JPH11341802A

JPH11341802A - 共振型ａｃ―ｄｃコンバ―タ装置

Info

Publication number: JPH11341802A
Application number: JP7826699A
Authority: JP
Inventors: Toshiyasu Suzuki; 利康鈴木
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 1998-02-14
Filing date: 1999-02-15
Publication date: 1999-12-10

Abstract

(57)【要約】【目的】高力率、ワン・コンバータ方式の、電圧ゼロ
又は電流ゼロ・スイッチングすることができる共振型Ａ
Ｃ−ＤＣコンバータ装置を提供することである。【構成】例えば図に示す通り、可制御スイッチング手
段６がオンで、交流電源１がブリッジ接続型整流回路２
とコイル９ａを介してコイル２５ａとコンデンサ１４を
直列共振させるときにダイオード１０がコンデンサ１４
の最大電圧をその交流電源電圧にクランプし、可制御ス
イッチング手段７がオンで、コイル２５ｂとコンデンサ
１４がコイル９ａを介して直列共振するときにダイオー
ド１１がコンデンサ１４の最小電圧を電圧ゼロにクラン
プし、オン制御回路５が可制御スイッチング手段６、７
を交互にオン制御する。その結果、その共振電流の振幅
はその交流電圧の振幅に同期してほとんど同じ様に変化
する。しかも、その共振動作で電圧ゼロ又は電流ゼロ・
スイッチングできるので、上記目的を達成できる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【技術分野】本発明は高力率で、ワン・コンバータ方式
の、電圧ゼロ又は電流ゼロ・スイッチングが可能な共振
型ＡＣ−ＤＣコンバータ装置に関する。

【０００２】

【背景技術】従来、高力率でワン・コンバータ方式のＡ
Ｃ−ＤＣコンバータ装置は有るが、加えて電圧ゼロ又は
電流ゼロ・スイッチングが可能な共振型のＡＣ−ＤＣコ
ンバータ装置は無かった。そこで、本発明は高力率で、
ワン・コンバータ方式の、電圧ゼロ又は電流ゼロ・スイ
ッチングが可能な共振型ＡＣ−ＤＣコンバータ装置を提
供することを目的としている。（発
明の目的）

【０００３】

【発明の開示】本発明は、１つ又は２つの前記交流電源
手段が前記第１又は第２のスイッチング手段群と共に
「前記整流手段と前記平滑用キャパシタンス手段」ある
いは「その出力側インダクタンス手段に前記整流手段と
前記平滑用キャパシタンス手段を接続した変圧手段の入
力側インダクタンス手段」を介して前記共振用キャパシ
タンス手段と前記第１又は第２の共振用インダクタンス
手段を直列共振させるときに、前記第１又は第２のクラ
ンプ手段によって前記共振用キャパシタンス手段の最
大、最小電圧を「前記交流電圧や電圧ゼロ」もしくは
「前記第１の交流電圧や前記第２の交流電圧」にクラン
プする様にしたので、その共振電流の振幅はその交流電
圧の振幅に同期してほとんど同じ様に変化する。その結
果、本発明の共振型ＡＣ−ＤＣコンバータ装置は高力率
で、ワン・コンバータ方式である。しかも、その共振動
作によって各前記スイッチング手段群は電圧ゼロ又は電
流ゼロ・スイッチングを行うことができる。
（発明の効果）ただし、スイッチング手段群が単数の場合も有る。

【０００４】

【発明を実施するための最良の形態】本発明をより詳細
に説明するために以下添付図面に従ってこれを説明す
る。図１の実施例は請求項１又は６記載の共振型ＡＣ−
ＤＣコンバータ装置に対応し、図１の実施例では以下の
通りそれぞれが前述した各構成要素に相当する。ａ）交流電源１が前述した交流電源手段に。ｂ）コンデンサ１４が前述した共振用キャパシタンス手
段に。ｃ）コイル２５ａ、２５ｂが前述した第１、第２の共振
用インダクタンス手段に。ｄ）ブリッジ接続型整流回路１２が前述した整流手段
に。ｅ）コンデンサ１３が前述した平滑用キャパシタンス手
段に。ｆ）変圧器９、１次巻線９ａ及び２次巻線９ｂが前述し
た変圧手段、入力側インダクタンス手段および出力側イ
ンダクタンス手段に。ｇ）「ブリッジ接続型整流回路２と可制御スイッチング
手段６」が前述した第１のスイッチング手段群に。ｈ）ダイオード１０が前述した第１のクランプ手段に。ｉ）可制御スイッチング手段７が前述した第２のスイッ
チング手段群に。ｊ）ダイオード１１が前述した第２のクランプ手段に。ｋ）オン制御回路５が前述したオン制御手段に。

【０００５】尚、３は電源スイッチ、４はヒューズで、
負荷は図示していない。また、コンデンサ１０１ｂ（、
１０１ａ）とコイル１０２は電源周波数の交流だけを通
し、高い共振周波数の交流を通さない電源フィルターを
構成する。さらに、オン制御回路５は所定の時間間隔で
可制御スイッチング手段６、７を交互にオン制御する
が、電源投入直後コンデンサ１３がまだ充電されていな
い場合「励磁されたコイル２５ａ、２５ｂがコンデンサ
１３に電流を流す期間」は長くなるので、コンデンサ１
３が所定電圧に充電されるまで各オン期間も長目に設定
しておく必要が有る。それから、コイル２５ａ、２５ｂ
と変圧器９はどれも空心でも磁心付きでも良い。そし
て、コイル２５ａ、２５ｂは磁気結合しなくても良い
し、両誘起電圧方向を同じ向きにして又は逆向きにして
磁気結合しても良い。さらに加えて、もし、ダイオード
１０に第２の共振用コンデンサを並列接続すると、コン
デンサ１４及びブリッジ接続型整流回路２と共にコンデ
ンサ・インプット型が等価的に構成されてしまうので、
その様な第２の共振用コンデンサの並列接続はできな
い。

【０００６】回路動作は次の通りである。電源スイッチ
３のオン直後コンデンサ１３、１４の各電圧をゼロと仮
定し、先ずオン制御回路５が可制御スイッチング手段６
をターン・オンさせると、交流電源１がコイル１０２、
ブリッジ接続型整流回路２、可制御スイッチング手段６
及び１次巻線９ａを介してコンデンサ１４とコイル２５
ａを共振させ、コンデンサ１４を充電する。この共振周
波数は交流電源１の周波数の数十倍〜数十万倍以上であ
る。途中コンデンサ１４の電圧がほぼ交流電源１のその
時の電圧瞬時値に達すると、ダイオード１０の印加電圧
は逆方向から順方向に変わり、さらにダイオード１０の
順電圧に達するので、ダイオード１０がターン・オンし
てコンデンサ１４の電圧をほぼ交流電源１のその時の電
圧瞬時値にクランプする。このため、コイル２５ａの電
流は１次巻線９ａ、ダイオード１０及び可制御スイッチ
ング手段６を介して流れ、減衰してゼロになる。尚、電
源投入後オン制御回路５が最初に可制御スイッチング手
段７をターン・オンさせても、コンデンサ１４の電圧は
ゼロだから共振電流は流れず、結局、次の可制御スイッ
チング手段６のオンから共振電流が流れ始め、電力変換
動作が開始する。

【０００７】次に、可制御スイッチング手段６のターン
・オフ後オン制御回路５が可制御スイッチング手段７を
ターン・オンさせると、ほぼ上記電圧瞬時値に充電され
たコンデンサ１４とコイル２５ｂが１次巻線９ａと可制
御スイッチング手段７を介して共振し、コンデンサ１４
は放電する。途中コンデンサ１４の電圧がほぼゼロにな
ると、ダイオード１１の印加電圧は逆方向から順方向に
変わり、さらにダイオード１１の順電圧に達するので、
ダイオード１１がターン・オンしてコンデンサ１４の電
圧をほぼ電圧ゼロにクランプする。このため、コイル２
５ｂの電流は可制御スイッチング手段７、ダイオード１
１及び１次巻線９ａを介して流れ、減哀してゼロにな
る。

【０００８】さらに、可制御スイッチング手段７のター
ン・オフ後オン制御回路５が可制御スイッチング手段６
をターン・オンさせると、コンデンサ１４の電圧はほぼ
ゼロだから、交流電源１がコイル１０２、ブリッジ接続
型整流回路２、可制御スイッチング手段６及び１次巻線
９ａを介してコンデンサ１４とコイル２５ａを共振さ
せ、コンデンサ１４を充電する。という具合に以後同様
に同じ事が繰り返され、交流電力が直流電力に変換され
てコンデンサ１３に供給される。その結果、コンデンサ
１４のピーク電圧絶対値は交流電源１のその時の交流電
圧絶対値にほぼクランプされるので、コンデンサ１４の
ピーク電流の大きさはその交流電圧の大きさに対応して
増減し、図１の実施例の力率は高くなる。しかも、可制
御スイッチング手段６、７は電流ゼロ・スイッチングを
行い、ダイオード１０、１１は電圧ゼロ又は電流ゼロ・
スイッチングを行うので、スイッチング・ノイズは小さ
い。

【０００９】図２の実施例は図１の実施例においてコイ
ル２５ａ、２５ｂを共通化して１つのコイル８にまとめ
た様なものである。さらにコイル８の代わりに変圧器９
の両リーケージ・インダクタンスを利用する方法も有
る。この事は後述する図３、図４、図６〜図８の各実施
例などについても言うことができる。

【００１０】図３の実施例ではコンデンサ１４が可制御
スイッチング手段６、７の接続点に接続されているた
め、図２の実施例の場合と一部違い「可制御スイッチン
グ手段６、１６とダイオード１０の直列回路」が前述し
た第１のクランプ手段に相当する。オン制御回路１５は
可制御スイッチング手段６、１６を同時に又は連携して
オン制御し、「可制御スイッチング手段６、１６」と
「可制御スイッチング手段７」を交互にオン制御する。
（参考：特願昭６２−５００８３１号）

【００１１】図４の実施例はブリッジ接続型で、請求項
２又は３記載の共振型ＡＣ−ＤＣコンバータ装置に対応
する。オン制御回路９０が可制御スイッチング手段６、
１６をオン制御するときコンデンサ１４の電圧の大きさ
がほぼ交流電源１のその時の電圧瞬時値であれば、可制
御スイッチング手段１６とダイオード１０の直列回路が
コンデンサ１４の電圧をほぼ交流電源１のその時の電圧
瞬時値にクランプし、ダイオード１０と可制御スイッチ
ング手段６の直列回路がコイル８の電流をバイパスす
る。また、オン制御回路９０が可制御スイッチング手段
７、１７をオン制御するときコンデンサ１４の電圧の大
きさがほぼ交流電源１のその時の電圧瞬時値であれば、
ダイオード１１と可制御スイッチング手段１７の直列回
路がコンデンサ１４の電圧をほぼ交流電源１のその時の
電圧瞬時値にクランプし、可制御スイッチング手段７と
ダイオード１１の直列回路がコイル８の電流をバイパス
する。その結果、コンデンサ１４のピーク電圧絶対値は
正負とも交流電源１のその時の交流電圧絶対値にクラン
プされるので、コンデンサ１４のピーク電流の大きさは
正負ともその交流電圧の大きさに対応して増減し、図４
の実施例の力率は高くなる。尚、ダイオード１０と可制
御スイッチング手段１７の直列回路がコンデンサ１４を
短絡するのをダイオード１８が阻止し、可制御スイッチ
ング手段１６とダイオード１１の直列回路がコンデンサ
１４を短絡するのをダイオード１９が阻止する。
（参考：特開平３−５６０７
３号）

【００１２】図５〜図７の各実施例は請求項１記載の共
振型ＡＣ−ＤＣコンバータ装置に対応し、交流電圧の極
性によって前述した各構成要素に相当するものが一部切
り換わる。具体的に言えば、図６の実施例では前述した
「交流電源手段（交流電源１）、変圧手段（変圧器
９）、共振用インダクタンス手段（コイル８）、共振用
キャパシタンス手段（コンデンサ１４）、整流手段（ブ
リッジ接続型整流回路１２）、平滑用キャパシタンス手
段（コンデンサ１３）及びオン制御手段（オン制御回路
５）」を除いて、交流電源１が出力する交流電圧の極性
によってダイオード２０、２３がオンになったり、ダイ
オード２１、２２がオンになったりする度に以下の通り
前述した各構成要素に相当するものが切り換わる。

【００１３】（１）ダイオード２０、２３がオンになる
交流電圧極性の場合：ａ）ダイオード２０と可制御スイッチング手段６が前述
した第１のスイッチング手段群に。ｂ）ダイオード１０が前述した第１のクランプ手段に。ｃ）可制御スイッチング手段７とダイオード２３が前述
した第２のスイッチング手段群に。ｄ）ダイオード１１が前述した第２のクランプ手段に。（２）ダイオード２１、２２がオンになる交流電圧極性
の場合：ａ）可制御スイッチング手段７とダイオード２１が前述
した第１のスイッチング手段群に。ｂ）ダイオード１１が前述した第１のクランプ手段に。ｃ）ダイオード２２と可制御スイッチング手段６が前述
した第２のスイッチング手段群に。ｄ）ダイオード１０が前述した第２のクランプ手段に。

【００１４】尚、共振用のコンデンサ２４を図５〜図７
各図の様に追加接続した実施例も可能である。また、図
６の実施例でダイオード１０、１１、２０〜２３それぞ
れの代わりに１方向性（＝逆阻止型）可制御スイッチン
グ手段を１つずつ使用し、可制御スイッチング手段６、
７それぞれを短絡し、それら１方向性可制御スイッチン
グ手段を３つずつ交互にオン制御するオン制御手段をオ
ン制御回路５の代わりに使用した実施例も可能である。
さらに、図６、図７の各実施例の場合その共振電流が流
れる各閉回路で生じるスイッチング手段での電圧降下の
総和は図２、図３の各実施例の場合に比べ『ダイオード
１個分の順電圧だけ少なくて済み、エネルギー損失を低
減できる』という利点が有る。１２０５はオン制御回路
である。

【００１５】図８の実施例は請求項２又は３記載の共振
型ＡＣ−ＤＣコンバータ装置に対応する。図８の実施例
では交流電源１と変圧器２９が２つの交流電源手段を形
成していると考えることもできるし、互いに逆位相であ
る２つの交流電圧を供給する１つの交流電源手段を形成
していると考えることもできる。

【００１６】図９の実施例は後述する図３４の実施例と
トランジスタ２８とトランジスタ１０８の接続位置等が
違うだけである。図中２００は（入力側）ノイズ・フィ
ルタ回路、２０１は（出力側）ノイズ・フィルタ回路で
ある。オン制御回路１２０５はプラスのゲート電圧とマ
イナスのゲート電圧を交互に出力する。コイル２５ａ、
２５ｂは、どちらも空心でも磁心付きでも良いし、ま
た、磁気結合しなくても良いし、両誘起電圧方向を同じ
向きに又は逆向きにして磁気結合しても良い。

【００１７】図１０の実施例は図２の実施例を利用した
もので、交流電源側に電源周波数の交流を通過させ、ノ
イズを阻止する電源フィルター（コイル１０２とコンデ
ンサ１０１ａ、１０１ｂ）が接続され、パワーＭＯＳ・
ＦＥＴ等が使用され、１１１は負荷である。変圧器１０
９と両ダイオード１１０はトランジスタ１０７、１０８
の各主電流から各ゲート駆動電圧を形成して各トランジ
スタに正帰還する。「各ゲート・ソース間に逆向きに２
つずつ直列接続されるツェナー・ダイオード２６のツェ
ナー電圧と順電圧の和は」各ゲート駆動電圧絶対値より
大きく、各ゲート・ソース間耐電圧絶対値より小さく設
定されるので、通常各ツェナー・ダイオード２６には電
流は流れない。各抵抗２７は高抵抗で良い。「『サイリ
スタ１０５とツェナー・ダイオード１０６が形成するＳ
ＵＳ（シリコン・ユニラテラル・スイッチ）等価回
路』、抵抗１０３及びコンデンサ１０４等」は「脈流電
圧がゼロからゼロに近い所定値に達する度に起動トリガ
ー・パルスを出力する起動トリガー回路」を構成し、交
流電源電圧がゼロ付近の間この装置が動作停止する場合
に交流電源電圧のほぼ半周期ごとにトリガー・パルスを
駆動用の変圧器１０９に出力して、この装置を繰返し起
動する。トランジスタ１０７、１０８の代わりにＮチャ
ネル型ＩＧＢＴ又は絶縁ゲート型トランジスタ又はＧＴ
ＢＴ等を１つずつ使用できる。（参考：特開平３−５６
０７３号、特開平２−２９９４７４号）

【００１８】図１１の実施例は「図１０の実施例におい
て変圧器９、１０９を１つにまとめ、２次巻線１０９
ｂ、１０９ｃを１次巻線９ａに磁気結合する等したも
の」である。この場合ブリッジ接続型整流回路１２とコ
ンデンサ１３等が図１０の実施例中の両ダイオード１１
０と同様に大まかに定電圧手段の役割を果たすので、両
ダイオード１１０は要らなくなる。図中１１２は起動ア
シスト手段（あるいは突入電流防止手段）で、その２例
を図１２に示す。コンデンサ１３の電圧が所定値以下の
場合ブリッジ接続型整流回路１２を電圧降下手段（例：
抵抗）を介してコンデンサ１３に接続し、コンデンサ１
３の電圧が所定値に達したら両者を直結する。その作用
は「電源投入直後コンデンサ１３の電圧は例えばゼロだ
から、コンデンサ１３がブリッジ接続型整流回路１２と
変圧器１１３を通じて各ゲート・ソース間を短絡して起
動し難くするのを防止する」ことである。（参考：実開
昭６３−１１３４８６号、特開平３−１７８５５６号、
実開平７−２７２９３号、特開平４−９６６２１号、特
開平５−１５０５４号、特開平９−５１６７７号）

【００１９】図１３〜図４７各図に周波数制御方式を用
いて定電圧制御する実施例を１つずつそのオン制御回路
部を除いて示す。各図中２００は（入力側）ノイズ・フ
ィルタ回路、２０１は（出力側）ノイズ・フィルタ回
路、Ｖｏｕｔは出力電圧、１８１、１８２は駆動信号で
ある。図１４、図１６、図１８、図２１、図２３、図２
７の各実施例では変圧器は使用されず、コイル８は直接
ブリッジ接続型整流回路１２を介して平滑用コンデンサ
に接続されている。図２９〜図３３の各実施例では主回
路自体が前述した整流手段を兼ねる。図３４〜図４７の
各実施例も可能である。ここで具体的にノイズ・フィル
タ回路２００の３例を図５６に示し、ノイズ・フィルタ
回路２０１の２例を図５７に示し、そのオン制御回路部
の１例を図５８に示す。図５８中Ｖｒｅｆは基準電圧、
２０３は誤差増幅器、２０４はＶ（電圧）／Ｆ（周波
数）コンバータ回路、２０５は２相分割回路、２０６は
ドライバ回路である。誤差増幅器２０３の３例を図５９
〜図６１に、Ｖ／Ｆコンバータ回路２０４の１例を図６
２に、２相分割回路２０５の１例を図６３に、ドライバ
回路２０６の２例を図６６〜図６７に、それぞれ示す。

【００２０】図５９の誤差増幅器は差動増幅器を基本と
しており、図６０、図６１の各誤差増幅器はヒステリシ
スを持つコンパレータを使用している。図６２のＶ／Ｆ
コンバータ回路は、パルス幅（ＯＮ時間幅）が固定で、
周波数を可変制御できる発振回路の基本型で、無安定マ
ルチバイブレータ回路の片方の時定数を入力される電圧
に従って可変制御する構成になっている。その固定パル
ス幅は電力変換部の共振回路の半周期から少し大き目に
設定される。図６３の２相分割回路はＮＯＴ回路、Ｊ−
Ｋフリップ・フロップ及びＮＡＮＤ回路を組み合わせた
ものである。図６６のドライバ回路は変圧器を用いた絶
縁駆動型で、同時にＭＯＳ・ＦＥＴ２つを駆動する様に
なっている。図４７の実施例の様にＭＯＳ・ＦＥＴ１つ
を駆動するだけで良い場合は一方の２次巻線などは要ら
ないが、ＭＯＳ・ＦＥＴを３つ、４つと駆動する必要が
有る場合さらに２次巻線などを１つ、２つと追加すれば
良い。フォト・カプラー等を使って絶縁駆動しても構わ
ない。図６３の各ＮＡＮＤ回路をＡＮＤ回路にすれば後
述する図６７のドライバ回路を使うことができる。

【００２１】参考：ａ）１９８３年に産報出版（株）が出版の『スイッチン
グレギュレータ』ｂ）昭和５６年にＣＱ出版（株）が出版の『解析パワー
・サプライ』ｃ）昭和６０年にＣＱ出版（株）が出版の『スイッチン
グ・レギュレータ設計ノウハウ』

【００２２】誤差増幅器２０３、Ｖ／Ｆコンバータ回路
２０４、２相分割回路２０５及び両ドライバ回路２０６
の各電源の取り方の１例として例えば図１３の実施例に
おいて次の方法が有る。ノイズ・フィルタ回路２００の
出力側に別のブリッジ接続型整流回路、平滑回路および
絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路を接続して、この直流
出力をダイオードを介してこれら制御回路部に供給す
る。同時に本体の直流出力電圧Ｖｏｕｔもダイオードを
介してこれら制御回路部に供給する。つまり、並列給電
である。コンデンサ１３の電圧を検出する電圧検出回路
を設け、電源投入後そのＤＣ−ＤＣコンバータ回路がそ
れら制御回路部を起動させ、コンデンサ１３の電圧が所
定値（制御回路部の動作が可能な電源電圧）以上になっ
たら、その電圧検出回路に従って動作する動作停止回路
が直接又はフォト・カプラー等の絶縁型信号伝達手段を
通じてそのＤＣ−ＤＣコンバータ回路の動作を停止させ
る。

【００２３】定電圧制御せず簡単に図１３〜図４７の各
主回路に図６４のオン制御回路を組み合わせた各実施例
も可能である。図６４中５９、６０はＡＮＤ回路、６１
はＴ型フリップ・フロップ、６２は単安定マルチバイブ
レータ、６３は発振回路である。ドライバ回路２０６の
１例を図６７に示す。このドライバ回路はフォト・カプ
ラー（発光・受光ダイオード群対）を用いた絶縁駆動型
で、同時に２つのＭＯＳ・ＦＥＴを駆動する様になって
いる。ＭＯＳ・ＦＥＴを１つ駆動するだけで良い場合一
方のフォト・カプラー等は要らないが、ＭＯＳ・ＦＥＴ
を３つ、４つと駆動する必要が有る場合さらにフォト・
カプラー等を１つ、２つと追加すれば良い。他の絶縁駆
動手段（例：パルス・トランス、圧電トランス等。）等
を使って絶縁駆動しても構わない。図６４の各ＡＮＤ回
路をＮＡＮＤ回路にすれば図６６のドライバ回路を使う
ことができる。図６５にその各部動作波形を示す。単安
定マルチバイブレータ６２は通常ハイ・レベルの安定状
態にあり、トリガーによってロー・レベルの準安定状態
に移行する。（参考：特公昭４９−２１８４９号）

【００２４】簡単な定出力電圧制御として出力電圧Ｖｏ
ｕｔを検出し、その大きさが第１の所定値に達したら各
ＭＯＳ・ＦＥＴのオン制御を止めて全てオフ制御し、そ
の大きさが第２の所定値まで小さくなったら各オン・オ
フ制御を開始する方法も有る。あるいは、「双方向スイ
ッチとコンデンサの直列回路」を複数個コンデンサ１４
に並列接続し、その出力電流もしくは出力電圧に応じて
所定数の双方向スイッチをオン制御する定出力電圧制御
方法も有る。

【００２５】尚、図３５の実施例ではトランジスタ１０
７がオンの時コンデンサ１４の電圧がその時の脈流電圧
の瞬時値になると、それまで逆電圧のためにオフだった
ダイオード１０がターン・オンするので、コイル８の電
流はダイオード１１、コンデンサ１３等およびダイオー
ド１０を環流する。同様にトランジスタ１０８がオンの
時コンデンサ１４の電圧がゼロになると、それまで逆電
圧のためにオフだったダイオード１１がターン・オンす
るので、コイル８の電流はダイオード１１、コンデンサ
１３等およびダイオード１０を環流する。図３７の実施
例は図３５の実施例においてコイル８の接続位置をコン
デンサ１３の隣りに移したものである。図３９の実施例
は図３７の実施例においてコンデンサ１３とコイル８の
直列回路をダイオードを介さずに直接トランジスタ１０
７、１０８に接続したもので、このためその部品点数は
ダイオード２個分少ない。図４０の実施例は図３９の実
施例においてトランジスタ１０７の接続位置を入れ換え
たものである。（参考：特開昭６０−２３７１７４号）

【００２６】図３３の実施例は図２７の実施例の回路構
成を簡単化したものである。図３０の実施例はコイル８
に一方向の電流しか流れないことを利用してコイル８に
コンデンサ１３等を直列接続し、コンデンサ１４の電圧
をブリッジ接続型整流回路２の整流電圧（脈流電圧）に
クランプするためにダイオード１０を接続したものであ
る。図２９の実施例は図３０の実施例を改良してコンデ
ンサ１４の充電時と放電時に別々のコイル８に電流を流
す様にしたので、一方のコイル８の電流が一方のダイオ
ード１０を介してコンデンサ１３等を環流している間に
他方のコイル８はコンデンサ１４と共に共振動作を行う
ことができ、図３０の実施例に比べて出力電流を増大さ
せることがてきる。図３１の実施例では共振電流が流れ
るダイオードの数は図３０の実施例に比べて１つ少な
く、順電圧１個分の電圧降下を節約できるので、電圧損
失とエネルギー損失を低減できる。図３２の実施例はセ
ンター・タップ型のコイル１３４を使っているが、図３
０の実施例に比べてトランジスタ数は２つ少なくて済
む。この場合コイル１３４とコンデンサ１４が共振用キ
ャパシタンス手段を構成する。（参考：特願平９−１
６４８５８号の図１）

【００２７】図４７の実施例も可能で、２０３は誤差増
幅器、２０４はＶ／Ｆコンバータ回路、２０６はドライ
バ回路である。図４１〜図４６の各実施例では共振用の
コイル８又は２５ａ、２５ｂは出力側ブリッジ接続型整
流回路の出力側に接続されているので、コンデンサ１４
の電圧がその時の脈流電圧の瞬時値あるいは電圧ゼロに
なると、コイル８の電流はその出力側ブリッジ接続型整
流回路とコンデンサ１３等を環流する。そのため、図４
１〜図４６の各実施例は図１、図１４の各実施例などと
違い電圧クランプ用または環流用のダイオード１０、１
１等を必要としないため『部品点数が少ない』という利
点が有る。

【００２８】図４８〜図５５の各実施例も可能である。
例えば図４８の実施例ではコイル２５ａとコンデンサ１
４が共振アシスト手段の役割を果たし、コイル２５ｂと
コンデンサ１４が共振してコンデンサ１３にエネルギー
を供給するのをアシストする。図４９の実施例では逆に
コイル２５ｂとコンデンサ１４が共振アシスト手段の役
割を果たす。図５０、図５１の各実施例では「コイル２
５ａとコンデンサ１４」と「コイル２５ｂとコンデンサ
１４」が互いに相手の共振アシスト手段の役割を果た
す。

【００２９】最後に以下の事を補足する。ａ）交流電源１の代わりに前述の交流電源手段として他
に交流発電機等が有る。ｂ）各実施例において一部構成要素の「置換え」もしく
は「変更」もしくは「追加」等によって新実施例（派生
実施例）が派生するが、各実施例あるいはそれから派生
する各派生実施例において各可制御スイッチング手段を
それと相補関係に有る可制御スイッチング手段（例：Ｎ
チャネル型ＭＯＳ・ＦＥＴに対するＰチャネル型ＭＯＳ
・ＦＥＴ等。）で１つずつ置き換え、電圧極性あるいは
電圧方向の有る各構成要素（例：直流電源、ダイオード
等。）の向きを逆にした「元の（派生）実施例に対して
電圧極性あるいは電圧方向に関して対称的な関係に有る
実施例」もまた可能である。

【００３０】ｃ）各実施例あるいはそれから派生する各
派生実施例において各ダイオードの代わりに非可制御ス
イッチング手段として特開平９−２７０６８７号に開示
されている非可制御スイッチング手段を１つずつ使用し
た各実施例も可能である。ｄ）図２〜図４、図６〜図８等の各実施例あるいはそれ
から派生する各派生実施例において共振用インダクタン
ス手段としてコイル８の代わりに変圧器９等の両リーケ
ージ・インダクタンスを使っても良い。ｅ）図２〜図４、図６〜図８等の各実施例あるいはそれ
から派生する各派生実施例において変圧器９とブリッジ
接続型整流回路１２の組合せの代わりに「１つの１次巻
線と２つの２次巻線を持つ変圧器」とセンター・タップ
型整流回路の組合せを使っても良い。

【００３１】ｆ）各実施例あるいはそれから派生する各
派生実施例においてブリッジ接続型整流回路２の代わり
に１つの１次巻線と２つの２次巻線を持つ変圧器とセン
ター・タップ型整流回路を組み合わせたものを使っても
良いし、１つのダイオードによる半波整流回路を使って
も良い。ｇ）図１〜図４、図６の各実施例において可制御スイッ
チング手段６、７、１６、１７それぞれとしてはバイポ
ーラ・トランジスタ、ＭＯＳ・ＦＥＴ、ＳＩＴ、ＩＧＢ
Ｔ、各種の絶縁ゲート型トランジスタ、ＧＴＢＴ（接地
した溝形電極を持つバイボーラ型電界効果トランジス
タ）、接合型ＦＥＴ、サイリスタ、ＧＴＯサイリスタ、
ＳＩサイリスタ又は「自己保持機能を持つ可制御スイッ
チング手段（例：特願昭６２−５０４７８５号な
ど。）」等が有る。

【００３２】ｈ）図１の実施例は図２の実施例において
コイル８をセンター・タップ型コイル化などしたもので
あるが、同様に図３〜図４、図６〜図８等の各実施例に
おいてコイル８をセンター・タップ型コイル化などした
ものが可能。ｉ）図１、図２、図４の各実施例において図５の実施例
の様に各可制御スイッチング手段６（、１７）の代わり
にＮチャネル型のパワーＭＯＳ・ＦＥＴ、ＩＧＢＴ、各
種の絶縁ゲート型トランジスタ又はＧＴＢＴを１つずつ
使用し、各可制御スイッチング手段７（、１６）の代わ
りにＰチャネル型のパワーＭＯＳ・ＦＥＴ、ＩＧＢＴ、
各種の絶縁ゲート型トランジスタ又はＧＴＢＴを１つず
つ使用し、各ゲート同士を図７の実施例の様に接続した
実施例も可能である。

【００３３】ｊ）各実施例では磁心付きの変圧器を利用
する例を主に開示しているが、もちろんそれは空心の変
圧器でも構わない。ｋ）図２９〜図３２の各実施例では各可制御スイッチン
グ手段として「パワーＭＯＳ・ＦＥＴとダイオードの直
列回路」を用いているが、それぞれの代わりに「双方向
性の可制御スイッチング手段」又は「２つのパワーＭＯ
Ｓ・ＦＥＴあるいはＧＴＢＴ等のゲート同士、ソース同
士を接続したＡＣスイッチ」又は「ダイオード・ブリッ
ジ接続型整流回路の両整流出力端子間に可制御スイッチ
ング手段を接続したＡＣスイッチ」を１つずつ使用した
各実施例も可能である。

【００３４】１）図６、図２８の各実施例またはその派
生実施例において「１次巻線９ａ等の代わりに負荷」あ
るいは「１次巻線９ａ等とコイル８の代わりに誘導性負
荷（例：誘導加熱用コイル等。）」を接続した電力変換
装置が一般的に考えられる。この場合コンデンサ１
４（、２４）の電圧をゼロとその時の交流電圧にクラン
プできるという利点が有る。さらに、ダイオード１０、
１１を取り外した電力変換装置も一般的に考えられる。ｍ）蛇足ながら図２９〜図４７の各実施例においてブリ
ッジ接続型整流回路２等の代わりに直流電源を接続すれ
ば共振型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路ができる。

【図面の簡単な説明】

【図１〜図１１】各図は本発明の実施例を１つずつ示す
回路図である。

【図１２】図１１の実施例の構成要索を１つずつ示す回
路図である。

【図１３〜図５５】各図は本発明の実施例を１つずつ示
す回路図である。

【図５６】各実施例の構成要素であるノイズ・フィルタ
ー回路を３例示す回路図である。

【図５７】各実施例の構成要素であるノイズ・フィルタ
ー回路を２例示す回路図である。

【図５８】実施例の構成要素である制御回路部の１例を
示すブロック図である。

【図５９〜図６１】各図は制御回路の構成要素である誤
差増幅器を１例ずつ示す回路図である。

【図６２】制御回路の構成要素であるＶ／Ｆコンバータ
回路の１例を示す回路図である。

【図６３】制御回路の構成要素である２相分割回路の１
例を示す回路図である。

【図６４】実施例の構成要素である制御回路部の１例を
示すブロック図である。

【図６５】図６４の制御回路の各部動作波形を示す動作
波形図である。

【図６６〜図６７】各図は制御回路の構成要素であるド
ライバ回路を１例ずつ示す回路図である。

【符号の説明】

５、１５、９０、１２０５オン制御回路１１１負荷１１２起動アシスト手段１８１、１８２駆動信号２００（入力側）フィルタ回路２０１（出力側）フィルタ回路２０３誤差増幅器Ｖｒｅｆ基準電圧Ｖｏｕｔ出力電圧２０４Ｖ／Ｆコンバータ回２０５２相分割回路２０６ドライバ回路

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】交流電圧を供給する交流電源手段と、共
振用キャパシタンス手段と、第１、第２の共振用インダ
クタンス手段と、整流手段と、前記整流手段の出力電圧
を平滑する平滑用キャパシタンス手段と、「前記整流手
段と前記平滑用キャパシタンス手段」あるいは「その出
力側インダクタンス手段に前記整流手段と前記平滑用キ
ャパシタンス手段を接続した変圧手段の入力側インダク
タンス手段」を介して前記交流電源手段、前記共振用キ
ャパシタンス手段および前記第１の共振用インダクタン
ス手段と共に第１の閉回路を形成する第１のスイッチン
グ手段群と、前記第１の閉回路が形成されているときに
前記共振用キャパシタンス手段が前記交流電圧の瞬時値
の大きさに充電されると前記共振用キャパシタンス手段
の電圧を前記交流電圧にクランプする第１のクランプ手
段と、「前記整流手段と前記平滑用キャパシタンス手
段」あるいは前記入力側インダクタンス手段を介して前
記共振用キャパシタンス手段と前記第２の共振用インダ
クタンス手段と共に第２の閉回路を形成する第２のスイ
ッチング手段群と、前記第２の閉回路が形成されている
ときに前記共振用キャパシタンス手段が放電して電圧ゼ
ロになると前記共振用キャパシタンス手段の電圧を電圧
ゼロにクランプする第２のクランプ手段と、前記第１の
スイッチング手段群と前記第２のスイッチング手段群を
順番に繰り返してオン制御するオン制御手段、を有する
ことを特徴とする共振型ＡＣ−ＤＣコンバータ装置。
【請求項２】第１の交流電圧を供給する第１の交流電
源手段と、第２の交流電圧を供給する第２の交流電源手
段と、共振用キャパシタンス手段と、第１、第２の共振
用インダクタンス手段と、整流手段と、前記整流手段の
出力電圧を平滑する平滑用キャパシタンス手段と、「前
記整流手段と前記平滑用キャパシタンス手段」あるいは
「その出力側インダクタンス手段に前記整流手段と前記
平滑用キャパシタンス手段を接続した変圧手段の入力側
インダクタンス手段」を介して前記第１の交流電源手
段、前記共振用キャパシタンス手段および前記第１の共
振用インダクタンス手段と共に第１の閉回路を形成する
第１のスイッチング手段群と、前記第１の閉回路が形成
されているときに前記共振用キャパシタンス手段が前記
第１の交流電圧の瞬時値の大きさに充電されると前記共
振用キャパシタンス手段の電圧を前記第１の交流電圧に
クランプする第１のクランプ手段と、「前記整流手段と
前記平滑用キャパシタンス手段」あるいは前記入力側イ
ンダクタンス手段を介して前記第２の交流電源手段、前
記共振用キャパシタンス手段および前記第２の共振用イ
ンダクタンス手段と共に第２の閉回路を形成する第２の
スイッチング手段群と、前記第２の閉回路が形成されて
いるときに前記共振用キャパシタンス手段が前記第２の
交流電圧の瞬時値の大きさに充電されると前記共振用キ
ャパシタンス手段の電圧を前記第２の交流電圧にクラン
プする第２のクランプ手段と、前記第１のスイッチング
手段群と前記第２のスイッチング手段群を順番に繰り返
してオン制御するオン制御手段、を有することを特徴と
する共振型ＡＣ−ＤＣコンバータ装置。
【請求項３】前記第１、第２の交流電源手段が共通
で、前記第１、第２の閉回路の各形成時に互いに逆向き
の電流が前記共振用キャパシタンス手段に流れる様に各
前記閉回路が形成されていることを特徴とする請求項２
記載の共振型ＡＣ−ＤＣコンバータ装置。
【請求項４】前記第１、第２の共振用インダクタンス
手段が共通であることを特徴とする請求項１、２又は３
記載の共振型ＡＣ−ＤＣコンバータ装置。
【請求項５】前記変圧手段を有する場合で有って、共
通の前記共振用インダクタンス手段として前記変圧手段
の両リーケージ・インダクタンスを用いたことを特徴と
する請求項１、２、３又は４記載の共振型ＡＣ−ＤＣコ
ンバータ装置。
【請求項６】前記変圧手段を有する場合で有って、前
記出力側インダクタンス手段が１つのインダクタンス手
段であり、前記整流手段としてブリッジ接続型整流回路
を用いたことを特徴とする請求項１〜５記載のいずれか
１項に共振型ＡＣ−ＤＣコンバータ装置。
【請求項７】前記変圧手段を有する場合で有って、前
記出力側インダクタンス手段がセンター・タップ型であ
り、前記整流手段としてセンター・タップ型整流回路を
用いたことを特徴とする請求項１〜５記載のいずれか１
項に記載の共振型ＡＣ−ＤＣコンバータ装置。