CN101677215A - 开关电源装置、开关电源控制电路和开关电源装置的控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明提供开关电源装置、开关电源控制电路和开关电源装置的控制方法，能够在任意一种动作模式中都防止电流的逆流，实现稳定的同步整流功能。在最大导通宽度控制电路(4)中，与一次侧的MOSFET的导通时刻同步对于作为同步整流元件的MOSFETQs指示最大导通宽度的开始，并且生成在规定时间后指示最大导通宽度的结束的最大导通宽度结束信号(Tmot2)。在同步控制电路(5)中，当生成Qs的同步驱动信号(Vgs)时，使Qs导通的时刻，与指示最大导通宽度的开始的时刻、或者通过Qs的漏极·源极间电压(Vds)检测的内置二极管Ds的导通时刻的任意一个较迟的时刻同步而确定，使Qs关断的时刻，与一次侧的MOSFET的关断时刻、或者指示最大导通宽度的结束的时刻的任意一个较早的时刻同步而确定。

Description

开关电源装置、开关电源控制电路和开关电源装置的控制方法
技术领域
本发明提供具备具有电流谐振电感器和电流谐振电容器的串联谐振电路的开关电源装置、开关电源控制电路和开关电源装置的控制方法，尤其是涉及消除在轻负载时电流的逆流的开关电源装置、开关电源控制电路和开关电源装置的控制方法。
背景技术
作为现有技术的开关电源装置，公知的是如图5所示的具备电流谐振型变换器的装置。在该电流谐振型变换器中，输入直流电压Vi被施加于具有谐振电感器Lr和谐振电容器Cr的串联谐振电路，导通关断由MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)等构成的2个主开关元件Qa、Qb，控制在电力变换用的变压器T的第一线圈L1中流通的一次侧电流的通路，由此在变压器T的第一线圈L1中流通正弦波状的电流。另外，在变压器T的第二线圈L2、第三线圈L3(使L1∶L2∶L3的线圈比为n∶1∶1)分别连接有对所感应的二次电流I1、I2进行整流的整流二极管D1、D2；和将对负载LD的输出电压V0平滑的输出电容器C0。并且，对负载LD的输出电压V0通过误差放大器1和VCO(电压控制振荡电路)2反馈到主开关元件Qa、Qb的驱动电路3，控制流通到变压器T的第一线圈L1的电流和电压，将输出电压V0控制为恒压。此外，VCO2按照以下方式发挥功能，即：根据误差放大器1的输出如果判断为输出电压V0比设定电压高，或者判断为是轻负载，则提高其输出频率；如果判断为输出电压V0比设定电压低，或者判断为是重负载，则降低其输出频率。
但是，将如此构成的开关电源装置作为低电压·大电流的电源使用的情况下，当二次电流I1、I2在变压器T的二次侧设置的整流二极管D1、D2中流通时，由于整流二极管D1、D2的正向电压降VF，产生较大的电力损失VF×I0。I0为二次电流I1、I2的任意一个。因此，如图6所示，代替这些整流二极管D1、D2，而使用分别将导通电阻较低的MOSFETQs1、Qs2作为同步整流用的开关元件而连接进行同步整流，降低如此产生的电力损失的他励驱动方式的电流谐振电路。图6的MOSFETQs1、Qs2，通过驱动电路3分别与将一次侧的主开关元件Qa、Qb导通关断的动作频率fop同步而被导通关断控制，从而二次电流I1、I2交替地被积蓄在电容器C0。
如此构成的现有技术的开关电源装置，按照使主开关元件Qa、Qb开关动作，通过电压变换用的变压器T获得任意的直流输出的方式构成，因而取决于与二次侧连接的负载LD的大小等积蓄在电容器C0的电荷被放电产生向变压器T侧逆流的电流(反向电流)，出现在逆流区域中的电力损失问题。
图7是表示二次侧二极管整流的电流谐振型变换器的一例的电路图。在该图7中，将图5的电流谐振型变换器的变压器T分为励磁电感成分Lm和理想变压器Ti进行图示，便于理解地表示出其动作原理。在此，在上述的逆流区域的电力损失的说明之前，对于电流谐振型变换器的动作原理进行说明。
在图7所示的电流谐振型变换器中，能够定义以下的两种基本的电流谐振频率。在此Lr、Lm和Cr分别表示谐振电感器Lr的电感、变压器T的励磁电感成分和谐振电容器Cr的电容。
【公式1】
fr 1 = 1 2 π Lr · Cr . . . ( 1 )
【公式2】
fr 2 = 1 2 π ( Lr + Lm ) · Cr . . . ( 2 )
在图5、图7的开关电源装置中，在对负载LD有电力的供给的情况下，变压器T的励磁电感成分Lm的电压根据输出电压V0被钳位(clamp)至n×(V0+VF)，励磁电感成分Lm不参与电流谐振，以由谐振电容器Cr和谐振电感器Lr决定的第一谐振频率fr1(参照上述(1)式)进行动作，由此对二次侧电路供给电力。在该情况下，在励磁电感成分Lm中流通的电流Im和谐振电流Ir的和，作为向谐振电容器Cr的充放电电流流动。这时，关于主开关元件Qa、Qb的动作频率fop，由VCO2进行控制以使输出电压V0稳定。
第二谐振频率fr2，是对连接于变压器T的二次侧的负载LD不进行电力供给的情况下的谐振频率，由于理想变压器Ti不作为变压器发挥功能变压器T的励磁电感成分Lm的电压不被钳位，所以主要通过谐振电容器Cr的电容Cr、谐振电感器Lr的谐振电感Lr和励磁电感成分Lm进行谐振动作。
对于图7的电流谐振型变换器的具体的谐振动作，能够根据其动作频率fop和第一谐振频率fr1(以下，简称为谐振频率)的关系，和在变压器T的二次侧连接的负载LD的大小，如图8所示那样分为6个动作模式(Mode1～Mode6)来考虑。
即，在图8中Mode1～Mode3为动作频率fop比谐振频率fr1低的情况，Mode4～Mode6为动作频率fop与谐振频率fr1相等或者比谐振频率fr1高的情况。另外，相对于开关电源装置的额定负载(最大负载)被连接的负载LD的大小如果为50％以上则为重负载状态(HL：HeavyLoad)，如果为50～20％则为轻负载状态(LL：Light Load)，如果为20％以下则为超轻负载状态(VLL：Very Light Load)。
首先，对于图5的电流谐振型变换器的动作模式，利用图9所示的动作波形进行说明。
在图9中表示，动作频率fop(以开关动作的1周期作为Top)比谐振频率fr1(以这时的谐振周期为Tr)低，并且负载LD为重负载状态的第一动作模式(Mode1)的动作波形。在此，从紧接一方的主开关元件Qa导通之后的时刻s1(以下，所谓时刻sj(j＝1～16)并不是指瞬间而是作为具有宽度的区域使用)开始依次将一动作周期Top划分为10个动作状态(时刻s1～s10)进行说明。
在图9中，(A)、(B)是作为驱动电路3的输出的主开关元件Qa、Qb的栅极电压Vga、Vgb，(C)、(D)是在主开关元件Qa、Qb中流通的电流Ia、Ib，(E)是谐振电容器Cr的端子间电压Vc，(F)、(G)是在整流二极管D1、D2中流通的电流I1、I2。
图10是表示第一动作模式的时刻s1的动作状态的电路图。在此，是在紧接主开关元件Qa导通之后，并且继承在先前的时刻s10的动作结果，这时电流Ia沿箭头所示方向流通。而且，另一个主开关元件Qb关断。这时，在励磁电感成分Lm中流通与谐振电流Ir反方向的励磁电流Im，由于其比谐振电流Ir大，所以电流在谐振电容器Cr的电荷放电的方向作为放电电流流通。基于一次侧的谐振电路的谐振电流Ir通过理想变压器Ti在第二线圈L2被感应的电流，从整流二极管D1被供给到负载LD。
在图11所示的时刻s2的动作状态中，继续是主开关元件Qa为导通，Qb为关断。但是，之前与谐振电流Ir反方向地流通的励磁电流Im与谐振电流Ir同一方向流通，开始对谐振电容器Cr充电。与先前的时刻s1同样地，基于一次侧的谐振电路的谐振电流Ir通过理想变压器Ti在二次侧的整流二极管D1中流通正弦波电流I1(参照图9(F))，对负载LD供电。
在图12所示的时刻s3，继续是主开关元件Qa为导通，Qb为关断的状态，但是经过由谐振电感器Lr和谐振电容器Cr的大小决定的谐振周期Tr的半周期(Tr/2)，成为从理想变压器Ti的一次侧对二次侧不进行电力供给。但是，由于动作频率fop比谐振频率fr1低，主开关元件Qa为导通状态，所以一次侧的谐振电路在上述的第二谐振频率fr2发生谐振，谐振电容器Cr通过励磁电流Im被充电。由于第二谐振频率fr2的周期与第一谐振频率fr1的周期相比非常长，所以时刻s3的谐振波形几乎为直线。
如图13所示的时刻s4，相当于2个主开关元件Qa、Qb均成为关断的死区时间(dead time)。在此，对于关断状态的主开关元件Qa的分布电容C_Qa和另一方的关断状态的主开关元件Qb的分布电容C_Qb，分别沿图13的箭头所示方向流通电流Ia和Ib，使2个分布电容C_Qa、C-Qb的两端电压变化。这时，谐振电容器Cr和2个分布电容C_Qa、C_Qb构成谐振电感器Lr和励磁电感成分Lm的谐振电路，以对谐振电容器Cr充电的方式进行谐振动作，电力没有从一次侧供给到二次侧。此外，由于谐振电容器Cr的电容比分布电容C_Qa、C_Qb的电容大很多，所以在时刻s4中，谐振电容Cr也可以被看作恒压源。
在图14所示的时刻s5，继续是2个主开关元件Qa、Qb处于关断状态，在时刻s4分布电容C_Qb的两端电压变大，在图13中，如果分布电容C_Qb的与谐振电容Cr连接的一侧作为基准电位，则在负电压绝对值变大。其结果是，在主开关元件Qb其体二极管(body-diode)D_Qb成为导通状态。这时，在一次侧通过谐振电路进行谐振，开始从理想变压器Ti的一次侧经第三线圈L3流通电流I2，开始向负载LD供给电力。即，在励磁电感成分Lm中流通的励磁电流Im与谐振电流Ir反方向地，并且作为比谐振电流Ir大的电流流通，因此谐振电容器Cr继续被充电。此外，由于电流Ib在体二极管D_Qb中流通(电流的朝向为箭头所示方向)，另一方的主开关元件Qa被关断，因此变压器T的第一线圈L1与谐振电容器Cr连接的一侧的端子成为高电压侧，相反一侧的端子成为低电压侧。
在图15所示的时刻s6，是紧接主开关元件Qb导通之后的状态，在其中电流Ib依然沿箭头所示方向流通。而且，另一个主开关元件Qa关断。因此，变压器T的第一线圈L1的与谐振电容器Cr连接的一侧的端子成为高电压侧(相反一侧的端子成为低电压侧)，从一次侧的谐振电路通过理想变压器Ti在第三线圈L3被感应的电力，从整流二极管D2被供给到负载LD。此时，在励磁电感成分Lm中流通与谐振电流Ir反方向的励磁电流Im，并且它比谐振电流Ir大，因此谐振电容器Cr基于差电流(Im-Ir)被充电。
在图16所示的时刻s7，继续是主开关Qa关断，Qb导通的状态。但是，励磁电流Im变得比谐振电流Ir小，并且之前与谐振电流Ir反方向流通的励磁电流Im成为与谐振电流Ir同一方向(图16中的箭头所示的方向)地流通，积蓄在谐振电容器Cr的电荷开始被放电。于是，从一次侧的谐振电路通过理想变压器Ti向二次侧的整流二极管D2流通正弦波电流(参照图9(G))，对负载LD供给电力。
在图17所示的时刻s8，继续是主开关Qa关断，Qb导通的状态。谐振电感器Lr和谐振电容器Cr中的半周期的谐振动作结束，成为从一次侧向二次侧不供给电力。另外，在谐振电容器Cr继续放电的同时，一次侧的谐振电路以上述的第二谐振频率fr2进行谐振动作。
图18所示的时刻s9，相当于2个主开关元件Qa、Qb均为关断的死区时间。在此，对于主开关元件Qa的分布电容C_Qa和另一方的主开关元件Qb的分布电容C_Qb，分别沿图18的箭头所示方向流通电流Ia和Ib，使2个分布电容C_Qa、C_Qb的两端电压改变。这时，谐振电容器Cr和2个分布电容C_Qa、C_Qb构成谐振电感器Lr和励磁电感成分Lm的谐振电路，以将谐振电容器Cr放电的方式进行谐振动作，但是电力不被从一次侧供给到二次侧。此外，由于谐振电容器Cr的电容比分布电容C_Qa、C_Qb的电容大很多，所以在时刻s9，能够将谐振电容器Cr看作恒压源。
在图19所示的时刻s10，继续是2个主开关元件Qa、Qb为关断的状态，但是在时刻s9分布电容C_Qa的两端电压变大的结果是，在主开关元件Qa其体二极管D_Qa导通。这时，在一次侧通过谐振电路进行谐振，从理想变压器Ti的一次侧通过第二线圈L2开始流通电流I1，开始向负载LD的电力供给。另外，在励磁电感成分Lm中流通的励磁电流Im与谐振电流Ir反方向，并且作为比谐振电流Ir大的电流流通，谐振电容器Cr进一步被放电。
图20是表示电流谐振型变换器的第二动作模式的各部的电流、电压波形的动作波形图。在此，对于动作频率fop比谐振频率fr1低，并且负载为轻负载状态的第二动作模式(Mode2)进行说明。
如图20(A)、(B)所示，在主开关元件Qa、Qb的栅极电压Vga、Vgb中设置规定的死区时间。另外，由于是轻负载状态，所以在主开关元件Qa、Qb中流通的电流Ia、Ib变小，该图(E)中所示的谐振电容器Cr的端子间电压Vc变动幅度也变小。另外，励磁电流Im与重负载时没有很大变化，因此励磁电流Im的影响相对地变大，比重负载时相位超前。以下，仅对于与图9所示的重负载时的电路动作不同的动作状态进行说明。
在图21中，表示紧接主开关元件Qa导通之后的时刻s11的动作状态。该状态为主开关元件Qa导通、Qb关断的状态，谐振电容器Cr构成谐振电感器Lr和励磁电感成分Lm的谐振电路，与图9所示的Mode1中的时刻s1(参照图10)不同，由于励磁电感成分Lm的两端电压(图21的+侧成为高电位侧)较低，即使主开关元件Qa导通也不能立即从一次侧向二次侧供给电力。
此后，谐振电容器Cr放电其端子间电压Vc降低，在时刻s11的最后当满足下述的公式(3)时，在上述的时刻s1中的一次侧的谐振电路中开始谐振动作，从一次侧向二次侧供给电力。在此，Vf为二次侧的整流二极管D1、D2的正向电压。
(Vi-Vc)*Lm/(Lr+Lm)＝n*(V0+Vf)
……(3)
图22中表示，经过开关动作的半周期(Top/2)，2个主开关元件Qa、Qb均为关断的死区时间的时刻s12的动作状态。在该情况下，主开关元件Qb的体二极管D_Qb导通，从先前的时刻s4开始励磁电流Im(准确地说，是由谐振电容器Cr、谐振电感器Lr和励磁电感成分Lm构成的谐振电路的谐振电流)继续流入到谐振电容器Cr中。但是，由于励磁电感成分Lm的两端电压(图22的+侧成为高电位侧)不足，因此与图14所示的动作状态(时刻s5)不同，不能够对二次侧供给电力。
图23表示下一时刻s13的动作状态。如这里所示，主开关元件Qb导通，谐振电容器Cr构成与谐振电感Lr和励磁电感成分Lm的谐振电路。但是与图9所示的第一动作模式(Mode1)的时刻s6的情况不同，由于励磁电感成分Lm的两端电压(图23的+侧成为高电位侧)较低，即使主开关元件Qb导通也不能立即从一次侧向二次侧供给电力。
此后，谐振电容器Cr被充电，当其端子间电压Vc满足下述的公式(4)的动作状态(图15的时刻s6的状态)时，通过谐振电感Lr和谐振电容器Cr的谐振动作，从一次侧向二次侧供给电力。
Vc*Lm/(Lr+Lm)＝n*(V0+Vf)
……(4)
此后，从时刻s6前进到时刻s7、s8，当成为2个主开关元件Qa、Qb均关断的时刻s9时，对于主开关元件Qa的分布电容C_Qa和另一方的主开关元件Qb的分布电容C_Qb，分别沿图18的箭头所示的方向流通电流Ia和Ib，使2个分布电容C_Qa、C_Qb的两端电压变化。这时，由于负载LD为轻负载状态，如图24所示在主开关元件Qa的体二极管D_Qa导通的时刻s14，由于励磁电感成分Lm的两端电压(图24的+侧成为高电位侧)不足，与图19所示的动作状态(时刻s10)不同，不能够对二次侧供给电力。
接着，对于动作频率fop比谐振频率fr1低，并且负载LD更小的超轻负载(VLL)状态的第三动作模式(Mode3)进行说明。图25是表示电流谐振型变换器的第三动作模式的各部的电流、电压波形的动作波形图。在该情况下，谐振电流Ir进一步变小，谐振电容器Cr的端子间电压Vc的变动幅度也进一步变小。谐振电容器Cr的电压Vc被励磁电流Im(或者，由谐振电容器Cr、谐振电感器Lr、励磁电感成分Lm构成的谐振电路的谐振电流)所支配，其相位进一步超前。
在时刻s2中，如上述的图11所示的谐振电流Ir和励磁电流Im流通，但是谐振电流Ir远小于励磁电流Im，谐振电容器Cr的端子间电压Vc被励磁电流Im支配。因此，基于来自谐振电感器Lr的谐振电流Ir的充放电时间变短。因此，在成为超轻负载的第三动作模式(Mode3)中，用比第一动作模式(重负载的Mode1)、第二动作模式(轻负载的Mode2)短的时间转移到时刻s3的状态。
同样地，在时刻s7，如上述的图16所示的谐振电流Ir变得远比励磁电流Im小，谐振电容器Cr的端子间电压Vc被励磁电流Im支配。因此，基于来自谐振电感器Lr的谐振电流Ir的充放电时间变短，在超轻负载的动作模式(Mode3)中，比重负载时、轻负载时更快地转移到时刻s8的动作状态。
进而，对于动作频率fop比谐振频率fr1高或者相等的情况下的第四至第六动作模式(Mode4～6)，在图26、图29和图30中分别表示其动作波形。
图26是表示电流谐振型变换器的第四动作模式的各部的电流、电压波形的动作波形图。第四动作模式(Mode4)是动作频率fop为谐振频率fr1以上，并且负载LD为重负载的状态。
图27表示图26中2个主开关元件Qa、Qb同时关断的时刻s15的动作状态。在第四动作模式(Mode4)的情况下，在时刻s15即使主开关元件Qa关断，主开关元件Qb的体二极管D_Qb导通，继续积蓄在谐振电感器Lr中的能量的放电，励磁电感成分Lm的+侧电位被维持。因此，谐振电流Ir在理想变压器Ti中流通，电力被从一次侧供给到二次侧。在该情况下，由于谐振电感器Lr被施加电压(n×(V0+VF)+VC+VF)成为近似恒压放电的情形，所以在整流二极管D1中流通大致直线地减少的电流I1。在接下来的时刻s5，谐振电流Ir反方向地流通而在二次侧的整流二极管D2中开始流通正弦波电流I2。因此，在第四动作模式中成为在二次侧的正弦波电流I1、I2连续地流通。
在图28中，表示同样地2个主开关元件Qa、Qb同时关断的时刻s16的动作状态。在该情况下，即使主开关元件Qb关断，主开关元件Qa的体二极管D_Qa成为导通。另外，通过谐振电感器Lr的放电，励磁电感成分Lm的+侧电位被维持，电力被供给到二次侧。
图29是表示电流谐振型变换器的第五动作模式的各部的电流、电压波形的动作波形图。在此，对于动作频率fop为谐振频率fr1以上，并且负载LD为轻负载状态的第五动作模式(Mode5)进行说明。
在紧接2个主开关元件Qa、Qb同时关断之后的时刻s15、s16，能够分别将电力供给到二次侧。但是，由于负载LD为轻负载状态，在其后的时刻s11和s12以及s13和s14，与第二动作模式(参照图20)同样，分别成为不能对二次侧供给电力的状态。
图30是表示电流谐振型变换器的第六动作模式的各部的电流、电压波形的动作波形图。在动作频率fop为谐振频率fr1以上，并且为超轻负载(VLL)状态的Mode6中，在2个主开关元件Qa、Qb分别导通的期间，出现对二次侧不供给电力的时刻s11和s3以及s13和s8。
以上，对于图7所示的电流谐振型变换器的6个动作模式的谐振动作进行了说明，下面，对于将二次侧的整流二极管D1、D2置换为导通电阻较低的MOSFETQs1、Qs2后的图6的电流谐振型变换器的他励驱动同步整流进行考察。
在同步整流方式中，有自励驱动方式和他励驱动方式。对于他励驱动方式，为了用逻辑电路输出驱动信号，当在电源IC中内置逻辑电路时，对于电源制造商能够容易地实现同步整流功能。因此，IC制造商各公司设计了各种各样的他励驱动方式(参照后述的专利文献1～5)。
如果单纯地考虑他励驱动同步整流，则一般会认为MOSFETQs1、Qs2的同步驱动信号与对主开关元件Qa、Qb进行开关控制的栅极信号同步即可。但是，实际上，如果不在各动作模式中分别检测出逆流区域并变换为分别与其同步的驱动信号，则积蓄在输出电容器C0的电荷被放电产生向变压器T侧逆流的电流(反向电流)，出现效率降低，进而由于电流向一次侧逆流而有可能导致电路破坏的发生。
在此，各动作模式中的逆流区域，是由电流谐振型变换器的动作频率fop与谐振频率fr1的关系，以及负载LD决定的区域，其中动作频率fop根据电路参数和负载状态而改变，谐振频率fr1由谐振电容器Cr和谐振电感器Lr的大小决定。因此，虽然使同步驱动信号与电源开关信号同步的同步整流是简单的方法，但是在该情况下需要用于消除下述的5个逆流区域的对策。
即，分别通过栅极信号Vga、Vgb将2个主开关元件Qa、Qb导通关断供给二次电流I1、I2的开关电源装置，在如图31所示的第一动作模式(Mode1)中，在图9所示的开关动作的半周期(Top/2)后半的时刻s3和s8中，分别通过可靠地关断同步控制用的MOSFETQs1、Qs2，能够阻止二次电流I1、I2逆流。因此，如果该图(A)、(B)所示的栅极信号Vga、Vgb保持原状作为同步驱动信号Vgs1、Vgs2输出到同步控制用的MOSFETQs1、Qs2，则在该时刻s3和s8的区域(RangeA)中流通逆流电流。
另外，在第二动作模式(Mode2)的情况下，与引起逆流的RangeA不同，在图32中表示的RangeB的区域(相当于图20所示的时刻s11和s13)也有可能引起逆流。
同样地，在第三动作模式(Mode3)的情况下，如图33所示，在RangeA和RangeB中引起逆流的基础上，在RangeC(其相当于在谐振周期Tr的半周期内但谐振结束的区域)也引起逆流。
在图34所示的第四动作模式(Mode4)的情况下，由于二次电流I1、I2连续所以不必担心引起逆流。
在图35所示的第五动作模式(Mode5)中，在RangeD的区域(相当于图29所示的时刻s11和s13)中引起逆流。
在第六动作模式(Mode6)的情况下，如图36所示，不仅在RangeD中引起逆流，在RangeE的区域(相当于图30所示的时刻s3和s8)中也引起逆流。因此，作为对于同步控制用的MOSFETQs1、Qs2的同步驱动信号Vgs1、Vgs2，在适用与栅极信号Vga、Vgb同步的信号(相同信号)的情况下，由于在各动作模式1～5和5、6中发生逆流，因此有必要将与它们对应的区域(RangeA～E)中的Vgs1、Vgs2的信号波形分别成形。
因此，在现有技术的开关电源装置中，设置CWP生成电路，该CWP生成电路以与栅极信号Vga、Vgb的导通期间相比稍窄的脉冲宽度输出恒定脉宽信号(CWP：Constant Width Pulse)，对同步驱动信号Vgs1、Vgs2进行波形成形。即，在动作频率fop与谐振频率fr1相同或者比其高的情况下，使同步驱动信号Vgs1、Vgs2与栅极信号Vga、Vgb同步，当动作频率fop比谐振频率fr1小时，使同步驱动信号Vgs1、Vgs2与恒定脉宽信号CWP同步结束(例如参照专利文献1)。由此，即使在将二次侧的整流二极管D1、D2置换为电阻较低的MOSFETQs1、Qs2的情况下，也能够防止来自二次侧的逆流电流。
但是，在专利文献1记载的发明中，由于同步驱动信号Vgs1、Vgs2的上升的时刻总是与栅极信号Vga、Vgb同步，因此如第二动作模式(Mode2)中的逆流区域(RangeB)那样，难以防止在紧接二次电路开始流通之前的逆流。另外，在动作频率fop与谐振频率fr1相同或者比其高的Mode4～Mode6的情况下，如果同步驱动信号Vgs1、Vgs2与栅极信号Vga、Vgb同步，则不能够阻止在轻负载状态(LL)、超轻负载状态(VLL)下的逆流。
作为其它的开关电源装置，考虑构成如图37(A)所示的同步整流用MOSFET的控制电路的方法(例如，参照专利文献2)。另外，在图37(B)中表示其各部的动作波形。用比较器51将同步整流用的开关元件(MOSFET)的漏极·源极间电压(Vds(on))与基准电压REF进行比较检测同步整流用MOSFET或者其体二极管的导通，仅在检测出该导通并且栅极信号Vgp为H(High)的期间，对同步整流用MODFET提供使同步整流用MOSFET导通的信号。即，由与(AND：逻辑积)电路430生成作为比较器510的输出的比较信号Vdsc和一次侧的主开关元件Qa、Qb的栅极信号Vgp的与信号，将其作为已被波形成形的同步驱动信号Vgs(即，Vgs1、Vgs2)输出到作为开关元件的MOSFETQs1、Qs2。
一般地MOSFET的漏极·源极间电压Vds，在MOSFET关断在体二极管中流通电流的状态下，成为体二极管正向电压降VF(如果以源极电位为基准电位，则准确的是-VF)。另一方面，在MOSFET导通的状态下，成为其导通电阻与流通的电流的乘积，其值(绝对值)通常比VF小。上述的基准电压REF，将其绝对值取为相当小的值，以便能够对最初在体二极管中流通的电流进行检测而允许MOSFET的导通，之后MOSFET导通并且漏极·源极间电压Vds即使变小也能够使MOSFET继续导通(实际上，考虑到噪声等，需要将该值增大到能够无错误地对MOSFET或者其体二极管的导通进行检测的程度)。但是，如图37(B)所示，当二次电流Is减少成为零时，无论基准电压REF的值怎样小，MOSFET的导通电阻与流通的电流的乘积终究会变得更小。如此一来，比较信号Vdsc翻转，MOSFET关断，成为在体二极管中流通电流的状态，漏极·源极间电压Vds成为-VF。由此，比较信号Vdsc再次翻转MOSFET再次导通，其结果是比较信号Vdsc又翻转。以后，如图37(B)的错误区域中所示，直到二次电流Is完全成为零为止，高频率地反复进行MOSFET的导通关断。该振荡现象在负载变轻二次电流Is降低时愈发显著。像这样，在专利文献1中记载的发明，由于每当二次电流Is减少成为零时必定反复进行高频的振荡，所以从噪声和电力变换效率的观点出发成为存在课题的方式。
作为考虑内置二极管的导通电压来设定导通阈值(VTH2)的发明，有专利文献3中记载的发明。在此，由于做成同步驱动信号的导通时刻仅由内置二极管的导通电压决定，所以存在在对一次侧的栅极信号Vga、Vgb设定的死区时间容易引起误动作的问题。另外，由于决定导通时刻的阈值(VTH1)为-20mV左右的微小电压值并且为负值，因此容易受到噪声的影响，存在关断动作的时刻变得不稳定的问题。
另外在其它的开关电源装置中，由变流器检测一次侧的谐振电流，由二次侧辅助线圈检测励磁电流，将谐振电流检测信号与励磁电流检测信号进行比较。基于检测该比较结果信号、电源开关信号和谐振电流检测信号是否超过0A的信号，生成同步整流信号(例如，参照专利文献4)。
在该专利文献4的技术中，能够解决各个不连续模式中的逆流问题，但是在重负载状态下的动作模式(Mode1、4)中由于同步整流用MOSFET的导通时刻落后因而电力效率降低。而且，由于在检测电路中利用变流器和辅助线圈电路结构变得复杂化等，设计成最佳的调整值很困难，从成本的观点出发不优选。
此外，作为实现能够阻止电流反方向流通的同步整流电路和电流变换损失降低的电力变换器，有在专利文献5中记载的发明。该发明是，利用比较器电路比较同步整流晶体管的源极·漏极间电压，当检测到反方向电流时通过开关单元将其阻止。在此，确定了使同步整流晶体管关断的时刻，但是对于使其导通的时刻没有记载。因此，在上述的第二动作模式(Mode2)、第三动作模式(Mode3)、第五动作模式(Mode5)和第六动作模式(Mode6)中作为防止电流的逆流(RangeB、D)的对策并不有效。
【专利文献1】美国专利第7184280号说明书
【专利文献2】美国专利申请公开2008/0055942号说明书
【专利文献3】美国专利申请公开2005/0122753号说明书
【专利文献4】特开2005-198438号说明书
【专利文献5】特开2005-198375号说明书
发明内容
像这样在现有技术的开关电源装置中，没有具备在全部的上述6个动作模式(参照图8)中都可靠地防止二次电流向一次侧的逆流的驱动电路。尤其是，需要通过防止轻负载状态下的电流逆流，并且使同步整流用MOSFET的漏极·源极间电压(Vds)稳定地对其进行检测，实施能够防止误动作的简单的同步整流。
本发明鉴于上述问题而完成，其目的是提供在任意的动作模式中都能够防止电流的逆流，实现稳定的同步整流功能的开关电源装置、开关电源控制电路和开关电源装置的控制方法。
在本发明中，为了解决上述问题，提供对串联谐振电路施加输入直流电压，通过变压器产生规定的输出电压，对负载供给电力的开关电源装置。
在该开关电源装置中，串联谐振电路具有电流谐振电感器和电流谐振电容器。而且，多个主开关元件或者主开关元件组，例如由MOSFET构成，交替地导通关断来切换串联谐振电路的电流通路。变压器，通过在一次侧对主开关元件或者主开关元件组进行导通关断控制从串联谐振电流向二次侧感应电流。多个同步整流用开关元件，内置二极管被并联地连接，分别与多个主开关元件或者主开关元件组的任意一个对应进行导通关断对变压器的二次电流进行整流。最大导通宽度控制电路，与主开关元件或者主开关元件组的导通时刻同步对同步整流用开关元件指示最大导通宽度的开始，并且在规定时间后指示最大导通宽度的结束。同步控制电路，按照如下方式控制所述同步整流用开关元件的导通期间，即：与最大导通宽度控制电路指示最大导通宽度的开始的时刻、或者根据同步整流用开关元件的端子间电压信号所检测的内置二极管的导通时刻的任意一个较迟的时刻同步，使同步整流用开关元件导通，并且，与主开关元件或主开关元件组的关断时刻、或者最大导通宽度控制电路指示最大导通宽度的结束的时刻的任意一个较早的时刻同步，使同步整流用开关元件关断。
采用本发明的开关电源装置、开关电源控制电路和开关电源装置的控制方法，利用施加在主开关元件或者主开关元件组的栅极的栅极导通关断信号和最大导通宽度信号，控制同步整流用开关元件的导通期间，因此在主开关元件或者主开关元件组成为导通的时间以外能够排除全部的噪声。
另外，通过根据同步整流用开关元件的端子间电压电平检测与同步整流用开关元件并联连接的二极管的导通电压，将其仅用于同步整流用开关元件的导通的时刻控制，和有效地应用最大导通宽度信号，能够提供实现不受端子间电压电平的检测噪声影响的、无误动作的、不会引起逆流的电流谐振型变换器的同步整流功能的开关电源装置的控制方法、开关电源控制电路和开关电源装置。
附图说明
图1是表示实施方式的开关电源装置的整体结构的电路图。
图2是表示开关电源装置的最大导通宽度控制电路和同步控制电路的电路图。
图3是说明图2的同步控制电路进行的二次侧电流的控制动作的时序图。
图4是表示全桥型的开关电源装置的整体结构的电路图。
图5是表示现有的电流谐振型变换器的一例的电路图。
图6是表示将图5的整流二极管置换为MOSFET的电流谐振型变换器的图。
图7是表示二次侧二极管整流的电流谐振型变换器的一例的电路图。
图8是表示6个动作模式的动作频率fs和谐振频率fr的关系、以及负载状态的图。
图9是表示电流谐振型变换器的第一动作模式中各部的电流、电压波形的动作波形图。
图10是表示第一动作模式的时刻s1的动作状态的电路图。
图11是表示第一动作模式的时刻s2的动作状态的电路图。
图12是表示第一动作模式的时刻s3的动作状态的电路图。
图13是表示第一动作模式的时刻s4的动作状态的电路图。
图14是表示第一动作模式的时刻s5的动作状态的电路图。
图15是表示第一动作模式的时刻s6的动作状态的电路图。
图16是表示第一动作模式的时刻s7的动作状态的电路图。
图17是表示第一动作模式的时刻s8的动作状态的电路图。
图18是表示第一动作模式的时刻s9的动作状态的电路图。
图19是表示第一动作模式的时刻s10的动作状态的电路图。
图20是表示电流谐振型变换器的第二动作模式中各部的电流电压的动作波形图。
图21是表示第二动作模式的时刻s11的动作状态的电路图。
图22是表示第二动作模式的时刻s12的动作状态的电路图。
图23是表示第二动作模式的时刻s13的动作状态的电路图。
图24是表示第二动作模式的时刻s14的动作状态的电路图。
图25是表示电流谐振型变换器的第三动作模式中各部的电流、电压波形的动作波形图。
图26是表示电流谐振型变换器的第四动作模式中各部的电流、电压波形的动作波形图。
图27是表示第四动作模式的时刻s15的动作状态的电路图。
图28是表示第四动作模式的时刻s16的动作状态的电路图。
图29是表示电流谐振型变换器的第五动作模式中各部的电流、电压波形的动作波形图。
图30是表示电流谐振型变换器的第六动作模式中各部的电流、电压波形的动作波形图。
图31是表示在第一动作模式时通过变压器被感应的二次侧的电流波形的图。
图32是表示在第二动作模式时通过变压器被感应的二次侧的电流波形的图。
图33是表示在第三动作模式时通过变压器被感应的二次侧的电流波形的图。
图34是表示在第四动作模式时通过变压器被感应的二次侧的电流波形的图。
图35是表示在第五动作模式时通过变压器被感应的二次侧的电流波形的图。
图36是表示在第一动作模式时通过变压器被感应的二次侧的电流波形的图。
图37是用于说明现有技术的问题的图，(A)是表示同步整流用MOSFET的控制电路的图，(B)是控制电路的各部的动作波形图。
符号说明
1误差放大器
2VCO(电压控制振荡电路)
3驱动电路
4、41、42最大导通宽度控制电路
5、51、52同步控制电路
Lr谐振电感器
Cr谐振电容器
Qa、Qb、Qa1、Qa2、Qb1、Qb2MOSFET(主开关元件)
T变压器
C0输出电容器
Ld负载
Qs、Qs1、Qs2MOSFET(同步整流用开关元件)
Ds内置二极管
具体实施方式
以下，参照附图对于本发明的实施方式进行说明。图1是表示实施方式的开关电源装置的整体结构的电路图。
该开关电源装置，按照以下方式构成，即：输入直流电压Vi被施加到具有谐振电感器Lr和谐振电容器Cr的串联谐振电路，通过变压器T对负载LD产生规定的输出电压V0。此外，除变压器T以外也可以不设置电感，将漏电感作为电路谐振电感器Lr。或者除变压器T以外设置外置电感，通过该外置电感和漏电感的合成构成电流谐振电感器Lr。MOSFETQa、Qb为通过在变压器T的一次侧交替地进行开关切换向串联谐振电路的电路通路的主开关元件。谐振电感器Lr的一端与变压器T的第一线圈L1的一端连接，第一线圈L1的另一端与谐振电容器Cr的一端连接。
在变压器T的二次侧，第二线圈L2和第三线圈L3相互串联地连接，其连接点与输出电容器C0和负载LD的一端连接。另外，第二线圈L2和第三线圈L3的另一端，分别通过MOSFETQs1、Qs2与输出电容器C0和负载LD的接地侧的另一端连接。MOSFETQs1、Qs2是通过对应于MOSFETQa、Qb的动作将从变压器T被感应的二次电流I1、I2导通关断，对负载LD供给规定的输出电压V0的同步整流用开关元件，它们分别与后文所述的内置二极管(体二极管，或者体二极管和外置二极管)Ds并联连接。
向负载LD供给的输出电压V0，通过误差放大器1和VCO(电压控制振荡电路)2反馈至MOSFETQa、Qb的驱动电路3。这时，在驱动电路3在规定的时刻交替地产生进行导通关断的栅极信号Vga、Vgb，进行控制使得在规定的时刻沿箭头方向使MOSFETQa、Qb的电流Ia、Ib流通，由此控制变压器T的第一线圈L1中流通的电流和电压，将二次侧的输出电压V0控制为恒压。此外，VCO2按照以下方式发挥功能，即：根据误差放大器1的输出，判断为输出电压V0比设定电压高，或者判断为轻负载时，提高其输出频率，判断为输出电压V0比设定电压低，或者判断为重负载时，降低其输出频率。
在最大导通宽度控制电路41、42中，与MOSFETQa、Qb的导通时刻同步，对于同步整流用的MOSFETQs1、Qs2，指示当离开该期间时强制地将MOSFETQs1、Qs2关断的规定时间的最大导通宽度，为此生成·输出成为最大导通宽度的期间H(除此以外的期间为L(Low))的最大导通宽度信号Tmot，或者作为指示最大导通宽度的结束的信号的最大导通宽度结束信号Tmot2。此外，最大导通宽度的开始，由对于MOSFETQa、Qb的栅极信号Vga、Vgb所指示，栅极信号Vga、Vgb成为H与MOSFETQa、Qb导通的时刻相同。并且，实际生成同步整流用的MOSFETQs1、Qs2的同步驱动信号Vgs1、Vgs2的同步控制电路51、52中，使MOSFETQs1、Qs2导通的时刻，与指示最大导通宽度的开始的时刻(即最大导通宽度信号Tmot从L变为H的时刻)、或者根据MOSFETQs1、Qs2的漏极·源极间电压Vds1、Vds2检测出的内置二极管Ds的导通时刻的任意一个较迟的时刻同步而确定，并且使MOSFETQs1、Qs2关断的时刻，与MOSFETQa、Qb的关断时刻，或者指示最大导通宽度的结束的时刻的任意一个较早的时刻同步而确定。
接着，对于图1所示的开关电源装置的控制电路(开关电源控制电路)进行说明。
图2是表示开关电源装置的最大导通宽度控制电路和同步控制电路的电路图。在此，同步控制电路5代表同步控制电路51或者52的任意一个而被表示。另外，关于最大导通宽度控制电路41、42，通过将它们用由与MOT端子连接的外置部件调整其脉冲宽度的单稳态多谐振荡器构成，能够实现最大导通宽度控制电路41、42输出最大导通宽度信号Tmot的实施方式，将其作为第一实施例。但是，由于单稳态多谐振荡器本身是公知的，所以关于第一实施例省略更加详细的说明。在此，对于利用进行依照第一实施例的动作的最大导通宽度控制电路4实现的第二实施例进行说明。此外，图2所示的最大导通宽度控制电路4，代表最大导通宽度控制电路41或者42的任意一个而被表示。另外，在用单稳态多谐振荡器实现最大导通宽度控制电路41、42的情况下，也能够使用相同的同步控制电路5。另外，在控制变压器T的二次侧的第二线圈L2或者第三线圈L3的任意一个(在图2中，记作Ls。)的二次电流Is的同步整流用的MOSFETQs中，内置于其漏极·源极间的二极管Ds并联地被连接。
最大导通宽度控制电路4，具备被供给来自图1所示的驱动电路3的栅极信号Vga、Vgb的任意一个(以下简单地记作信号Vgp)的栅极信号输入端子4a，和用于调整最大导通宽度(相当于使用单稳态多谐振荡器的情况下的、作为单稳态多谐振荡器的输出的最大导通宽度信号Tmot的脉冲宽度)的大小的外置部件所连接的MOT端子4b。该最大导通宽度控制电路4，并不输出最大导通宽度信号Tmot本身，而是输出表示最大导通宽度的结束时刻的最大导通宽度结束信号Tmot2的电路。最大导通宽度控制电路4，由与栅极信号输入端子4a连接的反相器43、与电源电压VDD连接的恒定电流源44、一端与恒定电流源44连接另一端被接地的电容器C1、为了控制该电容器C1的充放电被反相器43控制导通关断的开关S1、和将对电容器C1的充电电压与基准电压REF1进行比较的比较器45构成。
在该最大导通宽度控制电路4中，根据栅极信号输入端子4a的栅极信号Vgp开关S1关断时，来自恒定电流源44的电流开始对电容器C1充电。并且，在比较器45的反相输入端子(-)的电压超过向非反相输入端子(+)的基准电压REF1的时刻，作为比较器45的输出的最大导通宽度结束信号Tmot2从H(High)翻转为L(Low)，将最大导通宽度的结束传达到同步控制电路5。当最大导通宽度结束信号Tmot2成为L时，同步控制电路5的与非(NAND：与非)电路54的输出变为H将触发电路55复位。之后，当基于栅极信号Vgp开关S1导通时，电容器C1被放电最大导通宽度结束信号Tmot2成为H。此外，如上所述最大导通宽度信号Tmot的开始为栅极信号Vgp成为H的时刻，栅极信号Vgp被输入到连接在触发电路55的复位端子的与非电路54，由此实施例2的最大导通宽度控制电路4能够指示最大导通宽度的开始(触发电路55的复位的结束)。因此，在实施例2中，关于最大导通宽度的开始和结束，能够指示与使用实施例1的单稳态多谐振荡器的情况下的最大导通宽度信号Tmot相同的时刻，由此能够设定具有最佳导通宽度的最大导通宽度。
在用于将从比较器45输出的最大导通宽度结束信号Tmot2的输出时刻适合谐振频率fr1进行调整的MOT端子4b上，连接电阻或电容器等。在连接电阻的情况下，来自恒定电流源44的电流被分流到该电阻，根据电阻的电阻值能够推迟最大导通宽度结束信号Tmot2的输出时刻。另外，在连接电容器的情况下，与电容器C1的电容值变大相等同，由此能够推迟最大导通宽度结束信号Tmot2的输出时刻。
在此，由于栅极信号Vgp和最大导通宽度结束信号Tmot2通过与非电路54获得逻辑积(之“非”)，所以在最大导通宽度结束信号Tmot2成为L的时刻和栅极信号Vgp的导通期间结束成为L的时刻的、任意一个较早的一方，将触发电路55复位。
同步控制电路5，具备在通过未图示的电路检测出超轻负载时被供给成为H的超轻负载状态信号VLL的信号输入端子5a，并且从同步整流用的MOSFETQs被提供其漏极·源极间电压Vds，还被提供从最大导通宽度控制电路4输出的最大导通宽度信号Tmot或者最大导通宽度结束信号Tmot2、和对MOSFETQa、Qb进行导通关断控制的栅极信号Vgp，通过输出同步驱动信号Vgs控制MOSFETQs的导通期间。该同步控制电路5，由基于基准电压REF2根据漏极·源极间电压Vds输出检测信号Vdsc的比较器53、计算最大导通宽度信号Tmot和栅极信号Vgp的与非信号的与非电路54、对置位端子S提供比较器53的电平检测信号Vdsc，对复位端子R提供与非电路54的与非信号的触发电路55、和被输入该触发电路55的Q输出信号和通过反相器56将至信号输入端子5a的超轻负载状态信号VLL进行反转后的信号的与电路57构成。
在该同步控制电路5中，比较器53的反相输入端子(-)通过齐纳二极管ZD被接地，并且通过电阻R1与电源电压VDD连接，还通过电阻R2与同步整流用的MOSFETQs的漏极端子连接。比较器53的基准电压REF2被提供给非反相输入端子(+)。
在此，将电源电压VDD记作A，将作为比较器53的输出的电平检测信号Vdsc翻转时的MOSFETQs的漏极·源极间电压Vds的阈值电压(Vds_th)记作X时，Vds＝X时比较器53的2输入相等，所以如下的公式成立。此外，上述的阈值电压(Vds_th)是与涉及MOSFETQs的导通关断的阈值不同的值。
(A-X)*(R2/(R1+R2))+X＝REF2
∴(A-X)+X*(1+R1/R2)＝REF2*(1+R1/R2)
∴X*(R1/R2)＝(1+R1/R2)*REF2-A
因此，电平检测信号Vdsc翻转时的MOSFETQs的漏极·源极间电压的阈值电压(Vds_th)
Vds _ th = - VDD R 2 R 1 + REF 2 ( 1 + R 2 R 1 ) . . . ( 5 )
当漏极·源极间电压Vds超过(Vds_th)时(严格的说，两者为负值，当Vds的绝对值比(Vds_th)的绝对值大时)，作为比较器53的输出的电平检测信号Vdsc从L翻转为H。即，在漏极·源极间不流通电流的状态下，漏极·源极间电压Vds的值为正，电平检测信号Vdsc成为L。该漏极·源极间电压Vds的电平检测信号Vdsc作为触发电路55的置位信号被提供，另一方面，被输入栅极信号Vgp和最大导通宽度信号Tmot或者最大导通宽度结束信号Tmot2的与非电路54的输出信号作为触发电路55的复位信号。另外，触发电路55的Q输出信号与从反相器56输出的超轻负载状态信号VLL的反转信号一起被提供给与非电路57，其输出信号被作为同步整流用的MOSFETQs的栅极驱动信号Vgs。触发电路55为复位优先的电路。即，即使漏极·源极间电压Vds超过(Vds_th)，如果栅极信号Vgp为指示最大导通宽度的开始之前的L的状态，则不能够对触发电路55进行置位。由此，能够防止在对一次侧的栅极信号Vga、Vgb中设定的死区时间有可能发生的误动作。
接着，对于开关电源装置的控制方法进行说明。
图3是说明图2的同步控制电路进行的二次侧电流的控制动作的时序图。在此，对于由单稳态多谐振荡器实现最大导通宽度控制电路41、42的情况进行说明。在图3(A)中，将来自图1所示的驱动电路3的栅极信号Vgp关于6个动作模式Mode1～6沿同一时间轴排列表示。图3(B)是将同步整流用的MOSFETQs中流通的二次电流Is，与用MOSFETQs的导通电阻Ron除电平检测信号Vdsc翻转时的MOSFETQs的漏极·源极间电压的绝对值(|Vds_th|)换算成电流后进行比较而表示的图。另外，关于阈值电压Vds_th，能够利用上述的公式(5)计算。或者，能够先决定电压Vds_th，利用公式(5)调整其它的参数。
图3(C)中表示电平检测信号Vdsc的波形。图3(B)所示的|Vds_th|/Ron，表示从比较器53输出的电平检测信号Vdsc成为H的二次电流Is的电平。另外，图3(D)为最大导通宽度信号Tmot，图3(E)为超轻负载状态信号VLL，图3(F)为从同步控制电路5输出的同步驱动信号Vgs。
在第一动作模式(Mode1)中，与栅极信号Vgp的导通的时刻和指示最大导通宽度信号Tmot关断的时刻的任意一个较早的时刻同步，同步驱动信号Vgs使MOSFETQs关断。因此，能够可靠地防止在现有技术中在开关动作的半周期(Top/2)后半的时刻中发生的RangeA中的逆流。
在第二和第五的动作模式(Mode2、5)中，与指示最大导通宽度信号Tmot导通的时刻、和根据漏极·源极间电压Vds的电平检测信号Vdsc检测出的内置二极管Ds的导通时刻的任意一个较迟的时刻同步，同步驱动信号Vgs使MOSFETQs导通，能够可靠地防止在现有技术中在开关动作的半周期(Top/2)前半的时刻发生的RangeB(图32)或者RangeD(图35)中的逆流。另外，一旦MOSFETQs变为导通之后，则漏极·源极间电压Vds的变动被无视。因此，不会发生在专利文献2的结构中看到的、每当二次电流Is减少成为零时必定反复高频率的振荡的现象。
另外，由于根据超轻负载状态信号VLL检测出负载LD的超轻负载状态，所以在第三和第六动作模式(Mode3、6)中从同步控制电路5不输出同步驱动信号Vgs。因此，在超轻负载状态下MOSFETQs不导通，能够可靠地防止现有技术的RangeC(图33)或者RangeE(图36)中产生的逆流。关于超轻负载状态信号VLL，在此定义为实际连接的负载LD相对于开关电源装置的额定负载(最大负载)为20％以下的情况，但是该比例的设定能够适当变更。
以上，由于能够在图3所示的时刻对同步整流用的MOSFETQs提供同步驱动信号Vgs，因而在第一至第六的动作模式的任意一种情况下，都不会发生逆流能够实现稳定的同步整流功能。
在上述的实施方式中，对于半桥型的开关电源装置进行了说明，但是本发明在全桥型的开关电源装置或者开关电源控制电路，以及全桥型的开关电源装置的控制方法中也能够适用。
图4是表示全桥型的开关电源装置的整体结构的电路图。
图4中表示的全桥型的开关电源装置中，由驱动电路3在规定的时刻生成交替地进行导通关断的栅极信号Vga、Vgb，第一主开关元件组的MOSFETQa1、Qa2，和第二主开关元件组的MOSFETQb1、Qb2在变压器T的一次侧基于栅极信号Vga、Vgb交替地开关。在第一主开关元件组的MOSFETQa1、Qa2导通的时刻电流Ia沿箭头方向流通，在第二主开关元件组的MOSFETQb1、Qb2导通的时刻电流Ib沿箭头方向流通，分别对具有谐振电感器Lr和谐振电容器Cr的串联谐振电路施加输入直流电压Vi。
在变压器T的二次侧，作为同步整流用开关元件的MOSFETQs1、Qs2，通过对应于第一主开关元件组的MOSFETQa1、Qa2、或者第二主开关元件组的MODFETQb1、Qb2的动作将从变压器T被感应的二次电流I1、I2导通关断，对负载LD供给规定的输出电压V0。
在最大导通宽度控制电路41、42中，为了与第一主开关元件组或者第二主开关元件组的MOSFETQa1、Qa2、Qb1、Qb2的导通时刻同步，对于同步整流用的MOSFETQs1、Qs2，指示当离开该期间时强制关断MOSFETQs1、Qs2的规定时间的最大导通宽度，生成·输出成为最大导通宽度的期间H(除此以外的期间为L(Low))的最大导通宽度信号Tomt、或者作为指示最大导通宽度的结束的信号的最大导通宽度结束信号Tmot2。在此也是，最大导通宽度的开始，由对于MOSFETQa1、Qa2、Qb1、Qb2的栅极信号Vga、Vgb所指示，栅极信号Vga、Vgb变为H，MOSFETQa1、Qa2、Qb1、Qb2导通的时刻相同。并且，在实际上生成同步整流用的MOSFETQs1、Qs2的同步驱动信号Vgs1、Vgs2的同步控制电路51、52中，使MOSFETQs1、Qs2导通的时刻，与指示最大导通宽度的开始的时刻(即最大导通宽度信号Tmot从L变为H的时刻)、或者根据MOSFETQs1、Qs2的漏极·源极间电压Vds1、Vds2所检测的内置二极管Ds的导通时刻的任意一个较迟的时刻同步而确定，并且使MOSFETQs1、Qs2关断的时刻，与MOSFETQa1、Qa2、Qb1、Qb2的关断时刻、或者指示最大导通宽度的结束的时刻的任意一个较早的时刻同步而确定。
此外，关于开关电压控制电路及其控制方法，与半桥型的开关电源装置的情况相同，因而省略其说明。

Claims (11)

1.一种开关电源装置，其是输入直流电压被施加到串联谐振电路，经变压器产生规定的输出电压，对负载进行电力供给的开关电源装置，其特征在于，包括：
具有电流谐振电感器和电流谐振电容器的串联谐振电路；
交替地导通关断来切换所述串联谐振电路的电流通路的多个主开关元件或主开关元件组；
通过在一次侧导通关断来控制所述主开关元件或主开关元件组，从所述串联谐振电路在二次侧感应电流的变压器；
多个同步整流用开关元件，其内置二极管并联地连接，分别与所述多个主开关元件或主开关元件组的任意一个对应进行导通关断对所述变压器的二次电流加以整流；
最大导通宽度控制电路，与所述主开关元件或主开关元件组的导通时刻同步指示对于所述同步整流用开关元件的最大导通宽度的开始，并且在规定时间之后指示所述最大导通宽度的结束；和
同步控制电路，按照如下方式控制所述同步整流用开关元件的导通期间，即：与所述最大导通宽度控制电路指示所述最大导通宽度的开始的时刻、或者根据所述同步整流用开关元件的端子间电压信号检测出的所述内置二极管的导通时刻的任意一个较迟的时刻同步，使所述同步整流用开关元件导通，并且，与所述主开关元件或主开关元件组的关断时刻、或者所述最大导通宽度控制电路指示所述最大导通宽度的结束的时刻的任意一个较早的时刻同步，使所述同步整流用开关元件关断。
2.如权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于：
所述串联谐振电路，通过所述变压器的漏电感构成所述电流谐振电感或者其一部分。
3.如权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于：
所述主开关元件或者主开关元件组，构成使所述串联谐振电路开关动作产生交流电流的半桥型或者全桥型的变换器。
4.如权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于：
在所述同步控制电路中，在所述负载的大小相对于额定负载为一定比率以下的情况下，使所述同步整流用开关元件不导通。
5.如权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于：
在所述最大导通宽度控制电路中，能够实现变更设定从指示所述最大导通宽度的开始至指示结束为止的所述规定时间。
6.如权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于：
作为所述同步整流用开关元件，使用MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor：金属-氧化物-半导体场效应晶体管)。
7.如权利要求6所述的开关电源装置，其特征在于：
所述内置二极管为所述MOSFET的寄生二极管。
8.一种开关电源控制电路，其包括：具有电流谐振电感器和电流谐振电容器的串联谐振电路；交替地导通关断来切换所述串联谐振电路的电流通路的多个主开关元件或主开关元件组；通过在一次侧导通关断控制所述主开关元件或主开关元件组，从所述串联谐振电路在二次侧感应电流的变压器；和多个同步整流用开关元件，其内置二极管并联地连接，分别与所述多个主开关元件或主开关元件组的任意一个对应进行导通关断对所述变压器的二次电流加以整流，所述开关电源控制电路的特征在于，包括：
最大导通宽度控制电路，其与所述主开关元件或主开关元件组的导通时刻同步指示对于所述同步整流用开关元件的最大导通宽度的开始，并且在规定时间之后指示所述最大导通宽度的结束，和
同步控制电路，按照如下方式控制所述同步整流用开关元件的导通期间，即：与所述最大导通宽度控制电路指示所述最大导通宽度的开始的时刻、或者根据所述同步整流用开关元件的端子间电压信号检测出的所述内置二极管的导通时刻的任意一个较迟的时刻同步，使所述同步整流用开关元件导通，并且，与所述主开关元件或主开关元件组的关断时刻、或者所述最大导通宽度控制电路指示所述最大导通宽度的结束的时刻的任意一个较早的时刻同步，使所述同步整流用开关元件关断。
9.如权利要求8所述的开关电源控制电路，其特征在于：
在与所述开关电源装置连接的负载的大小相对于额定负载为一定比率以下的情况下，使所述同步整流用开关元件不导通。
10.如权利要求8所述的开关电源控制电路，其特征在于：
在所述最大导通宽度控制电路中，能够实现变更设定从指示所述最大导通宽度的开始至指示结束为止的所述规定时间。
11.一种开关电源装置的控制方法，其在输入直流电压被施加在具有电流谐振电感器和电流谐振电容器的串联谐振电路，经变压器产生规定的输出电压，对负载供给电力的情况下，
多个主开关元件或主开关元件组，交替地导通关断来切换所述串联谐振电路的电流通路，并且将并联连接有内置二极管的多个同步整流用开关元件，分别与所述多个主开关元件或主开关元件组的任意一个对应进行导通关断对所述变压器的二次电流加以整流，所述开关电源装置的控制方法的特征在于：
通过同步控制电路控制所述同步整流用开关元件的导通期间时，
与所述主开关元件或主开关元件组的导通时刻同步使相对于同步整流用开关元件的最大导通宽度开始，并且在规定时间之后使所述最大导通宽度结束，
与使所述最大导通宽度开始的时刻、或者根据所述同步整流用开关元件的端子间电压信号检测出的所述内置二极管的导通时刻的任意一个较迟的时刻同步，使所述同步整流用开关元件导通，并且，与所述主开关元件或主开关元件组的关断时刻、或者所述最大导通宽度结束的时刻的任意一个较早的时刻同步，使所述同步整流用开关元件关断。
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