提高电路的效率，防止漏感引起的寄生振荡，改善电路的EMI特性，适用于目前反激电路的各种控制方式，如定频、变频(调节导通时间或者控制关断时间)的方案，与现有技术相比有明显的优点。
附图7所示的辅助开关是一个N型的MOSFET，辅助开关Qa与吸收电容Cr组成的辅助支路并联在变压器两端，本领域技术人员可以方便的得到各类等效电路，如附图14所示的等效电路，将辅助支路并联在开关管两端，采用一个P型MOSFET。辅助开关也可以是其他类型的开关。其辅助开关Qa与原边开关Q1导通控制的要求不变，与附图8/4C以及附图6所述一致。
以上实施例中采用一个变压器作为例子，同样，变压器可以是多个变压器相串联，其原边电流相等，各个变压器漏感的能量可以被附图7所示的电容Cr吸收，多个变压器的副边可以串联，也可以并联。附图15、16给出了2个变压器原边相串联的实施例。本领域技术人员同样可以得出多个变压器串联的实施例。
本发明实施例的上述详细说明并不是穷举的或者用于将本发明限制在上述明确的形式上。在上述以示意性目的说明本发明的特定实施例和实例的同时，本领域技术人员将认识到可以在本发明的范围内进行各种等同修改。
本发明这里所提供的启示并不是必须应用到上述系统中，还可以应用到其它系统中。可将上述各种实施例的元件和作用相结合以提供更多的实施例。
可以根据上述详细说明对本发明进行修改，在上述说明描述了本发明的特定实施例并且描述了预期最佳模式的同时，无论在上文中出现了如何详细的说明，也可以许多方式实施本发明。上述电路结构及其控制方式的细节在其执行细节中可以进行相当多的变化，然而其仍然包含在这里所公开的本发明中。
如上述一样应当注意，在说明本发明的某些特征或者方案时所使用的特殊术语不应当用于表示在这里重新定义该术语以限制与该术语相关的本发明的某些特定特点、特征或者方案。总之，不应当将在随附的权利要求书中使用的术语解释为将本发明限定在说明书中公开的特定实施例，除非上述详细说明部分明确地限定了这些术语。因此，本发明的实际范围不仅包括所公开的实施例，还包括在权利要求书之下实施或者执行本发明的所有等效方案。
在上面以某些特定权利要求的形式描述本发明的某些方案的同时，发明人仔细考虑了本发明各种方案的许多权利要求形式。因此，发明人保留在提交申请后增加附加权利要求的权利，从而以这些附加权利要求的形式追述本发明的其它方案。
Claims (10)
1、一种零电压开关反激式直流-直流电源转换装置，包括一个反激电路，其特征在于：所述反激电路设有一个箝位电路，所述箝位电路包括一个辅助开关，一个电容以及一个辅助二极管，所述辅助开关与所述辅助二极管并联，所述辅助开关与所述电容相串联组成辅助支路，所述辅助支路并联在反激电路的变压器原边绕组两端或并联在原边开关两端，所述原边开关与辅助开关不是互补工作的，所述辅助开关仅在原边开关导通前导通一段时间，在所述原边开关导通时刻，所述原边开关承受的电压接近为零。
2、根据权利要求1所述的零电压开关反激式直流-直流电源转换装置，其特征在于：所述反激电路包括：
一个输入端口，接受直流输入电压；
一个输出端口，提供直流电给负载；
一个或多个变压器，至少包含一个原边绕组以及一个副边绕组；
原边开关，与所述变压器原边绕组相串联；在所述原边开关导通期间，直流输入电压加到所述变压器原边绕组，所述变压器存储能量；在所述原边开关关断期间，直流输入电压与所述变压器原边绕组断开，所述变压器在所述原边开关导通期间所存储的能量通过所述变压器的副边绕组释放给负载；
输出电路，与所述变压器的副边耦合，将所述变压器在所述原边开关关断期间释放的能量在所述输出端口产生一个直流电，提供给负载。
3、根据权利要求1或2所述的零电压开关反激式直流-直流电源转换装置，其特征在于：所述原边开关或辅助开关为金属氧化物半导体场效应，绝缘栅双极晶体管或双极晶体管。
4、根据权利要求1或2所述的零电压开关反激式直流-直流电源转换装置，其特征在于：所述辅助二极管是所述辅助开关的寄生二极管。
5、根据权利要求1或2所述的零电压开关反激式直流-直流电源转换装置，其特征在于：所述辅助开关导通时刻超前所述原边开关导通时刻的时间是固定或设定的。
6、根据权利要求1或2所述的零电压开关反激式直流-直流电源转换装置，其特征在于：所述辅助开关导通时间小于所述原边开关关断时间；所述辅助开关在所述箝位电路中辅助二极管导通期间不导通。
7、根据权利要求1或2所述的零电压开关反激式直流-直流电源转换装置，其特征在于：所述变压器的激磁电流工作在断续状态或连续状态。
8、根据权利要求2所述的零电压开关反激式直流-直流电源转换装置，其特征在于：所述输出端口，包括一个整流器件，在所述原边开关导通时间内反偏关断，在所述原边开关关断时间内，允许电流通过。
9、根据权利要求8所述的零电压开关反激式直流-直流电源转换装置，其特征在于：所述整流器件为二极管。
10、根据权利要求1或2所述的零电压开关反激式直流-直流电源转换装置，其特征在于：输出的调节通过控制所述原边开关的导通时间，或控制所述原边开关的关断时间或控制所述原边开关的导通的占空比进行调节。
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