CN1238955C - 开关电源装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种同时具有可靠起动功能和没有误动作的振荡停止功能的起动停止电路和具备这种起动停止电路的自激振荡式开关电源装置。解决该课题的手段是：接通电源开关，输入电源(Vin)的电压一上升，a点的电压就上升，该电压一旦超过规定的电压，晶体管(Tr2)就导通、晶体管(Tr1)就关断。这时，第1开关元件(Q1)由于施加在它的控制端上的起动电压而导通，在第1驱动线圈(T3)上产生电压。该电压通过反馈电路(F)反馈到a点上。由此，促进晶体管(Tr2)转变到导通状态，而且促进晶体管(Tr1)转变到关断状态。由此，第1开关元件(Q1)急速的成为导通状态、开始振荡。

Description

开关电源装置

技术领域

本发明涉及自激振荡式开关电源装置，特别是涉及具备控制起动及停止的起动停止电路的自激振荡式开关电源装置。

背景技术

具备控制起动及停止的起动停止电路的现有的自激振荡式开关电源装置有如实用新型专利申请实开昭61-194288号、在本申请的申请日以前申请尚未公开的专利申请特开2000-295203号、专利公开特开平11-341802号(图10)所示的装置。在实开昭61-194288号所示的瞬变抑制转换器(RCC)中、用连接在输入电源和开关元件控制端子间的起动电阻对开关元件施加起动电压。还有，在特开2000-295203号所示的半桥转换器的开关电源装置中，也是用连接在输入电源和开关元件间的起动电阻对开关元件施加起动电压。还有，在特开平11-341802号中(图10)所示的开关电源装置是用闸流管在开关元件的控制端上施加起动电压的。

图11示出专利申请特开平2000-295203号所示的半桥转换器的电路图。以下我们说明该转换电路的概略构成，第1开关元件Q1和第2开关元件Q2的串联电路并联连接在输入电源Vin上，电容C电感L和变压器T的初级线圈T1的串联电路的一端连接在第1开关元件Q1和第2开关元件Q2的连接点上、另一端连接到输入电源Vin上，整流滤波电路连接在变压器T的次级线圈上。变压器T具有产生与初级线圈T1电压大致呈正比的电压的第1驱动线圈T3和第2驱动线圈T4，第1控制电路A1连接在第1驱动线圈T3和第1开关元件Q1之间，第2控制电路A2连接在第2驱动线圈T4和第2开关元件Q2之间。第1及第2控制电路开/关控制第1及第2开关元件，两个开关元件交互开/关，中间夹着两者同时断开的期间。这样，该开关电源装置自激振荡。

在以上的构成中，由于电容C是串联连接在变压器T的初级线圈T1和输入电源Vin之间，该电路作为半桥转换器工作。

还有，使用由连接在输入电源Vin和第1开关元件Q1的控制端子之间的电阻R2和连接在该控制端子和源端子间的电阻R7组成的电阻分压电路作为起动电路。就是说，当输入电源Vin升高、输入电压按电阻R2、R7分压的分压电压超过第1开关元件Q1的阈值电压时，第1开关元件Q1导通。第1开关元件Q1一导通电流就流过初级线圈T1、在第1驱动线圈T3上就产生电压，促进第1开关元件Q1的导通。然后，第1控制电路的晶体管Tr1导通第1开关元件Q1断开、在第2驱动线圈T4上产生电压，接着第2开关元件Q2导通。这样，第1开关元件Q1和第2开关元件Q2交互开/关控制进行自激振荡。

图12示出具备与特开平11-341802号公报(图10)所示的用闸流管的起动电路同样电路的半桥转换器的电路图。该电路的基本构成与图11所示的一样，交互开/关控制第1开关元件Q1和第2开关元件Q2进行自激振荡。二者的不同在于起动电路，在图12所示的电路中、在第1开关元件Q1的控制端子上连接闸流管SR。以下、说明起动时的概略动作。

输入电源Vin一上升、就通过电阻R1对电容C1充电，它的充电电压一超过齐纳二极管Dz的齐纳电压、闸流管SR就导通。这样，在电容C1上充电的电荷就流向第1开关元件Q1的栅极，第1开关元件Q1就导通。该第1开关元件Q1一导通、电容C1的电荷就通过电阻R4和第1开关元件Q1短路放电。还有，流在初级线圈T1上的电流在第1驱动线圈T3上产生电压，促进第1开关元件Q1的导通。而后，由第1控制电路使第1开关元件Q1断开、接着第2开关元件Q2导通。这样，第1开关元件Q1和Q2交互开/关控制、进行自激振荡。

发明内容

但是，在上述现有的结构中，起动时和振荡停止时有以下不妥当的地方。

①用起动电阻的自激式RCC

起动时，由于一面反复因起动电阻的起动和开关元件的断开、一面向负载供给电力，在从开关元件的断开到再起动的起动时间变长的情况下，由于单位时间内电力的供给量小，在重负载中就不能得到规定的输出电压，产生起动不良的情况。

还有，停止时，直到输入电压变低为止振荡一直持续，也引起初级线圈的电流峰值变大、变压器饱和的不良情况。

②用起动电阻的自激式半桥转换器

在输入电源电压缓慢上升的情况下，开关元件Q1渐渐从有源区域变为导通状态，这时流过变压器的电流的变化率变小，变压器就陷入不产生电压的状况。这种情况下，就不能自激振荡工作，变得起动不良。

还有，停止时，输入电压降低开关元件Q1的导通工作变得过大时，开/关控制开关元件Q1的第1控制电路就有可能产生误动作。

③用闸流管和双端负阻开关元件的自激式半桥转换器

虽然即使在输入电压缓慢上升的情况下起动特性也不发生问题，但是需要闸流管和双端负阻开关元件等特殊的高价元件。还有，在图12所示的电路中的闸流管和双端负阻开关元件，由于在到导通的期间内施加高的电压，需要有高耐压特性的器件。

还有，在图12中，由于每当开关元件Q1导通时，蓄积在电容C1上的电荷都要短路放电，就有开关损失增加的不良问题发生。

还有，停止时，输入电压降低，开关元件Q1的导通工作状态变的过大时，开/关控制开关元件Q1的控制电路就可能发生误动作。

本发明的目的就是要解决上述各课题，提供具备能同时兼有可靠起动功能和没有误动作的振荡停止功能的起动停止电路的开关电源装置。

为解决上述课题，本发明的构成如下：

(1)输入电源、变压器T的初级线圈和第1开关元件Q1串联连接，整流滤波电路连接到变压器T的次级线圈上，在所述变压器T上具备能产生略比例于初级线圈电压、使所述第1开关元件Q1导通的电压的第1驱动线圈，在开/关控制所述第1开关元件Q1的自激振荡的开关电源装置中，其特征是：它具备起动停止电路，该电路包含：连接在所述第1开关元件(Q1)的控制端和源极端之间的开关器件；把输入电源端子之间的输入电源电压作为电阻分压，把该分压的电压作为所述第1开关元件(Q1)的起动电压提供的第1电阻分压电路；把输入电源端子之间的输入电源电压作为电阻分压，把该分压的电压作为所述开关器件的控制电压提供的第2电阻分压电路；在输入电源端子之间的输入电源电压上升时，所述第2电阻分压电路的分压电压断开所述开关器件，而且所述第1电阻分压电路的分压电压成为使所述第1开关元件(Q1)导通的大小时，这时的所述输入电源电压已经达到起动开始输入电压，则断开所述开关器件，而且导通所述第1开关元件(Q1)，开始振荡，在输入电源端子之间的输入电源电压下降时，所述第2电阻分压电路的分压电压成为使所述开关器件导通的大小时，这时的所述输入电源电压已经达到振荡停止输入电压，则导通所述开关器件，而且断开所述第1开关元件(Q1)，停止振荡，设定所述第1电阻分压电路或第2电阻分压电路的值，使所述起动开始输入电压成为比所述振荡停止输入电压高的电压。

在该发明中，输入电源电压继续上升超过某一阈值时，由开关器件关断、由起动电阻对第1开关元件Q1的控制端一齐施加起动电压，该开关元件Q1导通。由此，即使在输入电源电压缓慢上升的情况下，由于能一气供给导通第1开关元件Q1所需的充足的电荷，能够可靠起动。还有，如果误将AC100V的商用电源投入到设计在AC230V商用电源下工作的电源装置上的情况下，由于将所述规定电压预先设定的起动电压高于AC100V，即使投入到AC100V电源装置也不工作，能够防止因投入到错误电压的电源而产生的误动作。

还有，即使在断开输入电源、电源电压降低的情况下，由于当低于规定的输入电压时产生能使振荡停止的动作，能够防止因初级电流峰值的增加产生的变压器饱和及导通工作状态扩大引起的误动作。

还有，以一个控制电路能够兼用起动功能和振荡停止功能。为此，没有必要独立的分别设置两个电路，整体来说能够减少器件的数目，能够使开关电源装置高效率化、小型轻量化。

(2)在所述第1驱动线圈和所述起动停止电路的控制端之间设置有反馈电路，将该第1驱动线圈的输出电压反馈到所述起动停止电路的控制端上，使得所述开关器件关断。

反馈电路工作以使发生在第1驱动线圈上的电压正反馈到起动停止电路的控制端上。因此，起动时仅仅输入电源电压施加在起动停止电路的控制端上，而振荡开始后，在输入电源电压上又加上因反馈电路在第1驱动线圈上产生的电压施加在起动停止电路的控制端上。由此，振荡停止的输入电源电压变的比开始起动的输入电源电压还低，能够在那些输入电源电压间保持滞后特性。由这个滞后作用能够防止因输入电压的自激振荡现象产生的误动作。例如，将商用电源电压整流滤波的电压作为输入电源电压时，在输入电源电压上产生商用频率2倍频率的纹波电压。这种情况下，起动电压和停止电压几乎没有差别，纹波电压的变动大时，输入电源电压一到这个电压附近，就发生反复振荡和停止的误动作。采用本发明，由于所述的滞后特性就能够防止因自激振荡引起的误动作。

还有，上述滞后特性与供给输出的电力等无关，由于振荡停止电压用的是比起动电压还低的电压，在瞬时停电发生时等情况下，振荡停止后输入电压再次上升的情况下也能起动。这种情况下，如果起动停止电压高于起动电压的话，就要产生起动不良。

还有，如半桥转换器那样在变压器的初级线圈上串联连接电容的转换器的情况下，第1开关元件Q1从有源区域缓慢的导通时，由于流经变压器的电流的变化率小，在第1驱动线圈上不产生电压，不进行自激振荡工作，变成起动不良，但是，由于反馈电路施加了正反馈，第1开关元件Q1能够急速导通，这样就能防止起动不良。

还有，即使在起动时反复进行起动和开关元件的断开、将电力供给负载起动的瞬间抑制转换器中，也由于加速起动时的导通速度缩短起动周期，即使在重负载时也能够稳定的起动。

还有，适当选取反馈电路的常数，在停止时伴随着输入电源电压的降低，能够使第1开关元件Q1的导通时间渐渐缩短下去。由此，抑制因导通工作状态扩大引起的误动作，直到低的输入电压也能持续振荡，能够延长输出电压的保持时间，还能够适应长时间的瞬时停电。

(3)所述开关器件由第1晶体管构成，控制电路由与第1晶体管的控制端连接的第2晶体管构成，当所述输入电源电压超过规定的电压时，所述第2晶体管的基极·发射极间的电压超过所述第2晶体管的阈值电压，所述第2晶体管导通，所述第1晶体管的基极·发射极间的电压低于所述第1晶体管的阈值电压，所述第1晶体管截止，由此使所述第1开关元件(Q1)的栅极·源极间电压超过所述第1开关元件(Q1)的阈值电压，所述第1开关元件(Q1)导通，开始振荡，当所述输入电源电压低于规定的电压时，所述第2晶体管的基极·发射极间的电压低于所述第2晶体管的阈值电压，所述第2晶体管截止，所述第1晶体管的基极·发射极间的电压超过所述第1晶体管的阈值电压，所述第1晶体管导通，由此使所述第1开关元件(Q1)的栅极·源极间电压低于所述第1开关元件(Q1)的阈值电压，所述第1开关元件(Q1)断开，停止振荡。

用第1晶体管构成开关器件，用第2晶体管构成开关器件的控制电路，这样就能减少电路的器件数，就能实现开关电源装置的低成本、小型轻量化。

(4)比较所述第2晶体管基极·发射极间的阈值电压和第2电阻分压电路的分压电压、看该电阻分压电压是不是超过了所述阈值电压，就能检测出所述输入电源电压是不是超过了规定的电压以及所述输入电源电压是不是低于规定的电压。

由于用第2晶体管的基极·发射极间的阈值电压作为比较输入电源电压和规定电压的手段，就不需要比较器、耐高压齐纳二极管等器件。由此，能实现开关电源装置的低成本化、小型轻量化。

(5)在所述第2晶体管的基极·发射极电路上连接补偿该基极·发射极间电压温度特性的齐纳二极管。

一般说晶体管的基极·发射极间电压具有约-2.0mV/℃的温度特性。因此，用晶体管的基极·发射极间电压作为输入电源电压的检测比较手段时，因温度变动引起电压变动。为了补偿它，用晶体管的基极·发射极间电压和齐纳二极管的齐纳电压的和作为基准电压，例如，用具有约+2.0mV/℃温度特性的约7V的齐纳二极管、基准电压的温度变动几乎消失。这样，就能够抑制因温度引起的起动电压的变动。

(6)所述反馈电路由包含将在所述第1驱动线圈上产生的电压施加在所述第2晶体管上的，至少串联连接的电阻和二极管的电路构成。

采用二极管，由于起动时在反馈电路中没有电流流过，可以不考虑流过反馈电路的电流能够容易的设定起动电压。还有，由于反馈电路能够用少数器件简单的构成，能够实现开关电源装置的低成本化、小型轻量化。

(7)所述反馈电路由包含将在所述第1驱动线圈上发生的电压施加在所述第2晶体管的、至少串联连接的电阻和电容的电路构成。

采用电容，起动时的直流电流不流过反馈电路，能够容易的设定起动电压，由于在振荡开始后能够流过交流电流，因而能够加上反馈。还有，与所述(6)一样，由于能够用少数器件简单的构成反馈电路，能够实现开关电源装置的低成本化、小型轻量化。

(8)所述反馈电路由包含将在所述第1驱动线圈发生的电压施加在所述第2晶体管上的、由至少串联连接的二极管和电阻和齐纳二极管、以及与该二极管并联连接的电容的电路构成。

与二极管并联连接的电容在起动时使它的充电电荷正反馈加大反馈值，能够提高第1开关元件Q1的导通速度。还有，由于能够自由的设定串联连接的齐纳二极管的齐纳电压值，就能够扩大振荡停止电压的设定自由度。

(9)在所述(1)～(8)中任何一项所述的开关电源装置的构成中还添加设置：将电容(C)、电感(L)和变压器(T)的初级线圈的串联电路与第二开关元件(Q2)并联连接，第二开关元件(Q2)的一端与输入电源相连，另一端与所述第一开关元件(Q1)相连；在所述第1开关元件上并联连接第1二极管D1和第1电容C1；在所述第2开关元件上并联连接第2二极管D2和第2电容C2；在变压器T上设置发生略比例于初级线圈电压、使所述第1开关元件Q1导通的电压的所述第1驱动线圈的同时，在变压器T上设置发生略比例于初级线圈电压、使所述第2开关元件Q2导通的电压的所述第2驱动线圈；而且，设置使所述第1及第2开关元件交互开/关、中间夹着两开关元件同时断开期间的开关控制电路，由此产生自激振荡。

所述构成的开关电源装置是半桥结构的转换器。在半桥结构转换器中、由于在输入电源和变压器间串联插入电容，在图11所示的现有的结构中，输入电源电压缓慢上升时有时引起起动不良，而在本发明中，即使是输入电源电压缓慢上升的情况下，开关元件Q1急速导通、流经变压器初级线圈的电流变化率大，使第1驱动线圈上发生电压，能够可靠的开始自激振荡工作。还有，在停止时，输入电压变低，开关元件Q1的导通工作状态扩大、在开/关控制开关元件Q1的第1控制电路误动作前停止振荡，或者通过缩短导通时间能够防止误动作。进一步，如图12所示那样，由于没有开关元件每次导通时短路放电的电容C1，减少了开关损失，能够实现开关电源装置的高效率化、小型轻量化。

(10)采用变压器T具有的漏泄电感作为所述电感元件。由于采用变压器T具有的漏泄电感作为电感L、减少了器件的数目，能够实现开关电源装置的低成本化、小型轻量化。

(11)采用场效应晶体管作为所述第1开关元件Q1和第2开关元件、由该场效应晶体管的寄生二极管及寄生电容构成所述第1、第2二极管及第1、第2电容。

由于采用场效应晶体管作为开关元件、能够用场效应晶体管具有的寄生二极管、寄生电容作为电路器件，减少了器件数目、能够实现开关电源装置的低成本化、小型轻量化。

附图说明

图1是本发明第1实施方式的自激式半桥转换器的电路图。

图2是所述自激式半桥转换器的工作波形图。

图3是显示滞后特性的图。

图4是说明振荡停止时的动作的图。

图5是反馈电路的第1实施例。

图6是反馈电路的第2实施例。

图7是反馈电路的第3实施例。

图8是在自激式半桥转换器上连接商用电源的整流滤波电路时的电路框图。

图9是本发明其他实施方式的瞬变抑制转换器的电路图。

图10是本发明另一种其他实施方式的自激式半桥转换器的电路图。

图11是现有的开关电源装置的电路图。

图12是现有的开关电源装置其他例子的电路图。

符号说明

Vin-输入电源、Q1-第1开关元件、Q2-第2开关元件、B-起动停止电路、F-反馈电路。

具体实施方式

图1是本发明第1实施方式的开关电源装置的电路图。

第1开关电路S1由第1开关元件Q1、第1二极管D1、及第1电容C1的并联连接电路构成，第2开关电路S2由第2开关元件Q2、第2二极管D2、及第2电容C2的并联连接电路构成。这些第1开关电路S1和S2串联连接、这个串联电路并联连接到电源Vin上。本实施方式的装置中在第1开关元件Q1和第2开关元件Q2上使用了场效应晶体管(以下、称为FET)。

在变压器T的初级线圈T1上串联连接电感L及电容C，该串联电路的一端连接第1开关电路S1和第2开关电路S2的连接点、另一端连接输入电源Vin。

变压器T的第1驱动线圈T3产生略比例于初级线圈T1电压的电压，该驱动线圈电压输入第1控制电路A1。该第1控制电路A1由下列部分构成：由连接在第1驱动线圈T3和第1开关元件Q1的控制端(栅极)间的电容和电阻的串联电路组成的延迟电路，作为使第1开关元件Q1断开用开关手段的晶体管Tr3，连接在该晶体管Tr3的控制端(基极)上、接收从检测电路E来的反馈信号的光电偶合器以及为使该晶体管Tr3导通的时间常数电路。此外，反馈电路F不包含在第1控制电路A1内。

第1控制电路A1在第1驱动线圈T3上产生电压后，延迟、使第1开关元件Q1导通的同时，在第1驱动线圈T3的电压产生后，经过由光电偶合器的阻抗和电容C4组成的时间常数电路决定的时间后使晶体管Tr3导通，由此使第1开关元件Q1急速断开。

在变压器T上设有第2驱动线圈T4，该第2驱动线圈T4的电压输入到第2控制电路A2上。该第2控制电路A2也有与所述第1控制电路A1同样的结构，在第2驱动线圈T4上串联连接延迟电路，还包含使第2开关元件Q2断开的晶体管Tr5和连接在该晶体管Tr5的控制端(基极)上的时间常数电路。

此外，在第1控制电路A1或者第2控制电路A2中，延迟时间的设定要使得电容C1或者C2的两端电压分别降低到零电压或者零电压附近后，使开关元件Q1或者Q2导通。这样，各开关元件Q1及Q2进行零电压开关动作。因此，能够降低导通损失，抑制开关噪声的发生。还有，第2控制电路A2控制的使流过第2开关元件Q2的电流在零或者零附近断开。由此，第2开关元件Q2零电流断开动作，降低断开时的损失和开关电涌。进一步，流经整流元件Ds的电流波形越接近矩形波，在该整流元件的损失就越小，设定电容C和电感L的值以及因开关控制电路引起的第2开关元件Q2的导通时间使得电流波形成为这样的波形。

检测电路E具备分压电阻R9、R10、电阻的基准点连接到基准电压输入端子Vr的分路调整器IC1和与该分路调整器IC1串联连接的光电二极管PC。分路调整器IC1控制阴极和阳极间的电流使得基准电压输入端子Vr的电压一定，该电流的变化变换成光电二极管PC的光的强弱，入射到连接在变压器T的第1驱动线圈T3上的光晶体管上。在该电路中，由流经光电二极管PC的电流的强弱，通过光晶体管控制晶体管Tr3的导通定时，其结果是进行第1开关元件Q1的导通时间控制。也就是说，输出电压变高、光电二极管PC的电流变大时，第1开关元件Q1的导通时间就变短、输出电压就下降，相反，输出电压变低、流经光电二极管PC的电流变小时、第1开关元件Q1的导通时间就变长、输出电压就升高。由这种动作使得输出电压稳定化。

其次，说明所述开关电源装置的动作。

图2是图1所示电路的波形图。以下，参照图1及图2说明该电路的动作。

在图2中，Q1、Q2表示开关元件Q1、Q2的开关信号，Vds1、Vds2、Vds分别是电容C1、C2、Cs的两端电压波形信号，id1、id2、is分别是开关电路S1、S2、控制元件Ds的电流波形信号。

本电路起动后的开关动作在1开关周期Ts中、能够主要分为t1～t5四个动作状态。首先，就起动时(振荡开始时)进行说明，接着显示各状态的动作。

(起动时)

当施加输入电源Vin时，如后面将叙述的那样由于起动停止电路B开关元件Q1成为导通状态。

开关元件Q1在从导通状态的最佳额定条件下的1开关周期Ts的时间t1～t5的4个动作状态如下所示。

(状态1)t1～t2

开关元件Q1导通，将从输入电源Vin的电压减去电容电压后的电压施加在变压器T的初级线圈T1上，初级线圈电流直线的增加，在变压器上蓄积励磁能量。还有，由于该电流电容C被充电，在电容C上蓄积静电能量。

这时，通过第1控制电路A1的光晶体管电容C4被充电、C4的电压一达到晶体管Tr3的阈值电压(约为0.6V)Tr3就导通，在时间t2开关元件Q1断开、迁移到状态2。

(状态2)t2～t3

开关元件Q1一旦断开、变压器T的初级线圈T1和电感L就与电容C1及C2谐振，电容C1充电、电容C2放电。还有，在次级一侧变压器T的次级线圈T2和电容Cs谐振、电容Cs放电。Vds1上升及Vds2下降部分的曲线是由电感L及初级线圈T1和电容C1、C2的谐振的正弦波的一部分。

电容C2的两端电压Vds2下降、一旦降到零电压，二极管D2就导通。发生在驱动线圈T4上的电压通过第2控制电路A2的电容和电阻、比开关元件Q1的关断稍迟一些施加在开关元件Q2的栅端上，该开关晶体管Q2导通。由此，进行零电压开关动作、迁移到状态3。

这时，在次级侧电容Cs的两端电压Vs下降到零电压，整流元件Ds导通、成为零电压导通动作。该Vs的下降部分曲线是由电容Cs和次级线圈T2的谐振而成的正弦波的一部分。

(状态3)T3～T4

在状态3中，在初级一侧二极管D2或者开关元件Q2导通、电感L和电容C开始谐振。在这期间电容C的充电电荷放电。这时，在次级一侧整流元件Ds导通、蓄积在变压器T上的励磁能量和蓄积在电容C上的静电能量从次级线圈T2放出，通过整流滤波电路输出。这时，流经整流元件Ds的电流is成为对因初级一侧的电感L和电容C引起的谐振电流id2减去直线性减少的励磁电流im的值的相似形。为此，成为从零电流开始比较急峻的上升、具有正弦波曲线的波形，达到电流变化率成为零的峰值点后、下降向零电流。变压器的励磁电流im一旦变成0，整流元件Ds进行零电流断开动作，次级侧电流is成为0。

在初级侧，由于电容C的放电励磁电流im的方向翻转，将变压器励磁向与状态1相反的方向。由在第2驱动线圈T4上产生的电压将连接在第2控制电路A2的晶体管Tr2的基极上的电容充电，一旦达到阈值电压(约0.6V)晶体管Tr2就导通，在时间t4开关元件Q2在零电流附近被断开，进行零电流断开。开关元件Q2一旦被断开，就在次级侧整流二极管上加上反向电压，电容Cs开始谐振、变压器的线圈电压开始翻转。

这里，由于连接在输出端子上的负载，励磁电流im成为0的标记时间和开关元件Q2断开的标记时间不同。就是说，在负载轻的情况下，励磁电流im成为0之后Q2断开，在整流元件Ds上加上反向电压，而在负载重的情况下、Q2断开之后励磁电流im成为0，在整流元件Ds上加上反向电压。就是说，在任何一个负载条件下，在Q2和整流元件Ds同时成为断开的时间t4时，在整流元件Ds上加上反向电压、迁移到状态4。

(状态4)t4～t5

在状态4，变压器T的次级线圈T2和电容Cs谐振，电容Cs被充电。在初级一侧，变压器T的初级线圈T1和电感L与电容C1及C2谐振，使电容C1放电，电容C2充电。

电容C1的两端电压Vds1下降成为零电压时，二极管D1导通。这时，在第1驱动线圈T3上产生的电压通过第1控制电路A1的电阻及电容稍稍延迟加在开关元件Q1的栅极上，在时间t5开关元件Q1导通，进行零电压开关动作，状态5结束。这时，在次级一侧，电容Cs的两端电压Vs从零电压上升、被箝位在次级线圈电压和输出电压之和的电压上。

每一个开关周期、都进行上述动作，在下一个开关周期进行同样的动作，以下反复这样的动作。

由以上的动作，在第1开关元件Q1导通的期间内，在变压器T的初级线圈T1上蓄积励磁能量的同时，在电容C上蓄积静电能量，该开关元件Q1断开时，由于这些励磁能量和静电能量放出，与现有的开关电源装置，也就是在开关元件Q1导通期间仅仅蓄积励磁能量，在开关元件断开期间该励磁能量放出的装置相比较，具有电流峰值能够降低、导通损失能够降低的优点。

此外，图1所示的开关电源装置也与现有的开关电源装置一样，由于开关元件Q1及开关元件Q2在零电压下导通、开关元件Q2在零电流附近断开，开关损失、开关电涌被大幅度降低。还有，次级侧的整流元件Ds在零电流下导通，而且它的电流波形从零电流开始比较急峻的上升，达到电流变化率成为零的峰值点后，由于再次成为零电流那样成为断开波形，流经整流元件的电流波形成为矩形波，峰值电流值被压低、有效电流值减小、导通损失降低。

还有，变压器的漏泄电感L也参与到电路动作，由于漏泄电感L不产生开关电涌、电压被钳制，能够利用低耐压的半导体元件。还有，由于缓和了流经开关元件的电流及电压波形的陡峻的变化，能够降低开关噪声的发生。

下面，说明起动停止电路。

在图1中，起动停止电路B具备以下部分：连接在第1开关元件Q1的控制端(栅)和输入电源Vin的基准电位端(源)间的作为开关手段的第1晶体管Tr1，集电极连接在该第1晶体管Tr1的控制端(基极)的第2晶体管Tr2，连接在该第2晶体管Tr2控制端(基极)上的齐纳二极管Dz1，该齐纳二极管Dz1的阴极作为是分压点a点、连接在a点的由电阻R3和R4组成的电阻分压电路。这中间，由第2晶体管Tr2、齐纳二极管Dz1和由电阻R3及电阻R4组成的电阻分压电路以及电阻R2构成作为开关手段的第1晶体管Tr1的控制电路。

以下，说明上述起动停止电路的动作。

投入电源，输入电源Vin的电压上升，电阻R3和电阻R4的分压点a点的电位上升时，在以下条件下第2晶体管Tr2导通。

Vin·R4/(R3+R4)＞(Vbe+Vz)……(1)

但是，设第2晶体管Tr2的阈值电压(约0.6V)为Vbe、齐纳二极管Dz1的齐纳电压为Vz。

第2晶体管Tr2一导通，第1晶体管Tr1就断开。第1晶体管Tr1一断开，通过起动电阻R1在开关元件Q1的栅极上施加以下的电压Vgs。

Vgs＝Vin·R5/(R1+R5)……(2)

由于将该电压预先设定的高于开关元件Q1的阈值电压，在上述(1)式成立时开关元件Q1导通。开关元件Q1一导通，电流就在变压器T的初级线圈T1中流动、在初级线圈T1上产生电压。这样，在第1驱动线圈T3上产生电压，该电压由反馈电路F施加在第2晶体管Tr2上，该晶体管Tr2再次转变到导通状态，由此，晶体管Tr1再次转变到断开状态，由此使第1开关元件Q1急速的成为导通状态。

在上述的动作中，如所述(1)式所示，一旦检测出a点的电位Va超过规定的电压，第1晶体管Tr1就断开，由此，对第1开关元件Q1的栅极一齐施加电压。由此，即使在输入电源Vin的电压缓慢上升的情况下也能够可靠的起动。

还有，振荡停止时的动作如下。

电源开关一旦断开，输入电源Vin的电压就降低。该电压继续下降、即使成为

Vin·R4/(R3+R4)＜(Vbe+Vz)……(3)

与起动时不同、振荡不立即停止。这是因为在第1驱动线圈T3上产生电压，该电压由反馈电路F施加在a点上，使电位Va成为Va＞(Vbe+Vz)，第2晶体管Tr2继续导通，第1晶体管Tr1断开，振荡继续。进一步，输入电源Vin的电压一旦降低，与此相伴，由于第1驱动线圈T3的发生电压比例于输入电源Vin也降低，第2晶体管Tr2的导通时间变短，第1晶体管在比第3晶体管Tr3还要快的标记时间断开，其结果，第1开关元件Q1的导通时间渐渐变短。其次，一旦Va成为Va＜(Vbe+Vz)，第2晶体管Tr2就断开，第1晶体管Tr1导通。由此，第1开关元件Q1成为断开状态，振荡动作停止。

这样，由于设置了起动停止电路B，第1开关元件Q1的栅电压不是比例于输入电源Vin的上升(电源接通时)及下降(电源断开时)的变化，由第1晶体管Tr1的断开或者导通对第1开关元件Q1的栅极一齐的施加电压，由于该栅电压一齐成为零，与简单的由电阻分压电路施加起动电压的现有的电路相比能够可靠的起动和停止。还有，即使错误的将AC100V的商用电源投入到设计为在AC230V的商用电源下工作的电源装置的情况下，由预先设定AC100V投入时的a点电位Va比(Vbe+Vz)还要低，能够防止因错误的电源投入而产生的误动作。还有，在电源断开时，由比起动电压低的输入电压渐渐的缩短导通时间，在规定的输入电压下使振荡停止，由此，能够防止因初级电流峰值的增加引起的变压器T的饱和，和因导通工作状态扩大引起的误动作。进一步，因为起动停止电路B同时具有起动功能和振荡停止功能，与分别独立的设置2个电路的情况相比器件数目能够减少，能对开关电源装置的高效率化、小型轻量化作出贡献。

在图1所示的本发明的实施方式中，为了进一步提高起动时的可靠性和防止停止时的误动作的可靠性，设置了反馈电路F。

该反馈电路F连接在第1驱动线圈T3的端子和分压点的a点之间，将电阻R6、齐纳二极管Dz2、二极管D2串联连接，而且将电容C3并联连接在二极管D2上而成。

下面，说明该反馈电路的动作。

起动时，如上所述，输入电源Vin的电压超过规定的电压时，第1晶体管Tr1断开、通过起动电阻R1将电压施加在第1开关元件Q1的栅极上，由此，在初级线圈T1上流通电流，进一步在第1驱动线圈T3上产生电压。这时，该电压通过反馈电路F正反馈到起动停止电路B的a点上。由此，第2晶体管Tr2与没有反馈电路F的情况相比，更急速的转换到导通状态，因此，第1晶体管Tr1更急速的转换到断开状态，第1开关元件Q1一气成为导通状态。

还有，当输入电源Vin上升时，一旦上述(1)式一会儿成立、一会儿不成立变动时，在没有反馈电路F的情况下，对应输入电源Vin的变动晶体管Tr2开/关、晶体管Tr1关/开、反复的振荡和停止，有可能产生误动作。但是，由于设置了反馈电路F，产生在第1驱动线圈T3上的电压施加在a点上，一旦开始振荡，在第1驱动线圈T3上产生电压，即使(1)式不成立，由于Va成为Va＞(Vbe+Vz)，第2晶体管Tr2导通，第1晶体管Tr1断开，就能防止上述的误动作。进一步，输入电压降低，在第1驱动线圈T3上产生的电压足够低时，晶体管Tr1比晶体管Tr3更快的在标记时间导通、开关元件Q1的导通时间变短、输入电压在低于规定电压的时点上晶体管Tr1成为导通状态，可靠的停止振荡动作。这样，反馈电路F给予开关电源装置的起动电压比停止电压变的更高的滞后特性。

图3模式性示出该滞后特性。这个滞后特性假如能得到输入电源电压的振荡和商用电源电压整流平滑的输入电源，对输入电源电压变动大的情况更有效。也就是说，因输入电源电压的开/关产生的波动和电源电压的商用频率的纹波电压等引起的输入电源电压变动(振荡)的情况下，如果起动电压和停止电压几乎没有差别的话，当输入电源电压变成在该起动电压附近(或者在停止电压附近)上下变动的电压时，就会反复振荡和停止有可能引起误动作。因此，由于设置了反馈电路F给予了图3所示的滞后特性、就能够抑制误动作。还有，振荡停止的停止电压大于起动电压的情况下，当输入电压在变成低于起动电压以前再次起动时产生起动不良，由于停止电压是低于起动电压的滞后特性，能够可靠的防止成为这种请况。还有，在本实施方式那样的半桥转换器中，由于电容C串联连接在变压器T的初级线圈T1上，开关元件Q1从有源区域缓慢的导通时有可能起动不良，由于采用了由反馈电路F施加正反馈、开关元件Q1急速导通的结构，在任何情况下也不会产生起动不良。

还有，反馈电路F的动作进一步能使在振荡停止时也抑制误动作。图4是在第1驱动线圈T3上产生的电压Vbias降低到某一程度时的波形图。Vb、Vc分别示出图1中的b点及c点的电位。在这种状态下，在反馈电路F的电容C3上负极性时(驱动线圈T3的产生电压的极性相反时)充电的电荷，在切换到正极性时，该电荷就施加在该充电电位加上Vbias的电位a点上，晶体管Tr2导通、晶体管Tr1断开。但是，电容C3的充电电荷被消耗，一旦Va＜(Vbe+Vz)，在那个时刻晶体管Tr2断开、晶体管Tr1导通。该晶体管Tr1导通的标记时间是图4的ta。另一方面，在晶体管Tr1不导通的情况下，晶体管Tr3在图4的Vbias的极性切换标记时间t2导通动作。因此，由反馈电路F的上述动作，在输入电源Vin的电压降低到某一程度的状态下，由于晶体管Tr1比晶体管Tr3更快的导通，第1驱动线圈T3成为正极性时的导通时间(期间)Ton如箭头P那样缩短。其结果，随着输入电源Vin的电压降低，开关元件Q1的导通时间渐渐缩短、成为振荡停止的状态。由此，在输入电源电压降低时，由于导通工作状态的扩大，抑制误动作的产生，直到低的输入电源电压也能持续振荡，能延长输出电压的保持时间，还能够应对长时间的瞬时停电。

这样，当振荡停止动作时，对应输入电源Vin的电压低下，在第1驱动线圈T3上产生的电压降低，由此，晶体管Tr2的基极电流变小，晶体管Tr1的导通时间渐渐变短。而且，随第1开关元件Q1的导通时间渐渐缩短下去，输入电源电压进一步降低，反馈电路F的齐纳二极管Dz2断开、振荡停止。

图5示出反馈电路F的结构图。还有，图6示出反馈电路F的其他结构例，图7示出它的另一结构例。

在图5及图7所示的反馈电路中，由于设置了电容C3，如上所述，在振荡停止时第1开关元件Q1的导通时间渐渐缩短能够使振荡停止。还有，在稳定状态下，该电容C3起到使晶体管Tr2更快的导通(晶体管Tr1更快的断开)那样的增加反馈量的加速电容器的功能。此外，二极管D2防止由电阻R3和R4的电阻分压电路在a点起动时电流流入反馈电路，能够仅仅由电阻R3和R4的分压比容易的决定起动电压。还有，齐纳二极管Dz2是为了将振荡停止电压设定在规定值设置的、由该齐纳二极管的齐纳电压能够扩大设定振荡停止电压的自由度。

如上所述，在本实施方式的自激式半桥转换器中，即使在输入电源Vin的电压缓慢上升的情况下，第1开关元件Q1也急速的导通、流经变压器T的初级线圈T1的电流的变化率变大，能够使在第1驱动线圈T3上产生电压可靠的开始自激振荡动作。还有，在停止时，随着输入电源电压的降低开关元件Q1的导通时间缩短下去，由此，能够防止误动作。进一步，起动停止电路B不需要用耐高压的闸流管、双端负阻开关元件等元件。因此，能够实现开关电源装置的低成本化。还有，如图12所示的那样，每当开关元件导通时，由于没有短路放电的电容C1，开关损失减小。

此外，在图1所示的自激式半桥转换器中，电感L是作为另外的器件设置的，也能够用变压器具有的漏泄电感构成它。由此，能够减少器件的数目。还有，由于在第1开关元件Q1和第2开关元件Q2中使用了场效应晶体管，能够将该场效应晶体管具有的寄生二极管、寄生电容用来代替二极管D1、D2及电容C1、C2。这样就能减少器件的数目。

图8是将商用电源整流平滑得到电源Vin的情况下的电路框图。

图9是作为本发明其他实施方式的瞬变抑制转换器的电路图。与本发明相关的起动停止电路B和反馈电路F不仅仅适用于图1所示的自激式半桥转换器，也能适用于图9所示的瞬变抑制转换器。起动停止电路B及反馈电路F的动作和在自激式半桥转换器中的动作没有变化。

图10是该发明的另一种实施方式的自激式半桥转换器的电路图。在它的结构中，与图1所示的电路构成的不同点是：在电阻R1上串联连接齐纳二极管Dz4、在电阻R3上串联连接齐纳二极管Dz3。在该电路中，输入电源Vin的电压在没有上升到齐纳二极管Dz3导通的范围内不起动。因此，能够防止接入错误电源产生的误动作。还有，将向晶体管Tr1供给基极电流通路的电阻R2连接到齐纳二极管Dz4的阴极上，由于该阴极电位采用比输入电压足够低的值，与将电阻R2接入输入电源的情况相比电阻R2的值能够小、能降低损失。进一步，即使在晶体管Tr1导通的状态下，由于齐纳二极管Dz4的齐纳电位，将电阻R2作为通路也能供给足够的基极电流。

发明的效果

采用本发明，在起动时，由于当输入电源电压超过规定的电压时第1开关元件Q1就一齐导通开始振荡，特别在输入电源电压缓慢上升情况下能够防止起动不良的产生。还有，将所述规定的电压设定适当的值，当错误的将AC100V的商用电源投入到设计在AC230V的商用电源下动作的电源装置的情况下，也能够防止因错误的电源投入可能引起的误动作。在断开输入电源想使振荡停止时，由于当变成规定电压以下时使振荡停止，能够防止因初级电流的增加引起的变压器饱和、导通工作扩大而引起的误动作。还有，由于在一个起动停止电路中同时具有起动功能和振荡停止功能，与分别独立的设置两个电路的情况相比能够减少器件的数目。

还有，由于在起动停止电路上附加设置反馈电路，使起动更加可靠，还有，由于在起动电压和停止电压之间具有滞后特性，在输入电压发生振荡、瞬时停电等输入电压的变动不稳定的情况下，也能防止误动作，使起动更加可靠。还有，即使在振荡停止时，也能防止误动作使振荡可靠的停止，与此同时也能使输出电压的保持时间延长。

该发明特别是在电容串联连接在变压器的初级线圈上的半桥转换器中，能够消除迄今为止容易产生起动不良的问题。而且，由于不需要使用高耐压的闸流管、双端负阻开关元件等元件、也不需要在起动电路中使用充放电的电容，能够实现开关电源装置的低成本化、高效率化、小型轻量化。

Claims (11)

1.一种自激振荡式开关电源装置，它的输入电源和变压器(T)的初级线圈和第一开关元件(Q1)串联连接，整流滤波电路连接在变压器(T)的次级线圈上，在所述变压器(T)上具备产生略比例于初级线圈电压使所述第一开关元件(Q1)导通的电压的第一驱动线圈，开/关控制所述第一开关元件(Q1)自激振荡；其特征在于：

它具备起动停止电路，起动停止电路包含：

连接在所述第一开关元件(Q1)的控制端和源极端之间的开关器件；

把输入电源端子之间的输入电源电压作为电阻分压，把该分压的电压作为所述第一开关元件(Q1)的起动电压提供的第一电阻分压电路；

把输入电源端子之间的输入电源电压作为电阻分压，把该分压的电压作为所述开关器件的控制电压提供的第二电阻分压电路；

在输入电源端子之间的输入电源电压上升时，所述第二电阻分压电路的分压电压断开所述开关器件，而且所述第一电阻分压电路的分压电压成为使所述第一开关元件(Q1)导通的大小时，这时的所述输入电源电压已经达到起动开始输入电压，则断开所述开关器件，而且导通所述第一开关元件(Q1)，开始振荡，

在输入电源端子之间的输入电源电压下降时，所述第二电阻分压电路的分压电压成为使所述开关器件导通的大小时，这时的所述输入电源电压已经达到振荡停止输入电压，则导通所述开关器件，而且断开所述第一开关元件(Q1)，停止振荡，

设定所述第一电阻分压电路或第二电阻分压电路的值，使所述起动开始输入电压成为比所述振荡停止输入电压高的电压。

2.根据权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于：

在所述第一驱动线圈和所述起动停止电路的控制端之间设置反馈电路，反馈电路将第一驱动线圈的输出电压反馈到所述起动停止电路的控制端上以使所述开关器件断开。

3.根据权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于：

用第一晶体管构成所述开关器件，用连接在第一晶体管的控制端上的第二晶体管构成控制电路，

当所述输入电源电压超过规定的电压时，所述第二晶体管的基极·发射极间的电压超过所述第二晶体管的阈值电压，所述第二晶体管导通，所述第一晶体管的基极·发射极间的电压低于所述第一晶体管的阈值电压，所述第一晶体管截止，由此使所述第一开关元件(Q1)的栅极·源极间电压超过所述第一开关元件(Q1)的阈值电压，所述第一开关元件(Q1)导通，开始振荡，当所述输入电源电压低于规定的电压时，所述第二晶体管的基极·发射极间的电压低于所述第二晶体管的阈值电压，所述第二晶体管截止，所述第一晶体管的基极·发射极间的电压超过所述第一晶体管的阈值电压，所述第一晶体管导通，由此使所述第一开关元件(Q1)的栅极·源极间电压低于所述第一开关元件(Q1)的阈值电压，所述第一开关元件(Q1)断开，停止振荡。

4.根据权利要求3所述的开关电源装置，其特征在于：

比较所述第二晶体管基极·发射极间的阈值电压和第二电阻分压电路的分压电压，看该电阻分压电压是不是超过所述的阈值电压，由此检测所述输入电源电压是不是超过规定的电压以及所述输入电源电压是不是低于规定的电压。

5.根据权利要求4所述的开关电源装置，其特征在于：

在所述第二晶体管的基极·发射极电路上连接补偿该基极·发射极间电压的温度特性的齐纳二极管。

6.根据权利要求2所述的开关电源装置，其特征在于：

所述反馈电路将发生在所述第一驱动线圈上的电压施加在所述第二晶体管上，由至少包含串联连接的电阻和二极管的电路构成。

7.根据权利要求2所述的开关电源装置，其特征在于：

所述反馈电路将产生在所述第一驱动线圈上的电压施加在所述第二晶体管上，由至少包含串联连接的电阻和电容的电路构成。

8.根据权利要求2所述的开关电源装置，其特征在于：

所述反馈电路将产生在所述第一驱动线圈上的电压施加在所述第二晶体管上，由至少包含串联连接的二极管、电阻、齐纳二极管和与该二极管并联连接的电容的电路构成。

9.一种自激振荡式开关电源装置，其特征在于：

是在权利要求一所述的开关电源装置的结构中添加设置：

将电容(C)、电感(L)和变压器(T)的初级线圈的串联电路与第二开关元件(Q2)并联连接，第二开关元件(Q2)的一端与输入电源相连，另一端与所述第一开关元件(Q1)相连，

将第一二极管(D1)和第一电容(C1)并联连接到所述第一开关元件上，

将第二二极管(D2)和第二电容(C2)并联连接到所述第二开关元件上，

在变压器(T)上设置产生略比例于初级线圈电压使所述第二开关元件(Q2)导通的电压的所述第二驱动线圈，

而且，设置使所述第一及第二开关元件两个开关元件交互开/关、中间夹着两开关元件同时断开期间的开关控制电路，由此产生自激振荡。

10.根据权利要求9所述的开关电源装置，其特征在于：

使用变压器(T)具有的漏泄电感作为所述的电感(L)。

11.根据权利要求9所述的开关电源装置，其特征在于：

用场效应晶体管作为所述的第一开关元件(Q1)及第二开关元件(Q2)，由该场效应晶体管的寄生二极管及寄生电容构成所述第一、第二二极管及所述第一、第二电容。

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