CN101061628A - 同步整流型正激变换器 - Google Patents

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Abstract

一种同步整流型正激变换器，在整流开关元件(Q2)的栅极源极间设置整流开关控制用开关元件(Q7)，通过主开关元件(Q1)的关断定时的脉冲变压器(T2)的二次侧的信号，导通(Q7)后强制关断整流开关元件(Q2)。由此，能够在逆流时与主开关元件(Q1)关断同步地关断整流开关元件(Q2)，从而能够利用(Q2)、(Q3)的栅极源极间电容与扼流圈(L2)的自由谐振，复位(L2)的励磁状态，使得利用了变压器(T1)的三次绕组(N13)的三次整流平滑电路(22)的检测电压稳定化，由此使控制稳定。

Description

同步整流型正激变换器
技术领域
本发明涉及对输出电流进行同步整流的正激变换器(forwardconverter)。
背景技术
专利文献1中公开了现有的同步整流型的正激变换器。图1中表示该专利文献1的变换器的电路。
该图1所示的电路是如下同步整流型正激变换器，其对变压器130的一次线圈131串联连接主开关元件1，通过利用该主开关元件1的导通、截止驱动，将供给到负载143的变压器130的二次线圈132的输出电压控制在恒定电压。该变换器具有开关元件驱动电路121，所述开关元件驱动电路121基于电压检测电路119的检测电压，对主开关元件1进行导通、截止控制，所述电压检测电路119包括对变压器130的三次线圈133串联连接的开关元件150，用于根据三次线圈133的感应电压检测输出电压。
专利文献1：特开2004-208444号公报
但是，在图1所示的现有的同步整流型正激变换器中，在从输出侧施加了过电压(逆流)时，变压器130的二次侧扼流圈4的励磁增大，随之变压器的接通期间变长。在如图1所示的变压器绕组驱动型的同步整流电路中，由于变压器的接通期间异常增大，会在上述逆流时引起输出侧的扼流圈4的自激振荡动作。其结果，有时一次侧的开关元件驱动电路121的控制变得不稳定。
此外，由于上述变压器的接通期间的增大，有时出现扼流圈4的励磁在开关频率的一个周期中不能复位的状态，该情况下，由于超过上述开关元件驱动电路121的控制范围，变压器的接通期间宽，因此，还存在变压器130的励磁状态不能复位，主开关元件1的漏极电压中产生过大的电压，对主开关元件1产生应力的问题。
发明内容
本发明为解决上述问题而实现，目的在于提供一种同步整流型正激变换器，该同步整流型正激变换器即使在输出过电压引起的逆流动作和自激振荡时，也能使一次侧开关控制稳定化，并且防止了进行变压器的复位后对主开关元件产生应力。
为了解决上述问题，本发明的同步整流型正激变换器按如下方式构成。
[1]一种同步整流型正激变换器，其中具备：分别具有一次绕组(N11)、二次绕组(N12)、三次绕组(N13)的变压器(T1)；与该变压器(T1)的一次绕组(N11)串联连接的主开关元件(Q1)；相对变压器(T1)的二次绕组(N12)串联连接的扼流圈(L2)；并联连接在输出端子之间的平滑电容器(C1)；相对变压器(T2)的二次绕组(N12)串联连接，并与主开关元件(Q1)的接通关断同步地接通关断的整流开关元件(Q2)；与主开关元件(Q1)的接通同步地关断，通过接通来构成扼流圈的励磁能量的释放路径的换流开关元件(Q3)；根据变压器(T1)的三次绕组(N13)的感应电压，间接地检测上述输出端间的输出电压的输出电压检测电路；以及进行主开关元件(Q1)的开关控制的开关控制电路(23)；该同步整流型正激变换器还设置有：整流开关控制用开关元件(Q7)，其控制整流开关元件(Q2)的控制端子的电压，强制关断该整流开关元件(Q2)；和整流开关元件驱动电路(29或24的一半)，其在通过开关控制电路(23)的控制而主开关元件(Q1)关断的定时，控制整流开关控制用开关元件(Q7)。
[2]设置了换流开关元件驱动电路(28或24的一半)，其在通过上述开关控制电路(23)的控制而上述主开关元件(Q1)接通的定时，控制上述换流开关元件(Q3)的控制端子的电压，强制关断该换流开关元件(Q3)。
[3]上述换流开关元件驱动电路(24的一半)将在上述变压器的任一绕组中产生的电压作为AC电压源进行动作。
[4]相对上述整流开关元件(Q2)的驱动用电力供给路径串联地设置开关元件(Q8)，并设置开关元件控制电路(31)，其使该开关元件(Q8)与上述主开关元件(Q1)的接通关断同步地接通关断。
[5]在传递上述主开关元件(Q1)的开关信号的脉冲变压器(T2)的二次侧设置二极管桥，所述二极管桥对上述主开关元件(Q1)的开关信号进行整流，使上述整流开关元件(Q2)和上述换流开关元件(Q3)的关断定时加载在同一信号线上进行传递。
[6]在传递上述主开关元件(Q1)的接通关断信号的脉冲变压器(T2)的一次侧设置二极管桥，其使上述主开关元件(Q1)的接通关断定时信号按同一方向产生在上述脉冲变压器(T2)的一次-二次间。
[7]设置延迟电路(33)，其使传递上述主开关元件(Q1)的接通关断信号的脉冲变压器(T2)与到主开关元件(Q1)的控制信号用路径分离，在上述接通关断信号和主开关元件(Q1)的接通控制信号的上升沿设定延迟时间。
[8]设置：第一、第二换流开关关断控制用开关元件(Q5、Q9)，其相对上述变压器(T1)的辅助绕组(N14)串联连接，进行针对上述换流开关元件(Q3)的控制端子的、施加上述变压器(T1)的辅助绕组(N14)的起电压的控制；控制用开关元件驱动电路(24)，其在上述主开关元件(Q1)接通时，接通上述第一换流开关关断控制用开关元件(Q5)；以及一次侧控制停止检测电路(25)，其检测上述开关控制电路(23)的控制停止状态，并且接通上述第二换流开关关断控制用开关元件(Q9)；由此，用第一换流开关关断控制用开关元件(Q5)控制上述换流开关元件(Q3)的关断定时，用第二换流开关关断控制用开关元件(Q9)在上述主开关元件(Q1)的开关转换停止时控制换流开关元件(Q3)的接通期间。
[9]设置：整流开关接通控制用开关元件(Q8)，其相对于从上述变压器(T1)的二次绕组(N12)的一端到上述整流开关元件(Q2)的控制端的、控制信号的接通时驱动电力供给路径串联连接；以及一次侧控制停止检测电路(25)，其检测上述开关控制电路(23)的控制停止状态，并且使上述整流开关接通控制用开关元件(Q8)关断，由此，在上述主开关元件(Q1)的开关转换停止时，限制上述整流开关元件(Q2)的接通期间，停止该整流开关元件(Q2)的同步整流。
(发明效果)
[1]由于通过开关控制电路23的控制，在主开关元件Q1关断的定时强制关断整流开关元件Q2，因此，在变压器的二次侧输出中产生了通常电压以上的电压的情况下(逆流时)，在强制关断了整流开关元件Q2的时刻，整流开关元件Q2和换流开关元件Q3均变为关断状态，在扼流圈L2和整流开关元件Q2的输出电容之间产生自由谐振。利用该自由谐振复位扼流圈L2。其结果，变压器T1的三次绕组N13的感应电压稳定化，输出端子间的输出电压的控制稳定化。此外，由于变压器T1的励磁期间不增加，因此，不会对将变压器T1的各绕组的感应电压作为信号进行利用的电路产生不良影响。
[2]若利用换流开关元件驱动电路，在主开关元件Q1的关断定时，进行换流开关元件Q3的强制关断，则能够防止换流开关元件Q3与变压器电压的反转同时接通而变压器的二次绕组N12短路的现象，从而能够降低损耗。
[3]通过使上述换流开关元件驱动电路将在变压器T1的某个绕组中产生的电压作为AC电压进行动作，成为主开关元件Q1的关断→逆流动作时的延迟时间发生(通常动作时不发生)→变压器的回授(flyback)电压的发生→换流开关元件Q3的接通，由于从主开关元件Q1的关断到换流开关元件Q3的接通为止的期间会产生延迟，因此不需要特别的延迟电路。
[4]相对整流开关元件Q2的驱动用电力供给路径串联设置的开关元件Q8，通过控制电路31而与主开关元件Q1的接通关断同步地接通关断，由此即使设置在整流开关元件Q2的栅极源极间电容放电时使Q2的栅极源极间短路的开关元件Q7，也有来自变压器T1的二次绕组N12的充电电流，因此不能进行快速的放电，但通过这样相对整流开关元件Q2的驱动用电力供给路径串联地设置开关元件Q8，用该开关元件Q8遮断整流开关元件Q2的驱动用电力供给路径，就能完全地进行整流开关元件Q2的关断。此外，在整流开关元件Q2和换流开关元件Q3同时关断时，在整流开关元件Q2的栅极上产生谐振电压，使整流开关元件Q2再次接通，但由于利用关断状态的上述开关元件Q8遮断整流开关元件Q2的驱动用电力供给路径，因此，整流开关元件Q2不会接通，从而提高防逆流特性。
[5]通过在脉冲变压器T2的二次侧使用二极管桥对主开关元件Q1的接通关断信号进行整流，使整流开关元件Q2和换流开关元件Q3的关断定时加载在同一信号线上后在脉冲变压器T2的一次-二次间传输，从而能使用单一的脉冲变压器进行整流开关元件Q2和换流开关元件Q3的控制。
[6]通过在传递主开关元件Q1的接通关断信号的脉冲变压器T2的一次侧设置二极管桥，所述二极管桥使主开关元件Q1的接通关断定时信号按同一方向产生在脉冲变压器T2的一次-二次间，从而不会发生如下情况：如在脉冲变压器的二次侧设置了二极管桥时这样的、根据其开关特性(使用双极性晶体管等)，由脉冲变压器的自由谐振所产生的噪声，与关断定时同步的开关在接通定时进行误动作。此外，通过在同一方向上产生信号电压，从而不需要信号反转用的电路。
[7]通过利用延迟电路33使传递主开关元件Q1的接通关断信号的脉冲变压器T2和到主开关元件Q1的控制信号用路径，在上述接通关断信号和开关元件Q1的接通控制信号的上升沿设定延迟时间，与分别使用脉冲变压器进行整流开关元件Q2和换流开关元件Q3的控制的情况相比，能够更可靠地防止整流开关元件Q2和换流开关元件Q3的同时接通，从而能够降低损耗。
[8]设置：第一、第二换流开关关断控制用开关元件Q5、Q9，相对变压器T1的辅助绕组N14串联连接，进行针对换流开关元件Q3的控制端子的、施加变压器T1的辅助绕组N14的起电压的控制；控制用开关元件驱动电路24，其在主开关元件Q1接通时，使第一换流开关关断控制用开关元件Q5接通；以及一次侧控制停止检测电路25，其检测开关控制电路23的控制停止状态，并且使第二换流开关关断控制用开关元件Q9接通；由此，用第一换流开关关断控制用开关元件Q5控制换流开关元件Q3的关断定时，在主开关元件Q1的开关转换停止时，用第二换流开关关断控制用开关元件Q9控制换流开关元件Q3的接通期间，从而能够抑制主开关元件Q1开关转换停止时产生的自激振荡的振荡频率的降低，其结果，能够减轻整流开关元件Q2和换流开关元件Q3的应力。
[9]设置：整流开关接通控制用开关元件Q8，其相对从变压器T1的二次绕组N12的一端向整流开关元件Q2的控制端子的、控制信号的接通时驱动电力供给路径串联连接；以及一次侧控制停止检测电路25，其检测开关控制电路23的控制停止状态，并且使整流开关接通控制用开关元件Q8关断，由此，在主开关元件Q1开关转换停止时，限制整流开关元件Q2的接通期间，使该整流开关元件Q2的同步整流停止，从而即使在主开关元件Q1的开关转换停止时，也能使自激振荡停止，从而能够使逆流完全停止。
附图说明
图1是表示专利文献1涉及的变换器的结构的电路图。
图2是第一实施方式涉及的同步整流型正激变换器的电路图。
图3是第二实施方式涉及的同步整流型正激变换器的电路图。
图4是该变换器的主要部分的波形图。
图5是第三实施方式涉及的同步整流型正激变换器的电路图。
图6是该变换器的主要部分的波形图。
图7是第四实施方式涉及的同步整流型正激变换器的电路图。
图8是该变换器的主要部分的波形图。
图9是第五实施方式涉及的同步整流型正激变换器的电路图。
图10是该变换器的主要部分的波形图。
图11是第六实施方式涉及的同步整流型正激变换器的电路图。
图12是第七实施方式涉及的同步整流型正激变换器的电路图。
图13是该变换器的主要部分的波形图。
图14是第八实施方式涉及的同步整流型正激变换器的电路图。
图15是第九实施方式涉及的同步整流型正激变换器的电路图。
图中：T1-主变压器；21-输入端子；22-三次整流平滑电路；23-开关控制电路；24-控制用开关元件驱动电路；25-一次侧控制停止检测电路；26-控制电压信号生成电路；27-一次侧控制停止时控制电路；28、30-换流开关元件驱动电路；29-整流开关元件驱动电路；31-开关元件控制电路；32-输出端子；33-延迟电路；Q1-主开关元件；Q2-整流开关元件；Q3-换流开关元件；Q5、Q9-换流开关关断控制用开关元件；Q6-控制用开关元件；Q7-整流开关控制用开关元件；Q8-控制用开关元件；N1-一次绕组；N2-二次绕组；N3-三次绕组；N4-辅助绕组；L1、L2-扼流圈；C1-平滑电容器。
具体实施方式
(第一实施方式)
基于图2，对第一实施方式涉及的同步整流型正激变换器的结构进行说明。
图2是将一部分模块化并添加标记后的同步整流型正激变换器的电路图。如图2所示，主变压器T1具有一次绕组N11、二次绕组N12、三次绕组N13。与一次绕组N11串联地连接主开关元件Q1，在输入端子21(21a、21b)间连接有电容器。与主变压器T1的二次绕组N12串联地连接扼流圈L2和整流开关元件Q2，在输出端子32(32a、32b)间连接有平滑电容器C1。此外，扼流圈L2和平滑电容器C1共同构成环路，在成为扼流圈L2释放励磁能量时的换流路径的位置上设置有换流开关元件Q3。在换流开关元件Q3的控制端，设置有使主变压器T1的二次绕组N12上产生的信号延迟后驱动换流开关元件Q3的换流开关元件驱动电路28。
在主变压器T1的三次绕组N13上连接有由二极管D1、D2、扼流圈L1和电容器C2构成的三次整流平滑电路22。开关控制电路23输入三次整流平滑电路22的输出来作为电源和输出电压检测信号，对主开关元件Q输出开关控制信号。
在整流开关元件Q2的控制端，按照施加主变压器T1的二次绕组N12的起电压的方式构成电路。此外，在该整流开关元件Q2的控制端，连接有对其控制电压进行控制的整流开关控制用开关元件Q7。整流开关元件驱动电路29输入从开关控制电路23输出的针对主开关元件Q1的开关控制信号，按照与其同步的定时控制整流开关控制用开关元件Q7。
图2所示的同步整流型正激变换器的动作如下。
<通常动作>
首先，由于从开关控制电路23施加到主开关元件Q1的栅极的电压，主开关元件Q1导通。因该Q1导通而主变压器T1的一次绕组N11中流动电流。随之，因二次绕组N12的起电压而整流开关元件Q2导通，按N12→C1→L2→Q2→N12的路径流动电流，在充电C1的同时，在L2中蓄积励磁能量。这时，换流开关元件驱动电路28不导通换流开关元件Q3，Q3仍截止。
若通过开关控制电路23的控制而主开关元件Q1截止，则二次绕组N12的起电压就反转，Q2的控制端子电压反转，因此Q2截止。此外，换流开关元件驱动电路28从该变压器电压的反转定时开始延迟一定时间后，导通换流开关元件Q3。这样，就在L2→Q3→C1→L2的路径中产生换流。
利用上述主开关元件Q1的导通和截止，反复进行上述整流和换流。
<从输出侧施加过电压(逆流)时>
在从输出侧施加了通常动作电压以上的异常电压的情况下、或当输出负载过渡急变时输出产生了过大电压的情况下，若不施以任何方法的话，扼流圈L2就被比通常动作时过大地励磁。
因此，与主开关元件Q1的截止同步地强制截止整流开关元件Q2。这样，整流开关元件Q2和换流开关元件Q3均处于截止的状态，在扼流圈L2与整流开关元件Q2的输出电容之间产生自由谐振。利用该自由谐振复位扼流圈L2。从而，变压器T1的三次绕组N13的感应电压稳定。
其结果，通过控制Q1的导通(主变压器T1的接通)期间，使得三次整流平滑电路22的输出电压一定，从而可进行输出电压的稳定的控制。
此外，由于变压器的励磁期间不增加，因此，在利用变压器T1的绕组驱动换流开关元件Q3的情况下，能够阻止发生一次侧的开关控制电路23进行的控制和基于二次侧的扼流圈L2的励磁的控制相互混合的异常振荡(即使一次侧的开关控制电路23稳定动作，二次侧也成为异常振荡的状态)、
另外，不会超过开关控制电路23的控制范围使变压器的接通期间变宽，还可消除如下问题：主变压器T1的励磁状态不能复位、主开关元件Q1的漏极电压产生过大的电压、向主开关元件Q1产生应力的问题。
具体按如下方式作用。
在输出中产生了通常动作电压Vo以上的异常电压Vab的情况下，在Q3导通时，对扼流圈L2施加异常电压进行励磁。在如该实施方式这样的扼流圈输入(choke input)整流的正激变换器中，若设主变压器T1的占空比为D、主变压器T1的一次绕组N11的匝数为n1、主变压器T1的二次绕组N12的匝数为n2、主变压器T1的三次绕组的匝数为n3、二次输出电压为Vo、三次输出电压为Vt、输入电压为Vin，则通常以下的式子成立。
Vo＝(n2/n1)×D×Vin    …(1)
Vt＝(n3/n1)×D×Vin    …(2)
在产生了异常电压的情况下，若设开关周期为T、额定输出电压为Voc，则在扼流圈L2中产生用下式表示的磁通量密度ΔB。
ΔB＝Vab(1-D)/T＞ΔBc＝Voc(1-D)/T    …(3)
在此，ΔBc是额定电压输出时的扼流圈L2中产生的磁通量密度的变化量。
需要在变压器的接通期间复位该ΔB，但若设额定电压时的复位电压为V12rc，则变压器接通期间的扼流圈L2的电压就被输入电压Vin和输出的异常电压Vab抑制，扼流圈复位电压V12r成为关系(4)。
V12r＝(n2/n1)×Vin-Vab＜V12rc        …(4)
若设ΔB的复位所需的时间为t12r、通常动作时的复位期间为t12rc，则成为
t12r＝ΔB/V12r＞t12rc＝ΔBc/V12rc的关系，比通常的变压器接通期间增长。该动作与将二次的变压器绕组使用于整流开关元件Q2的驱动时共通，这是因为整流开关元件Q2的截止并非由一次侧的开关控制电路控制。
在上述结构中，整流开关元件Q2与主开关元件Q1同时截止，在二次侧的扼流圈L2和整流开关元件Q2的输出电容(相对于开关并联地存在的寄生电容)中发生自由谐振现象，能够用比t12r短的期间复位上述ΔB。在上述自由谐振的谐振频率的半周期Tres成为D·T＞Tres的情况下，能够防止由扼流圈L2的励磁引起的变压器的接通期间的增加，从开关控制电路23输出的脉冲变短，但变压器的接通期间延长，能在三次绕组N13的电压不上升的状态下进行控制。
(第二实施方式)
下面，基于图3和图4，对第二实施方式涉及的同步整流型正激变换器的结构进行说明。
图3是第二实施方式涉及的同步整流型正激变换器的电路图，图4是其主要部分的波形图。
如图3所示，开关控制电路23将来自三次整流平滑电路22的输出作为电源进行动作，并且具有输入由电阻R2和R3分压的分压电压的开关控制用IC230。该开关控制用IC230通过脉冲变压器T2的一次绕组N21，向主开关元件Q1的栅极输出开关控制信号。这时，基于输入的上述分压电压和基准电压，对主开关元件Q1进行PWM控制，使得上述分压电压与基准电压一致。在脉冲变压器T2的一次绕组N21上，连接有脉冲变压器T2的励磁复位用的二极管D6。
在整流开关元件Q2的漏极源极之间并联连接有二极管D3。电容器C4与整流开关元件Q2的栅极连接，使得通过电容器C4施加主变压器T1的二次绕组N12的起电压。在该整流开关元件Q2的栅极源极之间连接有整流开关控制用开关元件Q7。此外，同样地在整流开关元件Q2的栅极源极之间连接有保持在接地电位的二极管D4，使得不对整流开关元件Q2的栅极施加负电位。
在换流开关元件Q3的栅极上，连接有换流开关元件驱动电路28。该换流开关元件驱动电路28具有驱动器IC280和二极管/电阻电路281，基于主变压器T1的二次绕组N12上产生的信号来控制换流开关元件Q3。
构成为：在脉冲变压器T2的二次绕组N22上，连接信号振幅调整用的电阻R1，向整流开关控制用开关元件Q7的栅极施加控制信号。由该脉冲变压器T2、二极管D6、电阻R1构成整流开关元件驱动电路29。
上述整流开关控制用开关元件Q7由于栅极通常为接地电平，因此是截止状态。利用仅在从开关控制电路23发出截止主开关元件Q1的信号时(施加到Q1的栅极的信号的下降沿定时)通过脉冲变压器T2传递的脉冲，该整流开关控制用开关元件Q7导通。因该Q7导通而整流开关元件Q2的栅极电压降到接地电平，Q2强制截止。这样，在逆流时，Q2也与Q1的截止同步地强制截止。
图4的(A)表示了图3所示的扼流圈L2的两端电压的变化。此外，图4的(B)表示了未设置图3中的整流开关控制用开关元件Q7的情况下的(现有的)扼流电路L2的两端电压的变化的例子。在此，Tout是输出的励磁期间，Ton是整流开关元件Q2的导通期间(＝主开关元件Q1的导通期间)，Toff是整流开关元件Q2和换流开关元件Q3的截止期间。图中的阴影部分是正负为相同面积时励磁状态的复位完成。即，Ton+Toff(＝Tr)是扼流圈L2的复位期间。
上述Q2的导通期间Ton的电压Vout是输出电压(该电压是外部施加电压，因此固定)。此外，在设主变压器T1的一次绕组N11和二次绕组N12的匝数分别为n11、n12、输入电压为Vin时，电压Vo是存在如下关系的电压。
Vo＝(n12/n11)Vin
另一方面，如图4的(B)所示，在逆流时整流开关元件Q2不与主开关元件Q1的截止同步截止的情况下，扼流圈L2的复位期间Tr′变长。因此，如上所述，在变压器励磁期间不延长且三次绕组N13的电压不上升的状态下，进行一次侧的开关控制电路23的控制。其结果，通过控制Q1的导通(主变压器T1的接通)期间，使三次整流平滑电路22的输出电压一定，从而能进行输出电压的稳定的控制。此外，能够防止发生异常振荡。另外，也能够消除如下问题：超过开关控制电路23的控制范围、变压器的接通期间变宽、主变压器T1的励磁状态不能复位所引起的主开关元件Q1的应力。
(第三实施方式)
下面，基于图5和图6，对第三实施方式涉及的同步整流型正激变换器的结构进行说明。
图5是第三实施方式涉及的同步整流型正激变换器的电路图，图6是其主要部分的波形图。
如图5所示，在换流开关元件Q3的栅极上，连接有主变压器T1的辅助绕组N14的一端，在该辅助绕组N14的另一端上，连接有换流开关截止控制用开关元件Q5。在该换流开关截止控制用开关元件Q5的漏极源极间，连接有换流开关元件Q3栅极电压调整用的电阻R12和Q3的栅极电压调整用的齐纳二极管ZD1。
在脉冲变压器T3的二次绕组N32上连接脉冲变压器T2的输出电压调整用的电阻R4，并且使脉冲变压器T3的二次绕组N32的一端与换流开关截止控制用开关元件Q5的栅极连接。在脉冲变压器T3的一次绕组N31上，连接励磁复位用的二极管D7，并且相对脉冲变压器T2的一次绕组N21串联连接。由该脉冲变压器T3、二极管D7、电阻R4构成了换流开关元件驱动电路30。
其他的结构和作用与图3所示的相同。
主开关元件Q1的截止定时信号与图3所示的情况同样地在脉冲变压器T2中被传递到二次侧，使整流开关控制用开关元件Q7导通，使整流开关元件Q2截止，因此，与图3所示的情况同样地通过控制Q1的导通期间，使三次整流平滑电路22的输出电压一定，从而能进行输出电压的稳定的控制。此外，能够防止发生异常振荡。另外，海能够消除：超过开关控制电路23的控制范围、变压器的接通期间变宽、主变压器T1的励磁状态不能复位所引起的主开关元件Q1的应力。
并且，在该图5所示的例子中，将主开关元件Q1的导通定时信号在脉冲变压器T3中传递到二次侧，使换流开关截止控制用开关元件Q5与Q1同步地截止。因此，在Q1导通时，能够利用Q3的截止来抑制在N12→Q3→D3的路径中产生的短路电流，能够降低损耗。
此外，通过将主变压器T1的辅助绕组N14用在换流开关元件Q3的驱动中，因此能够不用延迟电路地实现主变压器T1的变压器电压反转时的Q2和Q3的同时截止期间。图6是表示该作用的波形图。
在图6中，(a)是Q1的栅极源极间电压，(b)是Q1的漏极源极间电压，(c)是N32的两端电压，(d)是N22的两端电压，(e)是N12的两端电压，(f)是Q2的栅极源极间电压，(g)是Q3的栅极源极间电压，(h)是Q3的漏极源极间电压。如该图6中的特别是(g)、(h)中用波形Wd所示，在Q2和Q3同时截止期间，Q3的漏极源极间电压由于扼流圈L2、和Q2与Q3的并联电容的谐振而成为固定的谐振(自由谐振)波形。此外，由于Q3的栅极中产生的电压波形是被输入电压钳位后的变压器T1的电压，在0V以下，因此，在上升到Q3的栅极阈值电压的时间内，Q3被截止。从而，能够不用延迟电路而实现主变压器T1的变压器电压反转时的Q2和Q3的同时截止期间。
(第四实施方式)
下面，基于图7和图8，对第四实施方式涉及的同步整流型正激变换器的结构进行说明。
图7是第四实施方式涉及的同步整流型正激变换器的电路图，图8是其主要部分的波形图和信号的流向。
在脉冲变压器T2的二次绕组N22上，设置有由二极管D8和D9构成的二极管桥。由该脉冲变压器T2和二极管D8、D9构成了控制用开关元件驱动电路24。该控制用开关元件驱动电路24具有图5所示的整流开关元件驱动电路29和换流开关元件驱动电路30两者的功能。即，去掉脉冲变压器T2的一次侧的复位用二极管，取而代之设置钳位用的二极管D11、D12，并且在脉冲变压器T2的二次侧设置有由二极管D8、D9构成的二极管桥。二极管D11、D12复位脉冲变压器T2的接通关断时的励磁。
根据该结构，在脉冲变压器T2的二次侧分离主开关元件Q1的导通信号和截止信号，使用单一的脉冲变压器控制整流开关元件Q2的截止定时和换流开关元件Q3的截止定时。
构成为：通过电容器C4和控制用开关元件Q8，对整流开关元件Q2的栅极施加主变压器T1的二次绕组N12的起电压。控制用开关元件Q8在Q7导通时截止，防止通过主变压器T1的二次绕组N12→C4→Q7而流动的电流，降低Q7的损耗。在该控制用开关元件Q8的漏极与换流开关截止控制用开关元件Q5的漏极之间，设置有由电阻R10、R7、R8、电容器C5、二极管D5、齐纳二极管ZD2构成的开关元件控制电路31。
通过用经由二极管D5输入的电流对上述控制用开关元件Q8的栅极源极间电容进行充电，从而上述控制用开关元件Q8导通。二极管D5防止从Q8向Q3的逆流。二极管D15起到电容器C4的放电路径的作用。为了调整Q3的栅极电压，设置了齐纳二极管ZD1。齐纳二极管ZD2限制Q2的栅极电压的上限来保护Q2。电阻R5、R6是Q5、Q7的栅极阻抗调整用电阻，R7、R8是Q8的栅极电压调整用电阻。
再有，由于对电阻R8并联地连接有齐纳二极管ZD2，因此能够保持Q2的栅极电压在一定值以内，但若是Q2通常动作的条件，则未必需要该齐纳二极管ZD2。此外，电容器C5和电阻R10部分用于在通过二极管D5输入的电流不充分时补偿该电流，也并非必须。
上述二极管D8、D9构成的二极管桥电路的作用如图8所示。图8中的(1)表示了Q1导通时的信号电压极性，(2)表示了Q1截止时的信号电压极性。图8中，ICVcc是开关控制用IC230的电源电压，ICout是脉冲变压器T2的一次绕组N21的一端的电压。此外，对Q7的栅极施加Q1的截止定时信号，对Q5的栅极施加Q1的导通定时信号。
如图8所示，利用连接在主开关元件Q1的栅极与接地间的二极管D12、和连接在Q1的栅极与三次整流平滑电路22的输出端子间的二极管D11，脉冲变压器T2的自由谐振被钳位。因此，对于施加到Q7的栅极的Q1的截止定时信号和施加到Q5的栅极的Q1的导通定时信号的任一个而言，由脉冲变压器T2的自由谐振所产生的振动(图中用虚线表示的波形部分)不超过Q5、Q7的阈值电压，防止了误动作。再有，图中的Vf是二极管的正向电压降。
(第五实施方式)
下面，基于图9和图10，对第五实施方式涉及的同步整流型正激变换器的结构进行说明。
图9是其电路图，图10是其主要部分的波形图。
该例子中，在脉冲变压器T2的一次侧设置有由二极管D7～D10构成的二极管桥。在脉冲变压器T2的二次绕组N22上，连接有电阻R4。由该二极管D7～D10、脉冲变压器T2、电阻R4构成控制用开关元件驱动电路24。
此外，在整流开关控制用开关元件Q7的栅极源极间连接有控制用开关元件Q6。并且，构成为：通过信号分流用的电容器C3，对整流开关控制用开关元件Q7的栅极施加脉冲变压器T2的二次侧的信号。此外，在控制用开关元件Q8的栅极与换流开关截止控制用开关元件Q5的漏极间设置开关元件控制电路31，并且构成为利用电阻R7和R5分压从Q5的漏极取出的信号，将其施加到Q6的栅极。设置二极管D5用作向Q6、Q8的栅极源极间电容的峰值充电(peak charge)。该二极管D5也可以插入到Q3的栅极侧。
这样，通过在脉冲变压器T2的一次侧设置二极管桥，从而在脉冲变压器T2的二次侧，在Q1的导通定时和截止定时出现相同信号。Q5利用Q1的截止定时，Q7利用Q1的导通定时。由于Q5原本在Q1的截止定时通过体二极管(body diode)导通，因此即使在Q1的截止定时导通也没有问题。另一方面，由于是在Q1的导通定时Q7导通而Q2截止的问题，因此，通过在Q1的导通定时使Q6导通，从而屏蔽对Q7的栅极的Q1导通定时信号。其他的结构和作用与图7所示的相同。
再有，也可以在驱动Q8的开关元件控制电路31中，与图7所示的情况同样地设置电容器C5和电阻R10。
如图10所示，在从开关控制用IC230输出的信号的上升沿，在二极管D10→N21→D8→Q1的路径中流动电流，在开关控制用IC230的下降沿，在Q1→D9→N21→D7的路径中流动电流，在脉冲变压器T2的二次侧有如图所示的信号。在Q1的栅极电压的上升沿定时Q6导通，因此，如图10所示，屏蔽对Q7的栅极电压的N22输出，防止Q7的导通(即Q2的截止)。
(第六实施方式)
下面，基于图11，对第六实施方式涉及的同步整流型正激变换器的结构进行说明。
图11是其电路图。与作为第二实施方式在图3中表示的电路的不同之处在于：换流开关元件驱动电路28的结构和与主开关元件Q1的栅极连接的电路的结构。在该图11所示的例子中，不直接对Q1的栅极施加脉冲变压器T2的一次绕组N21的信号(分离脉冲变压器T2和到Q1的控制信号用路径)，通过包含控制用IC的延迟电路33进行施加。这样的结构也能够防止Q2和Q3同时导通，从而能降低损耗。
换流开关元件驱动电路28由电阻R2、电容器C3、驱动器IC280构成，进行主变压器T1的二次绕组N12的起电压信号的波形整形和延迟。通过还设置该换流开关元件驱动电路28，能独立调整Q2和Q1的截止时间延迟。再有，作为调整将该导通/截止的延迟时间的电路，也可通过在驱动器IC280的输出部设置利用了对由PNP晶体管和NPN晶体管构成的推拉输出电路(totem pole)设定延迟时间用的电容器、二极管、电阻的电路来构成。
(第七实施方式)
下面，基于图12和图13，对第七实施方式涉及的同步整流型正激变换器的结构进行说明。
图12是其电路图。与图7所示的电路的不同之处在于：开关元件控制电路31的结构、从脉冲变压器T2的二次侧对Q7的栅极的信号路径的结构。在图12所示的例子中，在Q8的栅极设置有由电阻R10和电容器C5构成的延迟电路。利用该延迟电路，使得在整流开关元件Q2的导通定时Q8不立即导通，从变压器电压延迟后使Q2导通。因此，能够降低Q2上产生的浪涌电压。
图13是表示其作用的波形图。该图13的(a)是Q1的栅极源极间电压，(b)是Q1的漏极源极间电压，(c)是Q5的栅极电压，(d)是Q7的栅极电压，(e)是N12的两端电压，(f)是Q2的栅极源极间电压，(g)是Q3的栅极源极间电压，(h)是Q3的漏极源极间电压。如该图13中的特别是(h)所示，Q2、Q3同时截止期间中的Q3的漏极源极电压的谐振波形Wd被如图(f)所示地施加到Q2的栅极，但由于这时Q7导通，故实际上Q2的栅极不会被施加上述谐振波形Wd。
(第八实施方式)
下面，基于图14，对第八实施方式涉及的同步整流型正激变换器的结构进行说明。
图14是其电路图。在脉冲变压器T2的二次侧设置二极管D8、D9构成的二极管桥，并且设置了由二极管D14、电容器C6、电阻R13和换流开关截止控制用开关元件Q9构成的一次侧控制停止检测电路25。上述D14、C6、R13构成了整流平滑电路，若一次侧的开关控制电路23的开关控制停止，则在脉冲变压器T2的二次绕组N22上不会产生电压，因此，C6的电荷通过R13继续放电，Q9的栅极电压降低，由此Q9导通(Q9是耗尽型p沟道MOS-FET)。通过Q9的导通，Q8的栅极变为接地电平，从而Q8截止。这样，由于Q2截止而自激振荡停止。
其他结构和作用与图7所示的相同。
(第九实施方式)
下面，基于图15，对第九实施方式涉及的同步整流型正激变换器的结构进行说明。
与图14的情况同样地，该图15所示的电路也在脉冲变压器T2的二次侧设置了由二极管D14、电容器C7、电阻R13和换流开关截止控制用开关元件Q9构成的一次侧控制停止检测电路25。但是，将Q9的源极与Q5的漏极连接。若由于开关控制电路23的控制停止而Q9导通，则该Q9使Q5的漏极源极间短路。其他的结构和作用与图12所示的相同。
这样，在一次侧控制停止时使换流开关截止控制用开关元件Q5短路，从而将换流开关元件Q3的导通期间限制在变压器谐振周期中，通过限制扼流圈L2的励磁期间，能够抑制自激振荡时的振荡频率的降低。

Claims (9)

1、一种同步整流型正激变换器，其中具备：分别具有一次绕组、二次绕组、三次绕组的变压器；与该变压器的一次绕组串联连接的主开关元件；相对所述变压器的二次绕组串联连接的扼流圈；并联连接在输出端子之间的平滑电容器；相对所述变压器的二次绕组串联连接，并与所述主开关元件的接通关断同步地接通关断的整流开关元件；与所述主开关元件的接通同步地关断，通过接通来构成所述扼流圈的励磁能量的释放路径的换流开关元件；根据所述变压器的三次绕组的感应电压，间接地检测所述输出端子之间的输出电压的输出电压检测电路；以及进行所述主开关元件的开关控制的开关控制电路，
该同步整流型正激变换器还设置有：整流开关控制用开关元件，其控制所述整流开关元件的控制端子的电压，强制关断该整流开关元件；以及整流开关元件驱动电路，其在通过所述开关控制电路的控制而所述主开关元件关断的定时，控制所述整流开关控制用开关元件。
2、根据权利要求1所述的同步整流型正激变换器，其特征在于，
设置有换流开关元件驱动电路，其在通过所述开关控制电路的控制而所述主开关元件接通的定时，控制所述换流开关元件的控制端子的电压，强制关断该换流开关元件。
3、根据权利要求2所述的同步整流型正激变换器，其特征在于，
所述换流开关元件驱动电路将在所述变压器的任一绕组中产生的电压作为AC电压源进行动作。
4、根据权利要求1～3的任一项所述的同步整流型正激变换器，其特征在于，
相对所述整流开关元件的驱动用电力供给路径串联地设置开关元件，
设置开关元件控制电路，其使该开关元件与所述主开关元件的接通关断同步地接通关断。
5、根据权利要求3所述的同步整流型正激变换器，其特征在于，
在传递所述主开关元件的接通关断信号的脉冲变压器的二次侧设置二极管桥，所述二极管桥对所述主开关元件的接通关断信号进行整流，使所述整流开关元件和所述换流开关元件的关断定时加载在同一信号线上进行传递。
6、根据权利要求3所述的同步整流型正激变换器，其特征在于，
在传递所述主开关元件的接通关断信号的脉冲变压器的一次侧设置二极管桥，所述二极管桥使得在所述脉冲变压器的一次-二次间按同一方向产生所述主开关元件的接通关断定时信号。
7、根据权利要求1所述的同步整流型正激变换器，其特征在于，
设置有延迟电路，其使传递所述主开关元件的接通关断信号的脉冲变压器与到主开关元件的控制信号用路径分离，在所述接通关断信号和主开关元件的接通控制信号的上升沿设定延迟时间。
8、根据权利要求5所述的同步整流型正激变换器，其特征在于，
包括：
第一、第二换流开关关断控制用开关元件，其相对所述变压器的辅助绕组串联连接，进行针对所述换流开关元件的控制端子的施加所述变压器的辅助绕组的起电压的控制；
控制用开关元件驱动电路，其在所述主开关元件接通时，接通所述第一换流开关关断控制用开关元件；以及
一次侧控制停止检测电路，其检测所述开关控制电路的控制停止状态，并且使所述第二换流开关关断控制用开关元件接通；
用第一换流开关关断控制用开关元件控制所述换流开关元件的关断定时，用第二换流开关关断控制用开关元件在所述主开关元件的开关转换停止时控制换流开关元件的接通期间。
9、根据权利要求5所述的同步整流型正激变换器，其特征在于，
包括：
整流开关接通控制用开关元件，其相对控制信号的接通时驱动电力供给路径串联连接，所述驱动电力供给路径从所述变压器的二次绕组的一端到所述整流开关元件的控制端子；以及
一次侧控制停止检测电路，其检测所述开关控制电路的控制停止状态，并且使所述整流开关接通控制用开关元件关断；
在所述主开关元件的开关转换停止时，限制所述整流开关元件的接通期间，使该整流开关元件的同步整流停止。
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