JPH11332234A - 共振型ａｃ−ｄｃコンバータ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 高力率で電圧ゼロ又は電流ゼロ・スイッチン
グすることができるワン・コンバータ方式の共振型ＡＣ
−ＤＣコンバータ装置を提供することである。 【構成】 例えば交流電源にダイオード・ブリッジ接続
型整流回路を接続し、その一方の電源端子にコンデンサ
を接続し、そのコンデンサの開放端にＰＭＯＳとＮＭＯ
Ｓの各ソースを接続し、その整流回路のプラス出力端子
と前記ＮＭＯＳのドレインの間に第１のコイルを接続
し、その整流回路のマイナス出力端子と前記ＰＭＯＳの
ドレインの間に第２のコイルを接続し、両前記コイルを
誘起電圧方向を揃えて磁気結合し、両前記コイルに第３
のコイルを磁気結合し、前記第３のコイルの両出力端子
間に「それら励磁エネルギーを取り出すためのダイオー
ド」と平滑コンデンサを直列接続し、それらＭＯＳを交
互にオン制御するオン制御手段（図示せず。）を設けた
ことを特徴とする。これにより上記目的を達成できる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【技 術 分 野】第１発明は力率改善機能を持つワン
・コンバータ方式の、電圧ゼロ又は電流ゼロ・スイッチ
ングが可能な共振型ＡＣ−ＤＣコンバータ装置に関す
る。

【０００２】

【背 景 技 術】従来、力率改善機能を持つワン・コ
ンバータ方式のＡＣ−ＤＣコンバータ装置は有るが、加
えて電圧ゼロ又は電流ゼロ・スイッチングが可能な共振
型のＡＣ−ＤＣコンバータ装置は無かった。そこで、第
１発明は力率改善機能を持つワン・コンバータ方式の、
電圧ゼロ又は電流ゼロ・スイッチングが可能な共振型Ａ
Ｃ−ＤＣコンバータ装置を提供することを目的としてい
る。 （第１発明の目的）

【０００３】

【第 １ 発 明 の 開 示】即ち、第１発明は、交
流電圧を供給する第１の交流電源手段と、第１のキャパ
シタンス手段と、第１のインダクタンス手段と、前記第
１の交流電源手段が前記第１のキャパシタンス手段と前
記第１のインダクタンス手段を直列共振させて前記第１
のキャパシタンス手段を所定方向に充電する第１の閉回
路をこれらと共に形成する第１のスイッチング手段群
と、第２のスイッチング手段群と、前記第１のキャパシ
タンス手段と前記第２のスイッチング手段群と共に第２
の閉回路を形成し、その形成時に前記第１のキャパシタ
ンス手段と共に直列共振する第２のインダクタンス手段
を持ち、そして、前記第１のキャパシタンス手段の電圧
を反転させるか又はゼロにする共振アシスト手段と、前
記第１又は第２のインダクタンス手段の磁気エネルギー
から一方向の電圧のみを取り出すために前記第１又は第
２のインダクタンス手段と磁気結合される第３のインダ
クタンス手段と、前記一方向の電圧に対して順方向とな
る様に前記第３のインダクタンス手段に接続される整流
手段と、前記整流手段が出力する整流電圧を平滑する第
２のキャパシタンス手段と、前記第１のスイッチング手
段群と前記第２のスイッチング手段群を順番に繰り返し
てオン制御するオン制御手段、を有する共振型ＡＣ−Ｄ
Ｃコンバータ装置である。ただし、スイッチング手段群
が単数の場合も有る。

【０００４】このことによって、前記第１のスイッチン
グ手段群の全てがターン・オンして前記第１の閉回路が
形成されると、前記第１のキャパシタンス手段の共振電
流が前記第１の交流電源手段から前記第１のスイッチン
グ手段群と前記第１のインダクタンス手段を経て前記第
１のキャパシタンス手段へ電流ゼロから流れ始める。
「前記第３のインダクタンス手段が前記第１のインダク
タンス手段に磁気結合されていない場合」その後、その
共振電流は電流ゼロになって止まる。

【０００５】一方、「前記第３のインダクタンス手段が
前記第１のインダクタンス手段に磁気結合される場合」
その後、前記第１のインダクタンス手段の電圧が反転
し、その大きさが所定値になると、前記整流手段の電圧
が逆電圧から順電圧になり、前記整流手段が電圧ゼロ・
スイッチングでターン・オンする。このため、それまで
励磁されていた前記第１のインダクタンス手段の励磁エ
ネルギーが前記第３のインダクタンス手段の電流となっ
て前記整流手段を介して前記第２のキャパシタンス手段
に供給されるので、前記第１のキャパシタンス手段の共
振電流は早目に減少してゼロになったり、あるいは、途
切れてゼロになったりする。その後、前記励磁エネルギ
ーが使い果たされて、前記第３のインダクタンス手段の
電流がゼロとなり、前記整流手段はターン・オフする。

【０００６】結局、どちらの場合も電流ゼロ・スイッチ
ング又は電圧ゼロ・スイッチングが行われる。尚、前述
した所定値は「前記整流手段の電圧降下と前記第２のキ
ャパシタンス手段の電圧の和」と「前記第１、第３のイ
ンダクタンス手段の昇圧比または降圧比または電圧比１
（巻数比１のとき）」の積で決まる。

【０００７】それから、前記第２のスイッチング手段群
の全てがターン・オンして前記第２の閉回路が形成され
ると、前記第１のキャパシタンス手段の共振電流が前記
第２のスイッチング手段群と「前記第２のインダクタン
ス手段を持つ共振アシスト手段」を経て電流ゼロから流
れ始める。「前記第３のインダクタンス手段が前記第２
のインダクタンス手段に磁気結合されていない場合」そ
の後、その共振電流は電流ゼロになって止まる。

【０００８】一方、「前記第３のインダクタンス手段が
前記第１のインダクタンス手段に磁気結合される場合」
その後、前記第２のインダクタンス手段の電圧が反転
し、その大きさが所定値になると、前記整流手段の電圧
が逆電圧から順電圧になり、前記整流手段が電圧ゼロ・
スイッチングでターン・オンする。このため、それまで
励磁されていた前記第２のインダクタンス手段の励磁エ
ネルギーが前記第３のインダクタンス手段の電流となっ
て前記整流手段を介して前記第２のキャパシタンス手段
に供給されるので、前記第１のキャパシタンス手段の共
振電流は早目に減少してゼロになったり、あるいは、途
切れてゼロになったりする。その後、前記励磁エネルギ
ーが使い果たされて、前記第３のインダクタンス手段の
電流がゼロとなり、前記整流手段はターン・オフする。

【０００９】結局、どちらの場合も電流ゼロ・スイッチ
ング又は電圧ゼロ・スイッチングが行われる。尚、前述
した所定値は「前記整流手段の電圧降下と前記第２のキ
ャパシタンス手段の電圧の和」と「前記第２、第３のイ
ンダクタンス手段の昇圧比または降圧比または電圧比１
（巻数比１のとき）」の積で決まる。

【００１０】後は同様に前記第１、第２の閉回路が順番
に繰り返して形成され、前記第１、第２のスイッチング
手段群および前記整流手段のそれぞれは電圧ゼロ・スイ
ッチング又は電流ゼロ・スイッチングする。
（ 効 果 ）

【００１１】また、前記第１のキャパシタンス手段を流
れる共振電流の大きさはほぼ「前記交流電圧の瞬時値の
大きさ」に対応するので、力率は高くなる。（高力率機
能）

【００１２】第１発明が請求項２記載の共振型ＡＣ−Ｄ
Ｃコンバータ装置に対応する場合、前記第１のインダク
タンス手段、又は、前記第２のインダクタンス手段、又
は、これら両方が前記第３のインダクタンス手段を兼ね
る。

【００１３】第１発明が請求項３記載の共振型ＡＣ−Ｄ
Ｃコンバータ装置に対応する場合、前記第２の閉回路に
は交流電源手段は含まれず、前記第２のインダクタンス
手段は前記第２の閉回路の形成時に前記第１のキャパシ
タンス手段を放電させ、その電圧をゼロにするか又は反
転させ、次の前記第１の閉回路が形成される時に前記第
１のキャパシタンス手段と前記第１のインダクタンス手
段が共振するのをアシストする。

【００１４】第１発明が請求項４記載の共振型ＡＣ−Ｄ
Ｃコンバータ装置に対応する場合、前記第２の閉回路に
同項記載中の第２の交流電源手段が含まれ、その第２の
交流電源手段と前記第２のインダクタンス手段が前記第
２の閉回路の形成時に前記第１のキャパシタンス手段の
電圧を反転させ、次の前記第１の閉回路形時の共振動作
をアシストする。

【００１５】第１発明が請求項５記載の共振型ＡＣ−Ｄ
Ｃコンバータ装置に対応する場合、前記第１の交流電源
手段と上記第２の交流電源手段は同一である。

【００１６】本発明が請求項６記載の共振型ＡＣ−ＤＣ
コンバータ装置に対応する場合、前記第１、第２のイン
ダクタンス手段は同一である。

【００１７】

【発明を実施するための最良の形態】各発明をより詳細
に説明するために以下添付図面に従ってこれを説明す
る。図１の実施例は請求項１又は３記載の共振型ＡＣ−
ＤＣコンバータ装置に対応し、図１の実施例では以下の
通りそれぞれが前述した各構成要素に相当する。 ａ）交流電源１が前述した第１の交流電源手段に。 ｂ）コンデンサ８、６が前述した第１、第２のキャパシ
タンス手段に。 ｃ）コイル３、１０３、４が前述した第１〜第３のイン
ダクタンス手段に。（コイル３、４だけが磁気結合され
ている。） ｄ）「ブリッジ接続型整流回路２とサイリスタ２０」が
前述した第１のスイッチング手段群に。 ｅ）サイリスタ２１が前述した第２のスイッチング手段
群に。 ｆ）コイル１０３（とダイオード１００又は１０１）が
前述した共振アシスト手段に。 ｇ）ダイオード５が前述した整流手段に。 ｈ）オン制御回路１１９が前述したオン制御手段に。

【００１８】尚、１８は電源スイッチ、７は負荷であ
る。オン制御回路１１９は所定の時間間隔でサイリスタ
２０、２１を交互にトリガーする。ダイオード１００又
は１０１を図１の様に接続しても意味無いが回路は取り
敢えず動作する。両ダイオードが図１の様に接続されて
いると、サイリスタ２１のオン期間中コンデンサ８とコ
イル１０３が４分の１周期だけ共振した後コイル１０３
の電流はダイオード１００又は１０１を流れるので、コ
ンデンサ８の電圧は反転せずにゼロのままとなる。この
場合コイル１０３の励磁エネルギーは無駄に消費される
だけでなく、サイリスタ２１のオン期間が長くなるため
サイリスタ２０のトリガーを遅らさざる得なくなり、無
駄な時間が生じてしまう。ダイオード１００又は１０１
の代わりにダイオードと抵抗の直列回路を使えばサイリ
スタ２１のオン期間を短くできる。

【００１９】回路動作は次の通りである。最初コンデン
サ６の電圧はゼロだから、サイリスタ２０がターン・オ
ンした後、コンデンサ８とコイル３が半周期だけ共振し
て、コイル３、４の各電圧が反転し、ダイオード５の印
加電圧は逆方向から順方向に変わり、ダイオード５の順
電圧に達するので、ダイオード５がターン・オンする。
このため、コイル３の励磁エネルギーは「それまで通り
コイル３の電流となったままコンデンサ８に流れ込む」
だけでなく「コイル４の電流となってコンデンサ６等に
も流れ込む」ので、コンデンサ６の電圧は増え、コイル
３の電流は早目に減少して又は途切れてゼロになる。そ
の後、サイリスタ２１がターン・オンすると、コンデン
サ８の電圧は反転するか又はゼロになり、次の「コイル
３とコンデンサ８による共振動作」に対して準備が為さ
れる。再びサイリスタ２０がターン・オンすると、コン
デンサ８とコイル３が半周期だけ共振して、コイル３、
４の各電圧が反転する。さらに、コイル４の反転電圧が
少し大きくなり「ダイオード５の順電圧とコンデンサ６
の電圧の和」に達すると、ダイオード５がターン・オン
する。このため、コイル３の励磁エネルギーは「それま
で通りコイル３の電流となったままコンデンサ８に流れ
込む」だけでなく「コイル４の電流となってコンデンサ
６に流れ込む」ので、コンデンサ６の電圧は増え、コイ
ル３の電流は早目に減少して又は途切れてゼロになる。
という具合に以後同様に同じ事が繰り返され、交流電力
が直流電力に変換されてコンデンサ６に供給される。

【００２０】図２の実施例は請求項２記載の共振型ＡＣ
−ＤＣコンバータ装置に対応し、コイル３が前述した第
１、第３のインダクタンス手段を兼ねる。

【００２１】図３、図４の各実施例ではコイル１０３、
４が磁気結合されており、図５の実施例ではコイル１０
３から電力が取り出され、図６，図７、図９の各実施例
ではコイル３、１０３それぞれにコイル４が１つずつ磁
気結合され、変圧器が２つずつ使用されており、そし
て、図８の実施例ではコイル３、１０３それぞれから電
力が取り出される。尚、図７の実施例では各コイル４が
各コンデンサ６にプラス、マイナスの整流電圧を出力
し、図９の実施例では両コイル４等が共通のコンデンサ
６に整流電圧を出力する。また、図６，図７、図９の各
実施例においてコイル３、１０３と両コイル４の４つ全
てを各図に示す誘起電圧関係で磁気結合して、変圧器を
まとめて１つずつにした実施例も可能である。さらに、
図８の実施例ではコイル３、１０３が磁気結合する場合
としない場合が有る。

【００２２】図１０、図１１の各実施例ではコイル３、
１０３、４の３つは互いに磁気結合している。図１１の
実施例では交流電源側に電源周波数の交流を通過させる
電源フィルター（コイル１６とコンデンサ１７ａ、１７
ｂ）が接続されている。図１２の実施例では磁気結合し
たコイル３、１０３の直列回路が前述した第３のインダ
クタンス手段に相当し、この直列回路から電力が取り出
される。

【００２３】図１３、図１５、図１７の各実施例では前
述した第１、第２のインダクタンス手段が共通で、コイ
ル３がそれに相当し、図１４、図１６、図１８の各実施
例では前述した第１〜第３のインダクタンス手段すべて
が共通で、コイル３がそれに相当し、図２０の実施例で
は前述した第１、第３のインダクタンス手段が共通で、
コイル３がそれに相当する。図１３〜図１６、図１９〜
図２０の各実施例ではオン制御回路９が可制御スイッチ
ング手段１１、１４と可制御スイッチング手段１２、１
３を交互にオン制御する。図１７〜図１８の各実施例で
はオン制御回路４９が可制御スイッチング手段１１１、
１１、１４と可制御スイッチング手段１１２、１２、１
３を交互にオン制御する。ただし、各可制御スイッチン
グ手段が逆導通型のとき、つまり、逆阻止型でないと
き、その一端にブリッジ接続型整流回路２だけが接続さ
れている場合を除き、図１３、図１５、図１７、図１９
の各実施例で点線で示す様に各ダイオードが必要とな
る。（参考：特公平３−１３４３０号、特許第２，５７
１，９１４〜５号）

【００２４】図２１〜図４６の各実施例は請求項１又は
３記載の共振型ＡＣ−ＤＣコンバータ装置などに対応す
るが、交流電圧の極性によって前述した各構成要素に相
当するものがほぼ半周期ごとに一部切り換わる。尚、各
実施例において共振用のコンデンサ１０８を１つずつ各
図の様に追加接続した各実施例も可能である。また、図
２１〜図２５、図２８〜図３３の各実施例ではそのオン
制御手段は図示していない。例えば、図２１の実施例で
は前述した「第１の交流電源手段、第１、第２のキャパ
シタンス手段（コンデンサ８、６）、第３のインダクタ
ンス手段（コイル４）、整流手段（ダイオード５）及び
オン制御手段」を除いて、交流電源１が出力する交流電
圧の極性によってダイオード１１３、１１６がオンにな
ったり、ダイオード１１４、１１５がオンになったりす
る度に以下の通り前述した各構成要素に相当するものが
切り換わる。

【００２５】（１）ダイオード１１３、１１６がオンに
なる交流電圧極性の場合： ａ）コイル３、１０３が順に前述した第１、第２のイン
ダクタンス手段に。 ｂ）ダイオード１１３とトランジスタ１１７が前述した
第１のスイッチング手段群に。 ｃ）トランジスタ１１８とダイオード１１６が前述した
第２のスイッチング手段群に。 ｄ）コイル１０３が前述した共振アシスト手段に。 （２）ダイオード１１４、１１５がオンになる交流電圧
極性の場合： ａ）コイル１０３、３が順に前述した第１、第２のイン
ダクタンス手段に。 ｂ）トランジスタ１１８とダイオード１１５が前述した
第１のスイッチング手段群に。 ｃ）ダイオード１１４とトランジスタ１１７が前述した
第２のスイッチング手段群に。 ｄ）コイル３が前述した共振アシスト手段に。

【００２６】図２８〜図３１、図３６の各実施例ではコ
イルが２つずつ磁気結合され、変圧器が２つずつ使用さ
れているが、コイルを４つずつ磁気結合して、変圧器を
１つにした各実施例も可能である。図３２〜図３５、図
３７〜図３９の各実施例ではコイルが３つずつ磁気結合
されている。図２６〜図２７、図３５〜図３６、図３８
〜図３９の各実施例では交流電源側に電源周波数の交流
を通過させる電源フィルター（コイル１６とコンデンサ
１７）等が接続されている。図３７の実施例でサイリス
タ２０〜２３それぞれに「逆方向電圧が印加されている
ときにトリガーされると不都合なサイリスタ」を１つず
つ使用する場合、図３７中に点線で示した各ダイオード
が必要となる。この事は図４０、図４４〜図４６の各実
施例の場合についても同様である。

【００２７】図３７〜図３９の各実施例ではダイオード
・ブリッジ接続型整流回路の一部または全てを１方向性
の可制御スイッチング手段で置き換えたものである。図
４０〜図４６の各実施例ではスイッチング手段の総数は
図２１〜図３９の各実施例の場合より多いが、前述した
第１、第２のインダクタンス手段が共通化されている。
尚、ダイオードは非可制御スイッチング手段の１種であ
る。図４０の実施例は図３４の実施例においてコイルの
数を減らすためにサイリスタを２つ追加接続したもので
ある。図４１の実施例も同様に図３５の実施例において
コイルの数を減らすために「パワーＭＯＳ・ＦＥＴとダ
イオードの直列回路」を２つ追加接続したものである。
図４４の実施例も同様に図３７の実施例においてコイル
の数を減らすためにサイリスタを２つ追加接続したもの
である。

【００２８】図１〜図４６の各実施例は請求項１又は３
記載の共振型ＡＣ−ＤＣコンバータ装置などに対応する
が、図４７〜図５３の各実施例は請求項１又は４記載の
共振型ＡＣ−ＤＣコンバータ装置などに対応する。各実
施例において各２つの交流電源の代わりに「１つの交流
電源を絶縁変圧器の１次巻線に接続し、互いに絶縁され
た２つの２次巻線の交流出力２つ」を１組ずつ利用する
ことも可能である。図５３の実施例においてコイル３、
１０３と両コイル４の４つ全てを図５３に示す誘起電圧
関係で磁気結合して、変圧器を１つにした実施例も可能
である。

【００２９】図５４〜図７３各図に示す各実施例は請求
項１又は５記載の共振型ＡＣ−ＤＣコンバータ装置など
に対応する。図５４の実施例ではコイル３から電力が取
り出され、図５５の実施例ではコイル４から電力が取り
出される。図５６〜図５７、図６２〜図６３、図７０の
各実施例ではコイルが２つずつ磁気結合され、変圧器が
２つずつ使用されているが、コイルを４つずつ磁気結合
して、変圧器を１つにした各実施例も可能である。図５
８の実施例でコイル３、１０３が磁気結合されていない
実施例も可能である。図５９〜図６０、図６５、図７１
の各実施例ではコイルが３つずつ磁気結合されている。
図６１の実施例では磁気結合したコイル３、１０３の直
列回路から電力が取り出される。図６４の実施例では２
つのコイルそれぞれから電力が取り出される。図６６、
図６８〜図６９、図７２の各実施例ではコイルが２つず
つ磁気結合され、変圧器が１つずつで済んでいる。

【００３０】図６６の実施例では７は負荷、１０、１５
はオン制御回路９が可制御スイッチング手段１１、１４
と可制御スイッチング手段１２、１３を交互にオン制御
する制御信号である。また、ダイオード５は一種のクラ
ンプ・ダイオードの様に作用し、コンデンサ８の電圧を
「ブリッジ接続型整流回路２が出力する脈流電圧の瞬時
値の大きさ」と「『ダイオード５の順電圧とコンデンサ
６の電圧の和』と『コイル４、３の巻数比』の積」の和
にクランプする。さらに、交流電源１とブリッジ接続型
整流回路２の間に図６５の実施例の様に電源スイッチ又
はヒューズを接続しても構わないし、あるいは、図４１
の実施例の様にコイル１６とコンデンサ１７等のフィル
ター回路、電源スイッチ又はヒューズを接続しても構わ
ない。

【００３１】それから、ブリッジ接続型整流回路２の代
わりに１つの１次巻線と２つの２次巻線を持つ変圧器と
センター・タップ型整流回路を組み合わせたものを使っ
ても良いし、１つのダイオードによる半波整流回路を使
っても良い。そして、可制御スイッチング手段１１〜１
４それぞれがサイリスタ、ＧＴＯサイリスタ、ＳＩサイ
リスタ又は「自己保持機能を持つ可制御スイッチング手
段（例：特願昭６２−５０４７８５号など。）」の場
合、制御信号１０、１５それぞれをパルス状のトリガー
信号にできるし、可制御スイッチ１１〜１４それぞれが
「自己ターン・オフ機能を持つ可制御スイッチ」の場
合、制御信号１０、１５それぞれをオン・オフ信号にで
きる。さらに、ダイオード５はコイル４の片側に接続さ
れているが、コイル３の励磁方向が同じならコイル４の
反対側に接続しても構わない。以上の事は後述する他の
各実施例にも同様に言える。

【００３２】図６７、図７３の各実施例ではコイル３が
前述した第１〜第３のインダクタンス手段に相当し、そ
れら３つを共通化したものである。

【００３３】図６８の実施例でサイリスタ２１、２２、
２４、２５それぞれに「逆方向電圧が印加されていると
きにトリガーされると不都合なサイリスタ」を１つずつ
使用する場合、図６８中に点線で示した各ダイオードが
必要となる。図６９の実施例の場合その共振電流が流れ
る各閉回路で生じるスイッチング手段での電圧降下の総
和は図７９の実施例の場合に比べ『ダイオード１個分の
順電圧だけ少なくて済む』という利点が有る。各閉回路
中のダイオード数に関して前者は３個、後者は４個であ
る。さらに図７０、図７１の各実施例の場合図７９の実
施例の場合に比べ『ダイオード２個分の順電圧だけ少な
くて済む』という利点が有る。各閉回路中のダイオード
数は２個である。尚、図中２００は電源フィルターであ
る。図７２、図７３の各実施例ではコンデンサ８とセン
ター・タップ型のコイル１３４の接続体が前述した第１
のキャパシタンス手段に相当する。

【００３４】図７４、図７５の各実施例は図２０の実施
例を応用したものである。図７６（ａ）、図７７に第２
発明の各実施例を示し、図７６（ｂ）、図７８に第３発
明の各実施例を示す。各図中２９、３９はオン制御回路
である。

【００３５】図７９、図８０両図に示す実施例は図６６
の実施例において各可制御スイッチング手段としてダイ
オードとＭＯＳ・ＦＥＴを直列接続した１方向性可制御
スイッチを１つずつ用いたものであるが、それぞれの代
わりに「ダイオード・ブリッジ接続型整流回路の両直流
端子間にＭＯＳ・ＦＥＴを接続した双方向可制御スイッ
チ」を１つずつ用いた実施例も可能である。そして、
「図８２、図８０両図」に示す実施例も「図８３、図８
０両図」に示す実施例も可能である。図８０中で６９は
絶縁駆動手段（例：フォト・カプラー、パルス・トラン
ス、圧電トランス等。）、５９と６０はＡＮＤ回路、６
１はＴ型のフリップ・フロップ、６２は単安定マルチバ
イブレータ、６３は発振回路、８１〜８４は各オン・オ
フ信号である。図８１にその各部動作波形を示す。尚、
上記１方向性あるいは双方向可制御スイッチと図８０の
制御回路を他の各実施例に利用することができる。ま
た、絶縁駆動手段６９を２つ組み合わせた例として図１
２５、図１２６各図に示すものが有る。（図８０の制御
回路の参考：特公昭４９−２１８４９号）

【００３６】図８４の実施例は図６６の実施例を利用し
たものである。図８４中６４は「脈流電圧がゼロからゼ
ロに近い所定値に達する度に起動トリガー・パルスを出
力する起動トリガー回路」で、電源の半周期ごとにトリ
ガー・パルス（クロック・パルス）をＴ型のフリップ・
フロップ６１に出力する。各トリガー回路６５はフリッ
プ・フロップ６１の正出力Ｑと補出力Ｑバーそれぞれの
立上り（又は立下り）を捕えて各トリガー信号を各絶縁
駆動手段６９を介して各サイリスタに出力する。図４３
中コイル３と起動トリガー回路６４の間に図示されてい
る回路部はトリガー回路（参考：特開平１−１１７４１
６号）で、「コイル３の励磁エネルギーがコイル４等を
介して負荷７側に放出し尽くされて、コイル３の電圧が
反転するのを検出した時、フリップ・フロップ６１にト
リガー・パルスを出力する。」

【００３７】尚、コンデンサ６の電圧を検出し、その大
きさが第１の所定値に達したら、正出力信号Ｑもしくは
補出力信号Ｑバーがトリガー回路６５に入力されるのを
阻止して動作停止させ、その大きさが第２の所定値より
小さくなったら、その入力阻止を解除して回路を起動さ
せる直流電圧制御回路あるいは方法が考えられる。ま
た、起動トリガー回路６４の１例として後述する図８８
の実施例で用いている「サイリスタ１２９、ツェナー・
ダイオード１３０、抵抗１３５及びコンデンサ１３６等
が形成する起動トリガー手段」が有る。

【００３８】図８５の実施例は図９の実施例を、図８６
の実施例は図３１の実施例を、図８７の実施例は図２４
の実施例を、図８８の実施例は図６３の実施例を、図８
９の実施例は図６４の実施例を、図９０、図９１両図に
示す実施例は図７０の実施例をそれぞれ応用したもので
ある。各実施例は特開平３−５６０７３号の回路の様に
各ＭＯＳ・ＦＥＴの駆動に変圧器７０と「逆並列接続し
た２つのダイオード」を用いている。尚、図９０、図９
１両図に示す実施例では符号ＡＣ１、ＡＣ２、ｓ９〜ｓ
１２に関して同じ符号を付した導線同士はそれぞれ接続
状態に有る。また、出力電圧制御手段として特開平５−
１５１４９号の図６、図７両図に示す回路と同様に例え
ば図８８の実施例の変圧器７０にさらに制御用巻線を追
加し、コンデンサ６を電源とするシュミット・トリガー
回路でコンデンサ６の電圧を検出し、このシュミット・
トリガー回路の出力信号に基づいて動作する起動・停止
手段がコンデンサ６の電圧の大きさに応じて上記制御用
巻線を介して各ＭＯＳ・ＦＥＴのオン・オフ駆動を阻止
したり、しなかったり制御する出力電圧制御手段が考え
られる。この場合オフ駆動するとき同時に上記出力電圧
制御手段がフォト・カプラー等（図示せず。）を介して
コンデンサ１３６の両端を短絡し、オン駆動するとき同
時にコンデンサ１３６の両端を開放することが考えられ
る。この事は図８５〜図８７、図８９等の実施例につい
ても同様である。

【００３９】図９２〜図９４三図に示す実施例、「図９
２、図９３、図９５」三図に示す実施例および「図９
２、図９３、図９６」三図に示す実施例は請求項１、２
又は３記載の共振型ＡＣ−ＤＣコンバータ装置などに対
応し、図２１、図２８、図３０の各実施例を応用してい
る。符号ｔ１〜ｔ７に関して同じ符号を付した導線同士
はそれぞれ接続状態に有り、符号ｓ１〜ｓ８に関して同
じ符号を付した接続端子同士はそれぞれ接続状態に有
る。図中ＰＣ１〜ＰＣ３はフォト・カプラー、ＰＴ１〜
ＰＴ２はパルス・トランス、７は負荷、１３３はシュミ
ット・トリガー手段、２００は電源フィルター、Ｖｒｅ
ｆは基準電圧である。

【００４０】各実施例では「サイリスタ２０、２２どち
らもオンからオフになったことが検出されると、サイリ
スタ２１、２３両方がトリガーされ、また、サイリスタ
２１、２３どちらもオンからオフになったことが検出さ
れると、サイリスタ２０、２２両方がトリガーされる」
トリガー方式が使用されている。そのために、トランジ
スタ１２６等がサイリスタ２２のオン、オフを検出する
と同時にＯＲ回路を形成し、トランジスタ１２１等がサ
イリスタ２０のオン、オフを検出してその検出出力信号
をフォト・カプラーＰＣ２を介してトランジスタ１２６
に転送する。そして、トランジスタ１２３等がサイリス
タ２３のオン、オフを検出すると同時にＯＲ回路を形成
し、トランジスタ１２０等がサイリスタ２１のオン、オ
フを検出してその検出出力信号をフォト・カプラーＰＣ
１を介してトランジスタ１２３に転送する。ただし、
「サイリスタ２０〜２３の各オン・オフ検出のためにそ
れぞれに流す各オン・オフ検出用電流（トランジスタ１
２０、１２１、１２３、１２６の各ベース電流など）の
大きさ」はそれぞれがオンしっ放しにならない様に各保
持電流の大きさより小さく設定される。（参考：ＷＯ
８８／０１８０４号）

【００４１】サイリスタ２１、２３をパルス的にトリガ
ーするためにパルス・トランスＰＴ２の磁束飽和を積極
的に利用しており、それを磁束飽和し易く設定し、トラ
ンジスタ１２４、１２５のターン・オン後その２次側巻
線に誘起される逆起電圧をパルス的にしている。そし
て、トランジスタ１２４、１２５のオフ期間中パルス・
トランスＰＴ２はその励磁エネルギーを抵抗１３２とツ
ェナー・ダイオード１３１等で消費して次のトリガー動
作を準備する。一方、サイリスタ２０、２２もパルス的
にトリガーするためにパルス・トランスＰＴ１に励磁イ
ンダクタンスの小さいものを使用しており、トランジス
タ１２２、１２３のターン・オフ後にパルス・トランス
ＰＴ１が各２次側巻線から電流の形で放出される励磁エ
ネルギーをパルス的にしている。そして、トランジスタ
１２２、１２３のオン期間中パルス・トランスＰＴ１は
励磁エネルギーを蓄積して次のトリガー動作を準備す
る。

【００４２】「図９２、図９３、図９６」三図に示す実
施例の回路動作は次の通りである。電源スイッチ１８を
オンにすると、４つの電源コンデンサ１２７が充電され
る。各充電電圧が所定値に達するとツェナー・ダイオー
ド１３０がサイリスタ１２９をトリガーしてターン・オ
ンさせる。以後サイリスタ１２９はオンしっ放しとな
る。このため、トランジスタ１２４、１２５のターン・
オンし、パルス・トランスＰＴ２の各巻線に逆起電力が
誘起されるので、サイリスタ２１、２３がトリガーされ
る。このとき、交流電源１の交流電圧がサイリスタ２１
にとって順方向とすると、サイリスタ２３はトリガー期
間を経てからターン・オフするが、サイリスタ２１の方
には共振電流が流れる。その共振電流が交流電源１から
コンデンサ８、コイル３、ダイオード１１５及びサイリ
スタ２１を経て半周期ほど流れ、コイル３を励磁する。
その後コイル３、４ａの各電圧が反転してダイオード５
ａがターン・オンすると、コイル３の励磁エネルギーは
「コイル３の電流となったままコンデンサ８に流れ込
む」だけでなく「コイル４ａの電流となってコンデンサ
６にも流れ込み」、コンデンサ６に直流電力が供給され
る。その結果、コイル３の電流は早目に減少して又は途
切れてゼロになるから、サイリスタ２１は早目にターン
・オフし、同時にトランジスタ１２２、１２３もターン
・オフする。

【００４３】すると、サイリスタ２１又は２３のオン期
間中にトランジスタ１２２、１２３によって励磁されて
いたパルス・トランスＰＴ１がサイリスタ２０、２２を
トリガーする。このとき、交流電源１の交流電圧はサイ
リスタ２２にとって順方向なので、サイリスタ２０はト
リガー期間を経てからターン・オフするが、サイリスタ
２２の方には共振電流が流れる。その共振電流がコンデ
ンサ８からサイリスタ２２、ダイオード１１４及びコイ
ル１０３を経て半周期ほど流れ、コイル１０３を励磁す
る。その後コイル１０３、４ｂの各電圧が反転してダイ
オード５ｂがターン・オンすると、コイル１０３の励磁
エネルギーは「コイル１０３の電流となったままコンデ
ンサ８に流れ込む」だけでなく「コイル４ｂの電流とな
ってコンデンサ６にも流れ込み」、コンデンサ６に直流
電力が供給される。その結果、コイル１０３の電流は早
目に減少して又は途切れてゼロになるから、サイリスタ
２２は早目にターン・オフし、同時にトランジスタ１２
６もターン・オフする。

【００４４】すると、サイリスタ２０又は２２のオン期
間中トランジスタ１２６がトランジスタ１２４、１２５
をオフに保つ間その励磁エネルギーを放出していたパル
ス・トランスＰＴ２がサイリスタ２１、２３をトリガー
する。このとき、交流電源１の交流電圧はまだサイリス
タ２１にとって順方向なので、サイリスタ２３はトリガ
ー期間を経てからターン・オフするが、サイリスタ２１
の方には共振電流が流れる。その共振電流が交流電源１
からコンデンサ８、コイル３、ダイオード１１５及びサ
イリスタ２１を経て半周期ほど流れ、コイル３を励磁す
る。その後コイル３、４ａの各電圧が反転してダイオー
ド５ａがターン・オンすると、コイル３の励磁エネルギ
ーは「コイル３の電流となったままコンデンサ８に流れ
込む」だけでなく「コイル４ａの電流となってコンデン
サ６にも流れ込み」、コンデンサ６に直流電力が供給さ
れる。その結果、コイル３の電流は早目に減少して又は
途切れてゼロになるから、サイリスタ２１は早目にター
ン・オフし、同時にトランジスタ１２２、１２３もター
ン・オフする。

【００４５】という具合に以後同様に同じ様な事が繰り
返され、コンデンサ６の電圧は次第に大きくなり、シュ
ミット・トリガー手段１３３が動作し始め、さらにコン
デンサ６の電圧が大きくなって第１の所定値に達する
と、シュミット・トリガー手段１３３がフォト・カプラ
ーＰＣ３を介してトランジスタ１２６をオン制御し、サ
イリスタ２０、２２両方がオフになった時点で電力変換
動作を停止させる。その後、コンデンサ６の電圧が小さ
くなって第２の所定値まで下がると、シュミット・トリ
ガー手段１３３がフォト・カプラーＰＣ３を介してトラ
ンジスタ１２６をオフ制御するので、トランジスタ１２
４、１２５がターン・オンし、パルス・トランスＰＴ２
がサイリスタ２１、２３をトリガーして電力変換動作を
開始させる。この様にして出力電圧Ｖｏｕｔは一定に制
御される。

【００４６】尚、交流電源１の交流電圧が反転してサイ
リスタ２０、２３にとって順方向となる場合には図２１
の実施例の説明（段落番号００２４、００２５）で述べ
た通り共振電流が流れる各閉回路が対称的にただ切り換
わるだけで、電力変換動作は実質的に同様になる。ま
た、電源投入後コンデンサ８の電圧がゼロで、しかも、
交流電源１の交流電圧がサイリスタ２１にとって逆方向
のときにサイリスタ２１、２３がトリガーされても共振
電流は流れないから、サイリスタ２１、２３はトリガー
期間を経てただターン・オフするだけである。ところ
が、そのトリガー期間中にパルス・トランスＰＴ１はし
っかりと励磁されて、次のトリガー動作が準備されるの
で、起動に関する問題は無い。なぜなら、サイリスタ２
１、２３のターン・オフによってサイリスタ２０、２２
がトリガーされ、その交流電圧はサイリスタ２０にとっ
ては順方向だから、共振電流がサイリスタ２０等を通っ
て流れて電力変換動作が開始するからである。さらに、
交流電源１から共振電流が流れるまで、あるいは、たと
えその共振電流の流れが電源電圧ゼロで中断してもパル
ス・トランスＰＴ１、ＰＴ２の各励磁動作だけは繰り返
される。それから、４つの抵抗１２８それぞれの代わり
に定電圧手段を１つずつ用いることも考えられる。（参
考：特開昭６２−５０１９号、ＷＯ ８７／４５７５
号、ＷＯ ８８／１８０４〜５号、特開平１−１１７４
１６号、）

【００４７】図９７〜図１０７の各実施例は周波数制御
方式を用いて定電圧制御した共振型ＡＣ−ＤＣコンバー
タ装置である。各図中Ｖｒｅｆは基準電圧、Ｖｏｕｔは
出力電圧、２００は（入力側）ノイズ・フィルター回
路、２０１は（出力側）ノイズ・フィルタ回路、２０３
は誤差増幅器、２０４はＶ（電圧）／Ｆ（周波数）コン
バータ回路、２０５は２相分割回路、２０６、２１６は
ドライバ回路である。 参 考： ａ）１９８３年に産報出版（株）が出版の『スイッチン
グレギュレータ』 ｂ）昭和５６年にＣＱ出版（株）が出版の『解析パワー
・サプライ』 ｃ）昭和６０年にＣＱ出版（株）が出版の『スイッチン
グ・レギュレータ設計ノウハウ』

【００４８】図１０８〜図１０９の各実施例は図７２の
実施例を変形したもので、出力用変圧器を２つずつ持っ
ており、一方が励磁されている間に他方が電力を出力す
る。図１０９の実施例は図８５〜図９１の各実施例と同
様に駆動用変圧器の入力巻線間に２つのダイオードを逆
並列接続して、回路主電流から各トランジスタの駆動信
号を形成する自励式の共振型ＡＣ−ＤＣコンバータ装置
である。

【００４９】図１１０、図１１１各図に示す第２発明の
各実施例は周波数制御方式を用いて定電圧制御した共振
型ＤＣ−ＤＣコンバータ装置である。図１１２〜図１１
４各図に示す第３発明の各実施例は周波数制御方式を用
いて定電圧制御したシングルの共振型ＡＣ−ＤＣコンバ
ータ装置である。（参考：特開平２−８７９６５号）

【００５０】図９７〜図１１４各図などに示す各実施例
の各構成要素として具体的にＡＣ電源入力側のノイズ・
フィルタ回路２００の３例を図１１５〜図１１７に、Ｄ
Ｃ出力側のノイズ・フィルタ回路２０１の２例を図１１
８〜図１１９に、誤差増幅器２０３の３例を図１２０〜
図１２２に、Ｖ／Ｆコンバータ回路２０４の１例を図１
２３に、２相分割回路２０５の１例を図１２４に、ドラ
イバ回路２０６、２１６の２例を図１２５、図１２６
に、それぞれ示す。図１２０の誤差増幅器は差動増幅器
を基本としており、図１２１、図１２２の各誤差増幅器
はヒステリシスを持つコンパレータを使用している。図
１２３のＶ／Ｆコンバータ回路は、パルス幅（ＯＮ時間
幅）が固定で、周波数を可変制御できる発振回路の基本
型で、無安定マルチバイブレータ回路の片方の時定数を
入力される電圧に従って可変制御する構成になってい
る。その固定パルス幅は電力変換部の共振回路の半周期
から少し大き目に設定される。図１２４の２相分割回路
はＮＯＴ回路、Ｊ−Ｋフリップ・フロップ及びＮＡＮＤ
回路を組み合わせたものである。図１２５のドライバ回
路は変圧器を用いた絶縁駆動型であり、図１２６のドラ
イバ回路はフォト・カプラーを用いた絶縁駆動型であ
る。どちらも同時に２つのＭＯＳ・ＦＥＴを駆動する様
になっている。１つのＭＯＳ・ＦＥＴを駆動するだけで
良い場合は一方の２次巻線またはフォト・カプラー等は
要らないが、３つ、４つとＭＯＳ・ＦＥＴを駆動する必
要が有る場合さらに１つ、２つと２次巻線またはフォト
・カプラー等を追加すれば良い。（参考：特開昭６０−
１７０３２２号、特開昭６２−１３２４２３号、特開昭
６２−１７２８１３号、特開昭６２−１９５９１７号、
特開昭６３−９９６１６号、実開平１−１３０５６６
号、実開平１−１３５８２８号）

【００５１】例えば図９８の実施例において誤差増幅器
２０３、Ｖ／Ｆコンバータ回路２０４、２相分割回路２
０５及び両ドライバ回路２０６の各電源の取り方の１例
として次の方法が有る。ノイズ・フィルタ回路２００の
出力側に別のブリッジ接続型整流回路、平滑回路および
絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ回路を接続して、この直流
出力をダイオードを介してこれら制御回路部に供給す
る。同時に本体の直流出力電圧Ｖｏｕｔもダイオードを
介してこれら制御回路部に供給する。つまり、並列給電
である。コンデンサ６の電圧を検出する電圧検出回路を
設け、電源投入後そのＤＣ−ＤＣコンバータ回路がそれ
ら制御回路部を起動させ、コンデンサ６の電圧が所定値
（制御回路部の動作が可能な電源電圧）以上になった
ら、その電圧検出回路に従って動作する動作停止回路が
直接あるいはフォト・カプラー等の絶縁型信号伝達手段
を通じてそのＤＣ−ＤＣコンバータ回路の動作を停止さ
せる。

【００５２】

【先行技術】 ａ）特公昭５２−１６２５３号 ｂ）特公昭５５−５３５５号 ｃ）特開平２−８７９６５号 ｄ）特開平１０−６６３３８号

【００５３】最後に、交流電源１の代わりに前述した交
流電源手段として他に交流発電機等が有る。各実施例に
おいて一部構成要素の「置換え」もしくは「変更」もし
くは「追加」等によって新実施例（派生実施例）が派生
するが、各実施例あるいはそれから派生する各派生実施
例において各可制御スイッチング手段をそれと相補的な
関係に有る可制御スイッチング手段（例：Ｎチャネル型
ＭＯＳ・ＦＥＴに対するＰチャネル型ＭＯＳ・ＦＥＴ
等。）で１つずつ置き換え、電圧極性あるいは電圧方向
の有る各回路構成手段（例：直流電源、ダイオード
等。）の向きを逆にした「元の（派生）実施例に対して
電圧極性あるいは電圧方向に関して対称的な関係に有る
実施例」もまた可能である。さらに、各実施例あるいは
それから派生する各派生実施例において各ダイオードの
代わりに非可制御スイッチング手段として図１２７〜図
１３０各図に示す各非可制御スイッチング手段（参考：
特開平９−２７０６８７号）を１つずつ使用した各実施
例もまた可能である。それから、図８４の実施例におい
てコイル３の電圧反転を検出するのではなく、コイル４
の電流を直接検出してゼロになったらフリップ・フロッ
プ６１にトリガー・パルスを出力する様にしても良い。

【図面の簡単な説明】

【図１〜図７５】各図は、第１発明の実施例を１つずつ
示す回路図である。

【図７６】第２、第３発明の実施例を２つ示す回路図で
ある。

【図７７】第２発明の１実施例を示す回路図である。

【図７８】第３発明の１実施例を示す回路図である。

【図７９〜図８０】両図を組み合わせて、第１発明の１
実施例を示す回路図である。

【図８１】図７９、図８０両図に示す実施例の各部動作
波形を示す波形図である。

【図８２】図８０と組み合わせて、第１発明の１実施例
を示す回路図である。

【図８３】図８０と組み合わせて、第１発明の１実施例
を示す回路図である。

【図８４〜図８９】各図は、第１発明の実施例を１つず
つ示す回路図である。

【図９０〜図９１】両図で、第１発明の１実施例を示す
回路図である。

【図９２〜図９４】三図で、第１発明の１実施例を示す
回路図である。

【図９５】図９２、図９３と共に三図で、第１発明の１
実施例を示す回路図である。

【図９６】図９２、図９３と共に三図で、第１発明の１
実施例を示す回路図である。

【図９７〜図１０９】各図は、第１発明の実施例を１つ
ずつ示す回路図である。

【図１１０〜図１１１】各図は、第２発明の実施例を１
つずつ示す回路図である。

【図１１２〜図１１４】各図は、第３発明の実施例を１
つずつ示す回路図である。

【図１１５〜図１１７】各図はＡＣ入力側のノイズ・フ
ィルタ回路の例を１つずつ示す回路図である。

【図１１８〜図１１９】各図はＤＣ出力側のノイズ・フ
ィルタ回路の例を１つずつ示す回路図である。

【図１２０〜図１２２】各図は誤差増幅器の例を１つず
つ示す回路図である。

【図１２３】Ｖ／Ｆコンバータ回路の１例を示す回路図
である。

【図１２４】２相分割回路の１例を示す回路図である。

【図１２５〜図１２６】各図は、絶縁駆動手段の例を１
つずつ示す回路図である。

【図１２７〜図１３０】各図は、非可制御スイッチング
手段の例を１つずつ示す回路図である。

【符 号 の 説 明】

２ ブリッジ接続型整流回路 ７ 負荷 ８、１０８ （共振用）コンデンサ １６ （ノイズ・フィルタ用）コイル １７、１７ａ、１７ｂ （ノイズ・フィルタ用）コン
デンサ ９、１９、２９、３９、４９、１０９ オン制御回路 １１９、１４９、２０９、２１９ オン制御回路 ３１９、４１９ オン制御回路 ５９、６０ ＡＮＤ回路 ６１ Ｔ型フリップ・フロップ ６２ 単安定マルチバイブレータ ６３ 発振回路 ６９ 絶縁駆動手段 ８１〜８４ オン・オフ信号 １３３ シュミット・トリガー手段 Ｖｒｅｆ 基準電圧 Ｖｏｕｔ 出力電圧 １３４、２３４ （センター・タップ型）コイル ２００ （入力側）ノイズ・フィルタ回路 ２０１、３０１ （出力側）ノイズ・フィルタ回路 ２０３ 誤差増幅器 ２０４ Ｖ／Ｆコンバータ回路 ２０５ ２相分割回路 ２０６、２１６ ドライバ回路

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (31)優先権主張番号 特願平10−101695 (32)優先日 平10(1998)３月９日 (33)優先権主張国 日本（ＪＰ）

Claims (12)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 交流電圧を供給する第１の交流電源手段
   と、第１のキャパシタンス手段と、第１のインダクタン
   ス手段と、前記第１の交流電源手段が前記第１のキャパ
   シタンス手段と前記第１のインダクタンス手段を直列共
   振させて前記第１のキャパシタンス手段を所定方向に充
   電する第１の閉回路をこれらと共に形成する第１のスイ
   ッチング手段群と、第２のスイッチング手段群と、前記
   第１のキャパシタンス手段と前記第２のスイッチング手
   段群と共に第２の閉回路を形成し、その形成時に前記第
   １のキャパシタンス手段と共に直列共振する第２のイン
   ダクタンス手段を持ち、そして、前記第１のキャパシタ
   ンス手段の電圧を反転させるか又はゼロにする共振アシ
   スト手段と、前記第１又は第２のインダクタンス手段の
   磁気エネルギーから一方向の電圧のみを取り出すために
   前記第１又は第２のインダクタンス手段と磁気結合され
   る第３のインダクタンス手段と、前記一方向の電圧に対
   して順方向となる様に前記第３のインダクタンス手段に
   接続される整流手段と、前記整流手段が出力する整流電
   圧を平滑する第２のキャパシタンス手段と、前記第１の
   スイッチング手段群と前記第２のスイッチング手段群を
   順番に繰り返してオン制御するオン制御手段、を有する
   ことを特徴とする共振型ＡＣ−ＤＣコンバータ装置。
2. 【請求項２】 前記第３のインダクタンス手段として前
   記第１又は第２のインダクタンス手段を用いたことを特
   徴とする請求項１記載の共振型ＡＣ−ＤＣコンバータ装
   置。
3. 【請求項３】 前記共振アシスト手段が前記第２のイン
   ダクタンス手段だけで構成されていることを特徴とする
   請求項１又は２記載の共振型ＡＣ−ＤＣコンバータ装
   置。
4. 【請求項４】 前記共振アシスト手段が、交流電圧を供
   給する第２の交流電源手段と前記第２のインダクタンス
   手段で構成されていることを特徴とする請求項１又は２
   記載の共振型ＡＣ−ＤＣコンバータ装置。
5. 【請求項５】 前記第１、第２の交流電源手段が共通で
   あることを特徴とする請求項４記載の共振型ＡＣ−ＤＣ
   コンバータ装置。
6. 【請求項６】 前記第１、第２のインダクタンス手段が
   共通であることを特徴とする請求項１、２、３、４又は
   ５記載の共振型ＡＣ−ＤＣコンバータ装置。
7. 【請求項７】 交流電圧を供給する交流電源手段に、非
   可制御スイッチング手段４つをブリッジ接続した第１の
   整流手段を接続し、前記交流電源手段の一端にキャパシ
   タンス手段を接続し、前記キャパシタンス手段の開放端
   と前記第１の整流手段のプラス側出力端子の間に第１の
   可制御スイッチング手段と第１のインダクタンス手段を
   直列接続し、前記開放端と前記第１の整流手段のマイナ
   ス側出力端子の間に第２の可制御スイッチング手段と第
   ２のインダクタンス手段を直列接続し、前記第１又は第
   ２のインダクタンス手段の磁気エネルギーから一方向の
   電圧のみを取り出すために前記第１又は第２のインダク
   タンス手段に第３のインダクタンス手段を磁気結合し、
   前記一方向の電圧に対して順方向となる様に前記第３の
   インダクタンス手段に第２の整流手段を接続し、前記第
   ２の整流手段にその整流電圧を平滑する第２のキャパシ
   タンス手段を接続し、前記第１、第２の可制御スイッチ
   ング手段群を交互に繰り返してオン制御するオン制御手
   段を設けたことを特徴とする共振型ＡＣ−ＤＣコンバー
   タ装置。
8. 【請求項８】 前記交流電源手段の他端と前記開放端の
   間に第３のキャパシタンス手段を接続したことを特徴と
   する請求項７記載の共振型ＡＣ−ＤＣコンバータ装置。
9. 【請求項９】 前記第３のインダクタンス手段として前
   記第１又は第２のインダクタンス手段を用いたことを特
   徴とする請求項７又は８記載の共振型ＡＣ−ＤＣコンバ
   ータ装置。
10. 【請求項１０】 交流電圧を供給する交流電源手段に、
    １方向性の可制御スイッチング手段４つをブリッジ接続
    した第１の整流手段を接続し、前記交流電源手段の一端
    にキャパシタンス手段を接続し、前記キャパシタンス手
    段の開放端と前記第１の整流手段のプラス側出力端子の
    間に第１のインダクタンス手段を直列接続し、前記開放
    端と前記第１の整流手段のマイナス側出力端子の間に第
    ２のインダクタンス手段を直列接続し、前記第１又は第
    ２のインダクタンス手段の磁気エネルギーから一方向の
    電圧のみを取り出すために前記第１又は第２のインダク
    タンス手段に第３のインダクタンス手段を磁気結合し、
    前記一方向の電圧に対して順方向となる様に前記第３の
    インダクタンス手段に第２の整流手段を接続し、前記第
    ２の整流手段にその整流電圧を平滑する第２のキャパシ
    タンス手段を接続し、前記プラス側出力端子側の可制御
    スイッチング手段２つと前記マイナス側出力端子側の可
    制御スイッチング手段２つを交互に繰り返してオン制御
    するオン制御手段を設けたことを特徴とする共振型ＡＣ
    −ＤＣコンバータ装置。
11. 【請求項１１】 前記交流電源手段の他端と前記開放端
    の間に第３のキャパシタンス手段を接続したことを特徴
    とする請求項１０記載の共振型ＡＣ−ＤＣコンバータ装
    置。
12. 【請求項１２】 前記第３のインダクタンス手段として
    前記第１又は第２のインダクタンス手段を用いたことを
    特徴とする請求項１０又は１１記載の共振型ＡＣ−ＤＣ
    コンバータ装置。