CN103795260A - 一种非互补反激有源钳位变换器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种非互补反激有源钳位变换器，包括变压器、主开关管、钳位开关管、钳位电容和驱动模块，驱动模块向主开关管的驱动端输出用于控制主开关管交替导通与关断的主驱动信号，驱动模块向钳位开关管的驱动端输出钳位驱动信号，该钳位驱动信号与所述主驱动信号具有相同的周期，其每一个周期包括产生于主开关管由导通状态转变为关断状态时的第一脉冲信号、产生于主开关管关断状态下并与所述第一脉冲信号相互独立的第二脉冲信号、以及产生于其余时间并用于控制钳位开关管关断的信号，第一脉冲信号和第二脉冲信号均用于控制钳位开关管导通。本发明能够保证钳位电容充电时的高频电流全部流经钳位开关管，避开流经钳位开关管的反向体二极管。

Description

一种非互补反激有源钳位变换器

技术领域

本发明涉及一种开关电源变换器，具体地说是一种非互补反激有源钳位变换器。

背景技术

随着电力电子领域迅猛的发展使得开关变换器应用的越来越广泛，特别是人们对高功率密度、高可靠性和小体积的开关变换器提出了更多的要求。一般传统的小功率AC/DC变换采用反激拓扑实现，其具有结构简单、成本低廉等优点；但是由于变压器存在漏感的影响，反激变换器主开关管的电压钳位方式包括RC缓冲吸收、RCD钳位，LCD钳位以及有源钳位。有源钳位不但可以吸收漏感能量并以正激的形式将能量回馈到输出端，而且可以充分利用漏感的能量实现开关管的软开关，提高开关变换器的效率。

目前传统反激有源钳位变换器电路原理图通常如图1-1和图1-2所示，开关变换器主开关管钳位包括两种钳位方式，即NMOS开关管钳位和PMOS开关管钳位。以图1-1为例，其稳态工作时各点工作波形如图3所示，Vgs_sw、Vgs_sa分别为主开关管Sw、钳位开关管Sa的驱动电压波形，Vds_sw、Vds_sa分别为主开关管Sw、钳位开关管Sa的电压波形，Ic是钳位电容Cc电流波形。其中，主开关管Sw和钳位开关管Sa的驱动电压可由如图2所示的PWM控制信号分时电路获得。

假设主开关管Sw占空比为D，则钳位开关管Sa占空比为（1-D），为了避免主开关管Sw和钳位开关管Sa共通需留有一定死区时间，工作周期为T。在T0时刻主开关管Sw导通，原边电流流经激磁电感Lm进行激磁，变压器激磁电流线性增加，副边整流二极管D截止，变压器存储能量。在T1时刻主开关管Sw关断，原边激磁电流给主开关管Sw输出电容充电、钳位开关管Sa输出电容放电。当钳位开关管Sa漏源两端电压Vds_sa下降为零后其体二极管导通，T3时刻开通钳位开关管Sa，实现了钳位开关管Sa的零电压导通。变压器释放能量，副边整流二极管D导通，原边激磁电感被副边钳位在-NVo，变压器漏感ILk与钳位电容Cc进行谐振，经过1/2个周期后T4时刻关断钳位开关管Sa，由于电感电流不能突变，此时主开关管Sw输出电容放电、钳位开关管Sa输出电容充电，当主开关管Sw漏源两端电压为零后其体二极管导通，在T6时刻主开关管导通，实现了主开关管Sw的零电压导通。

由于钳位电容值较大，原边主开关管Sw漏源两端电压钳位效果好，几乎没有高频振荡。同时有源钳位实现了原边主开关管Sw和钳位开关管的零电压开通，降低了开关损耗。

传统反激有源钳位变换器钳位电路对谐振电感、钳位电容参数敏感，参数比较固定，适用范围小。而且钳位电路循环能量大，在满载情况下效率可以得到有效提升，但是轻载效率则很低。除此之外，传统反激有源钳位变换器只能应用在定频控制中，意味着轻载效率很难优化。

针对如上所述问题的不足，浙江大学硕士论文“非互补反激有源箝位变换流器的研究”基于传统反激有源钳位变换器的优势，提出了一种轻载效率更高、控制灵活的非互补反激有源钳位变换器控制策略，这种控制方法在保证反激变换器原边主开关管实现软开关特性的前提下，可以采用变频控制，轻载降频；减小钳位电路的循环能量，提高效率；减小钳位开关管电流等级，降低电路成本。

非互补反激有源钳位变换器电路原理图如图1-1和图1-2所示，与传统反激有源钳位变换器电路原理图一样，只是控制策略进行了创新。非互补反激有源钳位变换器控制策略激磁电流连续工作模式和激磁电流断续工作模式下稳态工作时各点工作波形如图4-1和图4-2所示。

以图1-1和图4-1为例，其工作原理为：在T0时刻主开关管Sw导通，原边电流流经激磁电感进行激磁，变压器激磁电流线性增加，副边整流二极管D截止，变压器存储能量。在T1时刻主开关管Sw关断，原边激磁电流给主开关管Sw输出电容充电、钳位开关管Sa输出电容放电。变压器释放能量，副边整流二极管D导通，原边激磁电感被副边钳位在-NVo，当钳位开关管Sa漏源两端电压降为零后其体二极管导通，变压器漏感ILk与钳位电容Cc进行谐振，漏感能量传递到钳位电容Cc中，由于钳位开关管Sa体二极管具有单向导通性，漏感能量谐振到钳位电容Cc后钳位回路断开，能量一直储存在钳位电容Cc中。在T4时刻钳位开关管Sa导通，副边整流二极管导通，原边激磁电感Lm被钳位在-NVo，钳位电容Cc与漏感进行谐振，将钳位电容能量传递到漏感。在T5时刻钳位开关管Sa关断，漏感电流不能突变，主开关管Sw输出电容放电、钳位开关管Sa输出电容充电，当住开关管Sw漏源两端电压为零后其体二极管导通，在T6时刻主开关管Sw开通，实现了主开关管Sw的零电压开通。

与传统反激有源钳位控制方式不同，非互补反激有源钳位控制在漏感向钳位电容Cc里储能过程中并没有开通钳位开关管Sa，高频电流全部流经钳位开关管Sa的体二极管。通常体二极管反向恢复特性很差，快速电流变化率将导致钳位开关管体二极管反向恢复电流增大，激磁电流连续工作模式下电路稳态波形如图5所示。体二极管反向恢复不但影响器件使用寿命，也增加了通态损耗，降低电路效率。而且主开关管Sw很难实现零电压开通，这在一定程度上限制了电源的高频化、小体积。

针对浙江大学的非互补反激有源钳位变换器控制策略，现有技术采用如图6所示方案，增加快恢复二极管D1和D2解决上述问题。漏感向钳位电容Cc储能过程中高频电流不经过钳位开关管Sa的体二极管，而是经过快恢复二极管D2。在钳位开关管Sa开通时钳位电容Cc能量电流经过快恢复二极管D1进行释放，有效减小了钳位回路能量损耗，更有利于主开关管Sw实现软开关，为电源的高频化、小体积提供了可行性。

采用如图6所示方案虽然可以有效解决钳位开关管Sa体二极管反向恢复特性引起的通态损耗，在小功率AC/DC变换中快恢复二极管D1和D2所需的耐压较高，其管压降也相对较大，高频电流流经快恢复二极管D1和D2时会产生一定程度的损耗，特别是快恢复二极管D2，损耗较严重。由于快恢复二极管D1的阻断作用，在主开关管Sw关断时钳位开关管Sa输出电容无法释放能量，钳位开关管Sa无法实现软开关，导致开通损耗较大。而且采用快恢复二极管，流经高频电流时会产生严重的EMI。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是：提供一种非互补反激有源钳位变换器，能够保证钳位电容充电时的高频电流全部流经钳位开关管，避开流经钳位开关管的反向体二极管。

解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案如下：

一种非互补反激有源钳位变换器，包括变压器、主开关管、钳位开关管、钳位电容和驱动模块，变压器的原边绕组和主开关管串联后用于输入电压信号，变压器的副边绕组用于输出变换后的电压信号，钳位开关管和钳位电容串联后与变压器的原边绕组或者主开关管并联，驱动模块向主开关管的驱动端输出用于控制主开关管交替导通与关断的主驱动信号，其特征在于：所述的驱动模块向钳位开关管的驱动端输出钳位驱动信号，该钳位驱动信号与所述主驱动信号具有相同的周期，其每一个周期包括产生于主开关管由导通状态转变为关断状态时的第一脉冲信号、产生于主开关管关断状态下并与所述第一脉冲信号相互独立的第二脉冲信号、以及产生于其余时间并用于控制钳位开关管关断的信号，所述第一脉冲信号和第二脉冲信号均用于控制钳位开关管导通。

其中，所述的钳位开关管在第一脉冲信号和第二脉冲信号期间导通，分别使得所述钳位电容充电和放电，所述第二脉冲信号的脉冲宽度为钳位电容由放电开始时刻至达到最大放电电流的时间，所述第一脉冲信号的脉冲宽度接近于第二脉冲信号的脉冲宽度。

作为本发明的优选实施方式，所述第一脉冲信号与第二脉冲信号的脉冲宽度相等。

作为本发明的一种实施方式，所述的驱动模块包括主控制芯片、PWM脉冲分时电路和控制检测电路；所述PWM脉冲分时电路将主控制芯片输出的PWM信号转换成相互隔离的所述主驱动信号和第二脉冲信号，所述控制检测电路通过检测所述主驱动信号来判断所述主开关管的开关状态，并在主开关管由导通状态转变为关断状态时输出所述第一脉冲信号。

其中，所述的控制检测电路包括延时电路、第一非门、与非门、第二非门、供电电源、恒流源、第一开关管、第二开关管、第二电容和斯密特触发器；所述延时电路的输入端连接到所述PWM脉冲分时电路的主驱动信号输出端，延时电路的输出端与第一非门的输入端、第一开关管和第二开关管的栅极连接，供电电源通过恒流源连接第一开关管的漏极，第一开关管的源极、第二开关管的漏极、第二电容的一端和斯密特触发器的输入端相连，第二开关管的源极和第二电容的另一端接地，第一非门和斯密特触发器的输出端分别连接与非门的两个输入端，与非门的输出端连接第二非门的输入端，第二非门的输出端为控制检测电路的输出端，用于输出所述第一脉冲信号。

所述的PWM脉冲分时电路集成在主控制芯片内。

作为本发明的一种实施方式，所述的驱动模块包括主控制电路和第二控制检测电路；所述主控制电路包括时钟振荡发生器、用于形成所述第二脉冲信号的第二脉冲信号模块、第二延时电路、逻辑电路、斜坡电路和驱动电路，所述第二控制检测电路包括第三延时电路和第一脉冲信号模块；所述时钟振荡发生器的输出端一路连接到所述第二脉冲信号模块的输入端，另一路连接到第二延时电路的输入端，第二延时电路和斜坡电路的输出端分别连接到逻辑电路的两个输入端，逻辑电路的输出端、驱动电路的输入端、斜坡电路的输入端和第三延时电路的输入端相连接，所述驱动电路的输出端用于输出所述主驱动信号，所述第三延时电路的输出端连接第一脉冲信号模块的输入端，第一脉冲信号模块的输出端用于输出所述第一脉冲信号。

所述的主控制电路和检测控制电路集成在一块芯片内。

作为本发明的一种改进，所述的非互补反激有源钳位变换器还包括隔离驱动电路；所述钳位驱动信号通过该隔离驱动电路输入所述钳位开关管的驱动端。

其中，所述的隔离驱动电路包括第一电容和第一二极管；所述第一电容的一端为隔离驱动电路的输入端，用于输入所述钳位驱动信号，第一电容的另一端、第一二极管的阳极和所述钳位开关管的驱动端相连，所述第一二极管的阴极接地。

与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：

第一，本发明通过包括第一脉冲信号和第二脉冲信号的钳位驱动信号来控制钳位开关管工作，第一脉冲信号控制钳位开关管在主开关管由导通状态转变为关断状态时导通，使漏感与钳位电容谐振高频电流全部流经钳位开关管Sa，从而避开流经反向体二极管，当漏感能量全部谐振至钳位电容Cc后钳位开关管Sa由导通状态转变为关断状态。在第二脉冲信号到来时，钳位开关管Sa再次导通，将之前存储在钳位电容Cc的能量谐振传递至漏感，谐振期间漏感电流反向增加，在漏感反向电流最大处钳位开关管Sa由导通状态转变为关断状态。因此，本发明实现了对有源钳位变换器的非互补控制，并能够在钳位电容Cc储能时使高频电流有效避开其反向体二极管，提高了钳位开关管Sa的可靠性，降低了钳位回路通态损耗，能够有效提升效率；

并且，相对于现有的非互补有源钳位变换器（参见图6），本发明解决体二极管反向恢复影响器件使用寿命、增加通态损耗、降低电路效率的问题，并不需要增设快恢复二极管D1和D2，节约了成本，能够降低由快恢复二极管引起的高频振荡，改善EMI，并能使得主开关管和钳位开关管都可以实现软开关，产品得以实现高频化、小体积。

第二，本发明将第一脉冲信号的脉冲宽度设置为接近于第二脉冲信号的脉冲宽度，确保了钳位电容的安秒平衡，避免了由于第一脉冲信号的脉冲宽度过小，而可能引起的高频电流部分会途径钳位开关管反并体二极管、引起通态损耗的问题，以及由于第一脉冲信号的脉冲宽度过大，而可能引起的钳位电容能量反灌、造成能量损失、而不利于主开关管实现软开关的问题。

附图说明

下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步的详细说明：

图1-1为反激有源钳位变换器NMOS管钳位电路原理图；

图1-2为反激有源钳位变换器PMOS管钳位电路原理图；

图2为PWM控制信号分时电路原理图；

图3为传统反激有源钳位变换器稳态工作波形图；

图4-1为非互补反激有源钳位变换器激磁电流连续模式稳态工作波形图；

图4-2为非互补反激有源钳位变换器激磁电流断续模式稳态工作波形图；

图5为非互补反激有源钳位变换器激磁电流连续模式有反向恢复电流稳态工作波形图；

图6为现有技术中非互补反激有源钳位变换器的电路原理图；

图7-1为本发明具体实施方式一NMOS管钳位的电路原理图；

图7-2为本发明具体实施方式一PMOS管钳位的电路原理图；

图8为本发明具体实施方式一检测控制电路原理图；

图9为本发明具体实施方式二NMOS管钳位的电路原理图；

图10为本发明具体实施方式二主控制芯片内部逻辑电路原理图；

图11为本发明具体实施方式二控制信号稳态波形图；

图12为本发明具体实施方式的稳态工作波形图。

具体实施方式

实施例一

如图7-1所示，本发明实施例一的非互补反激有源钳位变换器，包括变压器T、主开关管Sw、钳位开关管Sa、钳位电容Cc、驱动模块和隔离驱动电路，变压器T的原边绕组和主开关管Sw串联后用于输入电压信号，变压器T的副边绕组用于输出变换后的电压信号，钳位开关管Sa采用NMOS管，其与钳位电容Cc串联后与变压器T的原边绕组并联。驱动模块向主开关管Sw的驱动端输出用于控制主开关管Sw交替导通与关断的主驱动信号Vgs_sw，并且，驱动模块向钳位开关管Sa的驱动端输出钳位驱动信号Vgs_sa，该钳位驱动信号Vgs_sa与主驱动信号Vgs_sw具有相同的周期，其每一个周期包括产生于主开关管Sw由导通状态转变为关断状态时的第一脉冲信号Vgs_sa1、产生于主开关管Sw关断状态下并与第一脉冲信号Vgs_sa1相互独立的第二脉冲信号Vgs_sa2、以及产生于其余时间并用于控制钳位开关管Sa关断的信号，第一脉冲信号Vgs_sa1和第二脉冲信号Vgs_sa2均用于控制钳位开关管Sa导通。

其中，钳位开关管Sa在第一脉冲信号Vgs_sa1和第二脉冲信号Vgs_sa2期间导通，分别使得钳位电容Cc充电和放电，第二脉冲信号Vgs_sa2的脉冲宽度为钳位电容Cc由放电开始时刻至达到最大放电电流的时间，第一脉冲信号Vgs_sa1的脉冲宽度应接近于第二脉冲信号Vgs_sa2的脉冲宽度，优选为第一脉冲信号Vgs_sa1与第二脉冲信号Vgs_sa2的脉冲宽度相等，在本实施例一中，由于钳位开关管Sa所在回路存在阻抗，其本身存在损耗，第一脉冲信号Vgs_sa1的脉冲宽度略小于第二脉冲信号Vgs_sa2的脉冲宽度。

本实施例一的驱动模块包括主控制芯片、PWM脉冲分时电路和控制检测电路；PWM脉冲分时电路可采用现有的电路结构，由积分电路、微分电路和驱动器组成（参见图2），其可以集成在主控制芯片内。PWM脉冲分时电路将主控制芯片输出的PWM信号转换成相互隔离的主驱动信号Vgs_sw和第二脉冲信号Vgs_sa2，控制检测电路通过检测主驱动信号Vgs_sw来判断主开关管Sw的开关状态，并在主开关管Sw由导通状态转变为关断状态时输出第一脉冲信号Vgs_sa1。

参见图8，上述控制检测电路包括延时电路Delay、第一非门a、与非门c、第二非门b、供电电源Vcc、恒流源Io、第一开关管Q1、第二开关管Q2、第二电容C2和斯密特触发器d；延时电路Delay的输入端连接到PWM脉冲分时电路的主驱动信号Vgs_sw输出端，延时电路Delay的输出端与第一非门a的输入端、第一开关管Q1和第二开关管Q2的栅极连接，供电电源Vcc通过恒流源Io连接第一开关管Q1的漏极，第一开关管Q1的源极、第二开关管Q2的漏极、第二电容C2的一端和斯密特触发器d的输入端相连，第二开关管Q2的源极和第二电容C2的另一端接地GND，第一非门a和斯密特触发器d的输出端分别连接与非门c的两个输入端，与非门c的输出端连接第二非门b的输入端，第二非门b的输出端为控制检测电路的输出端，用于输出第一脉冲信号Vgs_sa1。

本实施例一的钳位驱动信号Vgs_sa通过隔离驱动电路输入钳位开关管Sa的驱动端；该隔离驱动电路包括第一电容C1和第一二极管D1；第一电容C1的一端为隔离驱动电路的输入端，用于输入钳位驱动信号Vgs_sa，第一电容C1的另一端、第一二极管D1的阳极和钳位开关管Sa的驱动端相连，第一二极管D1的阴极接地。

如图12所示，本发明实施例一的工作原理为：

在T0时刻主开关管Sw导通，原边电流流经激磁电感Lm进行激磁，变压器激磁电流线性增加，副边整流二极管D截止，变压器存储能量。

在T1时刻主开关管Sw关断，原边激磁电流给主开关管Sw输出电容充电、钳位开关管Sa输出电容放电，钳位电容Cc两端电压保持不变。当主开关管Sw漏源两端电压上升至最大值、钳位开关管Sa漏源两端电压Vds_sa下降为零，在T2时刻，第一个脉冲信号Vgs_sa1产生，钳位开关管Sa由关断状态转变为导通状态，副边整流二极管D导通，原边激磁电感两端电压为钳位在-NVo，漏感与钳位电容Cc谐振高频电流经钳位开关管Sa对钳位电容Cc进行充电。

T3时刻漏感对钳位电容Cc充电电流为零时钳位开关管Sa由导通状态转变为关断状态，至此漏感在主开关管Sw导通期间存储的能量经过钳位开关管Sa全部转移到钳位电容Cc，副边整流二极管D继续导通，原边激磁电感两端电压仍为钳位在-NVo，主开关管Sw漏源两端电压跌至Vin+NVo。

在T4时刻，第二个脉冲信号产生，钳位开关管Sa由关断状态转变为导通状态，原边激磁电感两端电压被钳位在-NVo，钳位电容Cc与漏感谐振，漏感反向激磁，漏感电流反向上升。

在T5时刻，漏感反向电流达到最大值时钳位开关管Sa由导通状态转变为关断状态，因为在漏感反向电流最大处时，根据能量关系：W=1/2LkI2其存储能量为最大，如果此时关断钳位开关管Sa，主开关管Sw输出电容存储的能量更容易被抽完，有利于主开关管Sw实现零电压开通。由于电感电流不能突变，漏感反向电流给主开关管Sw的输出电容放电，同时给钳位开关管Sa的输出电容进行充电，钳位电容Cc漏源两端电压保持不变。

在T6时刻，原边主开关管Sw漏源两端电压下降为零后其体二极管导通，此时开通主开关管Sw可以实现零电压开通。第二个脉冲信号Vgs_sa2必须与主开关管Sw脉冲信号Vgs_sw留有足够死区时间，否则原边主开关管Sw和钳位开关管Sa容易共通或者由于死区时间不够导致主开关管Sw无法实现软开关。但是死区时间不能太大，主开关管Sw必须在漏感电流再次反向之前开通，否则将丢失软开关特性。主开关管Sw导通后进入下一个循环周期，工作过程不再赘述。

其中，上述控制检测电路产生的第一脉冲信号Vgs_sa1的工作原理说明如下：

当主驱动信号Vgs_sw信号出现关断，经过延时电路Delay延时一小段时间后一端经过非门a的输入端后输出高电平；另一端低电平经过由开关管Q1和Q2组成的非门，使开关管Q1导通，恒流源Io对电容C2进行充电，充电时间即为第一脉冲信号Vgs_sa1的宽度。由于恒流源Io与电容C2组成的电路具有一定的延时作用，在主驱动信号Vgs_sw关断一小段时间内斯密特触发器d的输入仍然为低电平，而输出为高电平。在这一小段时间内与非门b的输入端均为高电平，根据与非门的特性，输出为低电平，然后再经过非门的处理，最终转化为具有一定脉冲宽度的第一脉冲信号Vgs_sa1。

另外，参见图7-2，本实施例一中上述钳位开关管Sa也可采用PMOS管，其与钳位电容Cc串联后与变压器T的主开关管Sw并联，这种电路形式的工作原理与上述实施例一相同，区别仅在于它们用于驱动钳位开关管Sa导通的电平不同，一个为高电平，另一个为低电平，在此不再赘述。

实施例二

如图9所示，本发明实施例二的非互补反激有源钳位变换器与实施例一基本相同，它们的区别在于：本实施例二中，驱动模块包括主控制电路和第二控制检测电路，它们可以集成在一块芯片内。

参见图10，本实施例二的主控制电路包括时钟振荡发生器OSC、用于形成第二脉冲信号Vgs_sa2的第二脉冲信号模块Narrow Pulse2、第二延时电路Delay2、逻辑电路Logic、斜坡电路Slope和驱动电路Drive，第二控制检测电路包括第三延时电路Delay3和第一脉冲信号模块Narrow Pulse1；时钟振荡发生器OSC的输出端一路连接到第二脉冲信号模块Narrow Pulse2的输入端，另一路连接到第二延时电路Delay2的输入端，第二延时电路Delay2和斜坡电路Slope的输出端分别连接到逻辑电路Logic的两个输入端，逻辑电路Logic的输出端、驱动电路Drive的输入端、斜坡电路Slope的输入端和第三延时电路Delay3的输入端相连接，驱动电路Drive的输出端用于输出主驱动信号Vgs_sw，第三延时电路Delay3的输出端连接第一脉冲信号模块Narrow Pulse1的输入端，第一脉冲信号模块Narrow Pulse1的输出端用于输出第一脉冲信号Vgs_sa1。

如图11所示，本实施例二的控制检测电路产生的第一脉冲信号Vgs_sa1的工作原理说明如下：

时钟振荡发生器OCS产生一定占空比的时钟信号CLK，一端经过NarrowPluse2模块后形成Vgs_sa2脉冲信号，另一端经过延时电路Delay2形成具有一定延时时间的控制信号CLK_D。控制信号CLK_D经过逻辑控制电路一直处于高电平状态，当检测到有斜坡电路模块有信号输出时，逻辑控制电路将控制信号CLK_D由高电平转化为低电平，输出控制信号为Ton_H。控制信号Ton_H一端经过驱动电路Drive输出主开关管驱动信号Vgs_sw，另一端经过检测控制电路输出脉冲信号Vgs_sa1。

本发明不局限与上述具体实施方式，根据上述内容，按照本领域的普通技术知识和惯用手段，在不脱离本发明上述基本技术思想前提下，本发明还可以做出其它多种形式的等效修改、替换或变更，均落在本发明的保护范围之中。

Claims (10)

1.一种非互补反激有源钳位变换器，包括变压器（T）、主开关管（Sw）、钳位开关管（Sa）、钳位电容（Cc）和驱动模块，变压器（T）的原边绕组和主开关管（Sw）串联后用于输入电压信号，变压器（T）的副边绕组用于输出变换后的电压信号，钳位开关管（Sa）和钳位电容（Cc）串联后与变压器（T）的原边绕组或者主开关管（Sw）并联，驱动模块向主开关管（Sw）的驱动端输出用于控制主开关管（Sw）交替导通与关断的主驱动信号（Vgs_sw），其特征在于：所述的驱动模块向钳位开关管（Sa）的驱动端输出钳位驱动信号（Vgs_sa），该钳位驱动信号（Vgs_sa）与所述主驱动信号（Vgs_sw）具有相同的周期，其每一个周期包括产生于主开关管（Sw）由导通状态转变为关断状态时的第一脉冲信号（Vgs_sa1）、产生于主开关管（Sw）关断状态下并与所述第一脉冲信号（Vgs_sa1）相互独立的第二脉冲信号（Vgs_sa2）、以及产生于其余时间并用于控制钳位开关管（Sa）关断的信号，所述第一脉冲信号（Vgs_sa1）和第二脉冲信号（Vgs_sa2）均用于控制钳位开关管（Sa）导通。

2.根据权利要求1所述的非互补反激有源钳位变换器，其特征在于：所述的钳位开关管（Sa）在第一脉冲信号（Vgs_sa1）和第二脉冲信号（Vgs_sa2）期间导通，分别使得所述钳位电容（Cc）充电和放电，所述第二脉冲信号（Vgs_sa2）的脉冲宽度为钳位电容（Cc）由放电开始时刻至达到最大放电电流的时间，所述第一脉冲信号（Vgs_sa1）的脉冲宽度接近于第二脉冲信号（Vgs_sa2）的脉冲宽度。

3.根据权利要求2所述的非互补反激有源钳位变换器，其特征在于：所述第一脉冲信号（Vgs_sa1）与第二脉冲信号（Vgs_sa2）的脉冲宽度相等。

4.根据权利要求1至3任意一项所述的非互补反激有源钳位变换器，其特征在于：所述的驱动模块包括主控制芯片、PWM脉冲分时电路和控制检测电路；所述PWM脉冲分时电路将主控制芯片输出的PWM信号转换成相互隔离的所述主驱动信号（Vgs_sw）和第二脉冲信号（Vgs_sa2），所述控制检测电路通过检测所述主驱动信号（Vgs_sw）来判断所述主开关管（Sw）的开关状态，并在主开关管（Sw）由导通状态转变为关断状态时输出所述第一脉冲信号（Vgs_sa1）。

5.根据权利要求4所述的非互补反激有源钳位变换器，其特征在于：所述的控制检测电路包括延时电路（Delay）、第一非门（a）、与非门（c）、第二非门（b）、供电电源（Vcc）、恒流源（Io）、第一开关管（Q1）、第二开关管（Q2）、第二电容（C2）和斯密特触发器（d）；所述延时电路（Delay）的输入端连接到所述PWM脉冲分时电路的主驱动信号（Vgs_sw）输出端，延时电路（Delay）的输出端与第一非门（a）的输入端、第一开关管（Q1）和第二开关管（Q2）的栅极连接，供电电源（Vcc）通过恒流源（Io）连接第一开关管（Q1）的漏极，第一开关管（Q1）的源极、第二开关管（Q2）的漏极、第二电容（C2）的一端和斯密特触发器（d）的输入端相连，第二开关管（Q2）的源极和第二电容（C2）的另一端接地（GND），第一非门（a）和斯密特触发器（d）的输出端分别连接与非门（c）的两个输入端，与非门（c）的输出端连接第二非门（b）的输入端，第二非门（b）的输出端为控制检测电路的输出端，用于输出所述第一脉冲信号（Vgs_sa1）。

6.根据权利要求5所述的非互补反激有源钳位变换器，其特征在于：所述的PWM脉冲分时电路集成在主控制芯片内。

7.根据权利要求1至3任意一项所述的非互补反激有源钳位变换器，其特征在于：所述的驱动模块包括主控制电路和第二控制检测电路；所述主控制电路包括时钟振荡发生器（OSC）、用于形成所述第二脉冲信号（Vgs_sa2）的第二脉冲信号模块（Narrow Pulse2）、第二延时电路（Delay2）、逻辑电路（Logic）、斜坡电路（Slope）和驱动电路（Drive），所述第二控制检测电路包括第三延时电路（Delay3）和第一脉冲信号模块（Narrow Pulse1）；所述时钟振荡发生器（OSC）的输出端一路连接到所述第二脉冲信号模块（Narrow Pulse2）的输入端，另一路连接到第二延时电路（Delay2）的输入端，第二延时电路（Delay2）和斜坡电路（Slope）的输出端分别连接到逻辑电路（Logic）的两个输入端，逻辑电路（Logic）的输出端、驱动电路（Drive）的输入端、斜坡电路（Slope）的输入端和第三延时电路（Delay3）的输入端相连接，所述驱动电路（Drive）的输出端用于输出所述主驱动信号（Vgs_sw），所述第三延时电路（Delay3）的输出端连接第一脉冲信号模块（Narrow Pulse1）的输入端，第一脉冲信号模块（Narrow Pulse1）的输出端用于输出所述第一脉冲信号（Vgs_sa1）。

8.根据权利要求7所述的非互补反激有源钳位变换器，其特征在于：所述的主控制电路和检测控制电路集成在一块芯片内。

9.根据权利要求1至3任意一项所述的非互补反激有源钳位变换器，其特征在于：所述的非互补反激有源钳位变换器还包括隔离驱动电路；所述钳位驱动信号（Vgs_sa）通过该隔离驱动电路输入所述钳位开关管（Sa）的驱动端。

10.根据权利要求9所述的非互补反激有源钳位变换器，其特征在于：所述的隔离驱动电路包括第一电容（C1）和第一二极管（D1）；所述第一电容（C1）的一端为隔离驱动电路的输入端，用于输入所述钳位驱动信号（Vgs_sa），第一电容（C1）的另一端、第一二极管（D1）的阳极和所述钳位开关管（Sa）的驱动端相连，所述第一二极管（D1）的阴极接地。

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