WO2005107053A1 - スイッチング電源装置 - Google Patents

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WO2005107053A1
WO2005107053A1 PCT/JP2005/007602 JP2005007602W WO2005107053A1 WO 2005107053 A1 WO2005107053 A1 WO 2005107053A1 JP 2005007602 W JP2005007602 W JP 2005007602W WO 2005107053 A1 WO2005107053 A1 WO 2005107053A1
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resonance
switching element
voltage
transformer
power supply
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PCT/JP2005/007602
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Inventor
Syohei Osaka
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Sanken Electric Co., Ltd.
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Publication date
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Definitions

  • the present invention relates to a high-efficiency switching power supply device, and in particular, to a current resonance type power supply device that detects a period during which energy is transmitted from the primary side to the secondary side of a resonant transformer in order to maintain an optimal resonance state.
  • the present invention relates to a switching power supply device.
  • Fig. 1 shows a conventional current resonance type switching power supply device.
  • the full-wave rectifier circuit 2 (corresponding to the input rectifier circuit) rectifies the AC voltage of the AC power supply 1 and outputs the full-wave current voltage to the smoothing capacitor 3.
  • the smoothing capacitor 3 smoothes the full-wave current voltage of the full-wave rectifier circuit 2.
  • a series circuit of a first switching element Q1 composed of a MOSFET or the like and a second switching element Q2 also composed of a MOS FET or the like is connected.
  • a rectifier (diode) 6 is connected in parallel to the first switching element Q1
  • a rectifier 7 is connected in parallel to the second switching element Q2.
  • a voltage resonance capacitor Crv is connected in parallel to the first switching element Q1.
  • a series circuit of a current resonance capacitor Cri, a rear turtle, and a primary winding P1 of the resonance transformer T is connected in parallel to the first switching element Q1.
  • the resonance circuit is composed of the voltage resonance capacitor C rv, the current resonance capacitor Cri, the resonance rear turtle Lr, and the primary winding P1 of the resonance transformer T.
  • the primary winding P1 and the secondary winding S of the resonance transformer T are wound so that a common-mode voltage is generated therebetween.
  • the secondary winding S of the resonance transformer T includes a rectifier D and a smoothing capacitor. 14 and from
  • This rectifying / smoothing circuit rectifies and smoothes the voltage (pulse voltage controlled on / off) in the secondary winding s of the resonance transformer ⁇ , and outputs a DC output to the load 16.
  • the voltage detection circuit 15 is connected to both ends of the smoothing capacitor 14, detects the output voltage of the smoothing capacitor 14, and outputs the detected voltage to the control circuit 11a.
  • the control circuit 11a The voltage of the load 16 is controlled to a constant voltage by alternately turning on and off the first switching element Ql and the second switching element Q2 by PWM control based on the detection voltage from the output circuit 15. . In this case, by applying a voltage to each gate of the first switching element Q1 and the second switching element Q2, the first switching element Q1 and the second switching element Q2 are alternately turned on and off.
  • FIG. 2 is a timing chart of signals in each part of the switching power supply device.
  • FIG. 3 is a timing chart of each signal in detail showing a period during which energy is transmitted from the primary side to the secondary side of the resonant transformer in the switching power supply device.
  • FIG. 4 is a detailed timing chart in each period T1 to T10 of a signal in each section of the switching power supply device.
  • I is the current flowing through the primary winding P1
  • V is the first current
  • the voltage across the switching element Q1, I is the current flowing through the first switching element Q1
  • V is the voltage across the switching element Q1
  • V is the voltage of rectifier D
  • I is the current flowing through rectifier D
  • V is the primary winding
  • the voltage across PI, V indicates the voltage across secondary winding S. Also, the resonant rear turtle Lr is
  • the excitation inductance Lp of the primary winding P1 is sufficiently smaller than the excitation inductance Lp, and the voltage resonance capacitor Crv is sufficiently smaller than the current resonance capacitor Cri.
  • the first switching element Q1 has been turned off, and the second switching element Q2 has been turned off. Due to the energy stored in the excitation inductance of the resonant rear turtle Lr and the resonant transformer T, the current I is changed by the resonant rear turtle Lr ⁇ primary winding Pl ⁇
  • Resonant current flows through the path of voltage resonance capacitor Crv ⁇ current resonance capacitor Cri ⁇ resonance rear turtle Lr.
  • the resonance of the excitation inductance Lp of the resonance transformer T, the resonance reactor Lr, and the voltage resonance capacitor Crv discharges the voltage resonance capacitor Crv, and the voltage V decreases.
  • the current I is calculated as follows: Resonator 6 ⁇ Current resonance capacitor Cri ⁇ Resonance rear turtle Resonance current continues to flow through Lr. At this time, the first switching element Q1 is turned on, and the process proceeds to the period T3. In the period T3, the first switching element Q1 is on, and the second switching element Q2 is off.
  • the current I is the resonance rear turtle Lr ⁇ the primary winding Pl ⁇ the first switching element Ql ⁇ the current resonance
  • Resonator current flows in the path of capacitor Cri ⁇ first switching element Ql ⁇ —next winding P1 and resets the magnetic flux of transformer T.
  • the resonance current flows through the path of the vibration capacitor Crv ⁇ —the next winding P1. Also, Cr V is charged by the resonance between the exciting inductance Lp of the resonance transformer, the resonance rear turtle Lr, and the voltage resonance capacitor Crv, and the voltage V rises and the voltage V falls.
  • the second switching element Q2 is turned on, and the first switching element Q1 is turned off. is there.
  • the second switching element Q2 ⁇ —Next winding Pl ⁇ Resonance rear turtle Lr ⁇ Current resonance capacitor Critical current I and current I flow through the path, and current I flows to the rectifier D on the secondary side.
  • the second switching element Q2 keeps the ON state, and the current I and the current I and Q flow through the path of the current resonance capacitor Cri ⁇ the resonance rear turtle Lr ⁇ the primary winding Pl ⁇ the second switching element Q2.
  • the current I and the current I flow due to the resonance between the magnetic inductance Lp, the resonance reactor Lr, and the current resonance capacitor Cri. Then, the period T10 (depending on the oscillation frequency or duty ratio)
  • the second switching element Q2 is turned off and the first switching element Q1 is turned on, and the reset period t3 (corresponding to the periods T1 to T5) is started.
  • the second switching element Q2 is turned off during the period tl during which energy is supplied to the secondary side, zero current switching is not performed, and the switching loss of the second switching element Q2 increases. In the worst case, it can lead to damage.
  • the second switching element Q2 in consideration of input voltage fluctuations, load fluctuations, etc., in all states, the second switching element Q2 is turned off in the period tl, and a sufficiently large on-period ( tl + t2).
  • the period t2 had to be increased by that amount so that resonance did not deviate due to variations in components and changes in characteristics due to the surrounding environment.
  • FIG. 1 To solve such a problem, there is a series resonant converter described in Japanese Patent Publication No. 7-63216, and a configuration diagram of this converter is shown in FIG.
  • a series circuit of two switching elements 102 and 103, a series circuit of two rectifiers 104 and 105, and a series circuit of two capacitors 106 and 107 are connected to a DC power supply 101, and a rectifier is provided.
  • a connection point between 104 and 105 and a connection point between capacitors 106 and 107 are connected, and a primary winding of a transformer 108 and a reactor 109 are connected between a connection point between rectifiers 104 and 105 and a connection point between switching elements 102 and 103.
  • a series circuit is connected, and a rectifier circuit 110 and an output capacitor 111 are connected to a secondary winding of the transformer 108.
  • the converter further compares a transformer voltage detection circuit 130 for detecting a voltage of a secondary winding of the transformer 108 with an output of the transformer voltage detection circuit 130 and a drive signal for controlling a switching element, and generates a voltage in the transformer 108.
  • a logic circuit 150 that turns on the switching elements 102 and 103 and turns off the switching elements 102 and 103 after the voltage of the transformer 108 has been lost.
  • the output of the transformer voltage detection circuit 30 is compared with a drive signal for controlling the switching element.
  • a logic circuit 150 must be provided to turn on the switching elements 102 and 103, and to turn off the switching elements 102 and 103 after the voltage of the transformer 108 has been lost.
  • switching control having a simple circuit configuration and capable of accurately detecting a period in which energy is supplied from the primary side to the secondary side of the transformer and having an optimum on-period without causing resonance to be lost.
  • a resonance-type switching power supply device capable of performing the following.
  • a switching power supply includes a resonance transformer having a primary winding, a secondary winding, and an auxiliary winding tightly coupled to the secondary winding.
  • a first series circuit in which a first switching element and a second switching element connected in parallel to an output of an AC power supply are connected in series, and connected to both ends of the first switching element or the second switching element.
  • a resonance capacitor a second series circuit in which a resonance reactor and a primary winding of the resonance transformer are connected in series, a rectification smoothing circuit that rectifies and smoothes a voltage of a secondary winding of the resonance transformer,
  • a control circuit for alternately turning on and off the first switching element and the second switching element based on an output voltage of the rectifying and smoothing circuit; and a primary side of the resonance transformer based on a voltage of an auxiliary winding of the resonance transformer.
  • Power A resonance period detector that detects a period during which energy is being transmitted to the secondary side and outputs a resonance period detection signal.
  • the resonance period detector includes a rectifier connected in series to the auxiliary winding; A first resistor connected in parallel to a series circuit of the auxiliary winding and the rectifier, and a second resistor connected in parallel to the first resistor via a coupling capacitor; It is characterized in that it outputs the voltage across the two resistors.
  • the resonance period detector is connected in parallel to the auxiliary winding via a coupling capacitor.
  • a rectifier connected to the rectifier; and a resistor connected in parallel with the rectifier, and outputting a voltage between both ends of the resistor.
  • the resonance period detector sends the resonance period detection signal to the control circuit
  • the control circuit performs a previous operation based on a resonance period detection signal from the resonance period detector. It is characterized in that control is performed so as to keep the ON state or the OFF state of each of the switching elements during a period in which energy is transmitted from the primary side to the secondary side of the resonance transformer.
  • the rectifying / smoothing circuit rectifies a voltage of a secondary winding of the resonance transformer. It has a switching element, and the resonance period detector turns on / off the third switching element by the resonance period detection signal.
  • the switching device comprises a primary winding, a secondary winding, a first auxiliary winding and a second auxiliary winding tightly coupled to the secondary winding.
  • a first series circuit in which a first switching element and a second switching element connected in parallel to an output of a non-AC power supply are connected in series, and the first switching element or the second switching.
  • a second series circuit in which a resonance capacitor, a resonance reactor, and a primary winding of the resonance transformer are connected in series at both ends of the element; a rectification smoothing circuit that rectifies and smoothes the voltage of the secondary winding of the resonance transformer; A control circuit for alternately turning on and off the first switching element and the second switching element based on the output voltage of the rectifying and smoothing circuit; and a control circuit for controlling the resonance transformer based on a voltage of a first auxiliary winding of the resonance transformer.
  • a first resonance period detector that detects a period during which energy is being transmitted from the secondary side to the secondary side and outputs a resonance period detection signal; and a first resonance period detector based on a voltage of a second auxiliary winding of the resonance transformer.
  • a second resonance period detector for detecting a period during which energy is transmitted to the secondary side and outputting a resonance period detection signal, wherein the rectifying and smoothing circuit includes a secondary winding of the resonance transformer. It has a third switching element for rectifying the voltage of the line, and the second resonance period detector turns on and off the third switching element by the resonance period detection signal.
  • FIG. 1 is a circuit configuration diagram showing a conventional example 1 of a conventional switching power supply device.
  • FIG. 2 is a timing chart of a signal in each section of the switching power supply device of Conventional Example 1.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating the switching power supply device of Conventional Example 1 from the primary side of the resonant transformer. 6 is a timing chart of each signal showing in detail a period during which energy is transmitted to the next side.
  • FIG. 4 is a detailed timing chart in signal periods T1 to T10 in each part of the switching power supply of Conventional Example 1.
  • FIG. 5 is a circuit configuration diagram of a related switching power supply device.
  • FIG. 6 is a circuit configuration diagram showing a switching power supply device according to Embodiment 1.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating a configuration example 1 of a resonance period detection circuit provided in the switching power supply device according to the first embodiment.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating a configuration example 2 of a resonance period detection circuit provided in the switching power supply device according to the first embodiment.
  • FIG. 9 is a timing chart of signals in each part of the switching power supply device according to the first embodiment.
  • FIG. 10 is a diagram showing a configuration example in which a secondary winding and an auxiliary winding of a resonance transformer provided in the switching power supply device of Embodiment 1 are tightly coupled.
  • FIG. 11 is a circuit configuration diagram illustrating a switching power supply device according to Embodiment 2.
  • FIG. 12 is a circuit configuration diagram illustrating a switching power supply device according to a third embodiment.
  • FIG. 6 is a circuit configuration diagram illustrating the switching power supply device according to the first embodiment.
  • the switching power supply device of the first embodiment is characterized in that an auxiliary winding # 2 and a resonance period detection circuit 12 are added to the conventional switching power supply device shown in FIG.
  • the auxiliary winding # 2 is provided in the resonance transformer # and is tightly coupled to the secondary winding S.
  • the resonance period detection circuit 12 detects a period during which energy is transmitted to the primary force and the secondary side of the resonance transformer ⁇ ⁇ ⁇ based on the voltage of the auxiliary winding ⁇ 2 of the resonance transformer ⁇ , and outputs a resonance period detection signal to the control circuit 11. I do.
  • the control circuit 11 turns on and off the first switching element Q1 and the second switching element Q2 alternately by PWM control based on the detection voltage from the voltage detection circuit 15, thereby changing the voltage of the load 16 to a constant voltage. To control.
  • control circuit 11 controls the ON state of the second switching element Q2 during a period in which energy is transmitted to the primary side and the secondary side of the resonance transformer T based on the resonance period detection signal from the resonance period detection circuit 12. , And the first switching element Q1 is controlled so as to keep the off state.
  • FIG. 6 The other configuration shown in FIG. 6 is the same as the configuration shown in FIG. 1, and the same portions are denoted by the same reference characters and description thereof will not be repeated.
  • the resonance rear turtle Lr also functions as a leakage inductance between the primary winding P1 and the secondary winding S of the resonance transformer T.
  • the rectifier 6 connected in parallel to the first switching element Q1 is a rectifier 7 connected in parallel to the second switching element Q2, which may be a parasitic diode of the first switching element Q1. It may be a parasitic diode of the switching element Q2.
  • the voltage resonance capacitor Crv connected in parallel to the first switching element Q1 may be a parasitic capacitance of the first switching element Q1.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating a configuration example 1 of the resonance period detection circuit provided in the switching power supply device according to the first embodiment.
  • the resonance period detection circuit 12 shown in FIG. 7 includes a rectifier 19 connected in series to the auxiliary winding P2, a voltage detection resistor R1 connected in parallel to a series circuit of the auxiliary winding P2 and the rectifier 19,
  • the voltage detection resistor R1 is configured to have a voltage detection resistor R2 connected in parallel via a coupling capacitor 20. The voltage across the voltage detection resistor R2 is output to the control circuit 11 as a resonance period detection signal. You.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating a configuration example 2 of the resonance period detection circuit provided in the switching power supply device according to the first embodiment.
  • the resonance period detection circuit 12 shown in FIG. 8 includes a rectifier 19 connected in parallel to the auxiliary winding P2 via a coupling capacitor 20, and a voltage detection resistor R3 connected in parallel to the rectifier 19. The voltage across the voltage detection resistor R3 is output to the control circuit 11 as a resonance period detection signal.
  • the basic operation is the same as the operation of the conventional switching power supply (the timing charts shown in FIGS. 2 to 4).
  • the operation of the auxiliary winding P2 and the resonance period detecting circuit 12 is shown in FIG. This will be described with reference to the timing chart shown in FIG.
  • I is the current flowing through the primary winding P1
  • V is the second switching current
  • V is the voltage across auxiliary winding P2
  • V is the voltage across voltage sensing resistor R1.
  • Terminal voltage V is the voltage across the voltage detection resistor R2
  • V is the voltage across the voltage detection resistor R3.
  • the voltage V induced in the secondary winding S of the resonance transformer T is the second switching element Q2
  • the output voltage is clamped to the voltage obtained by adding the forward voltage drop of the rectifier D.
  • the second switching element Q2 is turned on.
  • the voltage is lower than the output voltage during the period t2 in which no energy is supplied from the primary side to the secondary side of the resonant transformer T. Since the auxiliary winding P2 of the resonance transformer is tightly coupled to the secondary winding S, a voltage V which is twice the turn ratio of the secondary winding S to the auxiliary winding P2 is induced.
  • the voltage V generated in the voltage detection resistor R 1 is changed by the voltage switching induced by the auxiliary winding P 2 from the second switching element Q 2.
  • the waveform obtained by the rectifier 19 is only the period (tl + t2) during which the power is turned on. Furthermore, the voltage generated at the voltage detection resistor R1 is passed through a coupling capacitor to extract only the AC component at the voltage detection resistor R2.
  • the energy is supplied from the primary side to the secondary side for a period of tl.
  • the voltage V generated at the voltage detection resistor R3 is as shown in FIG.
  • control circuit 11 detects the voltage V generated at the voltage detection resistor R3.
  • the time tl during which energy is supplied to the secondary side can be detected from the voltage level of R3. For example, if the voltage for the period tl is VI and the voltage for the period t2 is V2, a threshold value is set between VI and V2. A certain period
  • the interval is tl.
  • the switching power supply device of the first embodiment by detecting the voltage level of the auxiliary winding P2, the period tl during which the resonance transformer T supplies energy to the secondary side is detected. can do. Further, the control circuit 11 transmits energy from the primary side to the secondary side of the resonance transformer T based on the voltage generated at the voltage detection resistor from the resonance period detection circuit 12, and outputs the energy during the second period tl. Control is performed so as to keep the ON state of the switching element Q2 and the OFF state of the first switching element Q1.
  • the second switching element Q2 does not turn off during the period tl during which energy is supplied to the secondary side, zero current switching is performed, and the switching loss of the second switching element Q2 is reduced and the efficiency is reduced. Can be improved. Further, if the ON period of the second switching element Q2 is set to be equal to or longer than the period tl and the period t2 is made shorter, the loss can be reduced and the efficiency can be further improved. That is, it is possible to perform switching control having an optimum ON period without causing resonance to be lost. Further, the period tl during which energy is supplied to the secondary side of the resonance transformer T can be detected with a simple circuit configuration as shown in FIGS.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating a configuration example in which the secondary winding and the auxiliary winding of the resonance transformer provided in the switching power supply device of Embodiment 1 are tightly coupled.
  • a cylindrical split bobbin 31 having flange portions 3 la to 31c is attached to a center leg 30a constituting one magnetic path of a core 30 having magnetic force.
  • the primary winding PI is wound between the flange portions 31a and 31b of the divided bobbin 31, the secondary winding S is wound between the flange portions 31b and 31c, and the auxiliary winding P2 is placed on the secondary winding S. Is wound, and the auxiliary winding P2 is tightly coupled to the secondary winding S.
  • the core 30 has a rectangular outer shape, and gaps 35a and 35b are formed in the core 30 so as to form magnetic paths 30a, 30b and 30c in parallel with the longitudinal direction of the magnetic paths.
  • a cylindrical bobbin 32 having a flange portion 32 is attached to the center leg 30a of the core 30, and a primary winding P1 is wound around the bobbin 32.
  • the secondary winding S is wound on the primary winding P1
  • the auxiliary winding P2 is wound on the secondary winding S
  • the auxiliary winding P2 is tightly coupled to the secondary winding S.
  • each of the windings is wound at the same position with respect to the winding frame.
  • the primary winding P1 and the secondary winding are arranged.
  • the winding position of S is shifted with respect to the winding frame, the primary winding P1 and the secondary winding S are loosely coupled, and the winding positions of the secondary winding S and the auxiliary winding P2 are aligned.
  • the auxiliary winding P2 is tightly coupled to the secondary winding S from the primary winding P1.
  • FIG. 11 is a circuit configuration diagram showing a switching power supply device according to the second embodiment.
  • the switching power supply of the second embodiment shown in FIG. 11 is different from the switching power supply of the first embodiment shown in FIG. 6 in that a rectifier D provided on the secondary side of the resonance transformer T is used instead of the rectifier D.
  • a synchronous rectifier circuit is provided between the next winding S and the smoothing capacitor 14 so that a switching element Q3 composed of a MOSFET or the like and a rectifier 18 have a parallel circuit power.
  • a switching element Q3 composed of a MOSFET or the like and a rectifier 18 have a parallel circuit power.
  • an auxiliary winding P2 and a resonance period detection circuit 12a are provided, and the resonance period detection circuit 12a turns on and off the switching element Q3 by a resonance period detection signal based on a voltage generated in the auxiliary winding P2.
  • the switching element Q3 since the switching element Q3 is turned on and off by the resonance period detection signal from the resonance period detection circuit 12a, the switching element Q3 is supplied only during the period tl during which energy is supplied from the primary side to the secondary side of the resonance transformer T. By turning on, synchronous rectification operation can be performed.
  • FIG. 12 is a circuit configuration diagram showing a switching power supply device according to the third embodiment.
  • the switching power supply of the third embodiment shown in FIG. 12 is a combination of the switching power supply of the first embodiment shown in FIG. 6 and the switching power supply of the second embodiment shown in FIG.
  • the resonance transformer T has a primary winding P1, a secondary winding S, and a first auxiliary winding P2 and a second auxiliary winding S2 tightly coupled to the secondary winding S. .
  • the first auxiliary winding P2 and the resonance period detection circuit 12 are provided on the primary side of the resonance transformer T, and the second auxiliary winding S2 and the resonance period detection circuit 12a are provided on the secondary side.
  • the resonance period detection circuit 12 detects the resonance period based on the voltage of the first auxiliary winding P2 of the resonance transformer T. A period during which energy is transmitted from the primary side to the secondary side of the lance T is detected, and a resonance period detection signal is output. Based on the resonance period detection signal from the resonance period detection circuit 12, the control circuit 11 transmits the energy from the primary side to the secondary side of the resonance transformer ⁇ during the period when the second switching element Q2 is in the on state, 1 Control to keep the switching element Q1 off.
  • a synchronous rectifier circuit that also has a parallel circuit power of the switching element Q3 that also has the power of the MOSFET and the rectifier 18.
  • the resonance period detection circuit 12a detects a period during which energy is transmitted from the primary side to the secondary side of the resonance transformer based on the voltage of the second auxiliary winding S2 of the resonance transformer T, and detects the switching element based on the resonance period detection signal. Turn Q3 on and off.
  • the switching power supply device of Embodiment 3 by providing the resonance period detection circuits 12, 12a on the primary side and the secondary side of the resonance transformer T, the respective switching elements Q1 to Q3 are optimized. It is possible to turn on and off at the timing of.
  • the present invention is not limited to the first to third embodiments.
  • the power supply connected to both ends of the series circuit of the first switching element Q1 and the second switching element Q2 is As long as it is a non-AC power supply, a DC power supply may be used. That is, in the present invention, a series circuit of the first switching element Q1 and the second switching element Q2 is connected in parallel to the output of the non-AC power supply.
  • a series circuit of the current resonance capacitor Cri, the rear turtle Lr, and the primary winding P1 of the resonance transformer T is connected to both ends of the first switching element Q1.
  • a series circuit of the current resonance capacitor Cri, the rear turtle Lr, and the primary winding PI of the resonance transformer T may be connected to both ends of the second switching element Q2.
  • the voltage resonance capacitor Crv is connected to both ends of the second switching element Q2. Good.
  • the auxiliary winding of the resonance transformer is densely connected to the secondary winding.
  • the resonance period detecting means detects a period during which energy is transmitted from the primary side of the resonance transformer to the secondary side based on the voltage of the auxiliary winding, and outputs a resonance period detection signal. Can be accurately detected.
  • a period during which energy is supplied to the secondary side can be accurately detected with a simple circuit configuration.
  • control circuit is configured to transmit the energy to the secondary force on the primary side of the resonance transformer based on the resonance period detection signal from the resonance period detection means. Controls the switching element so that it keeps on or off, so that it is possible to perform switching control with an optimal on-period without causing loss of resonance, thus improving efficiency. .
  • the resonance period detecting means turns on / off the third switching element by the resonance period detection signal, so that only during the period when energy is supplied to the secondary side.
  • a synchronous rectification operation can be performed.
  • the respective switching elements are provided. Can be turned on and off at the optimal timing.
  • the present invention is applicable to switching power supply devices such as DC-DC converters and AC-DC converters.

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Abstract

　簡単な回路構成で且つトランスの一次側から二次側にエネルギーを供給している期間を正確に検出できるスイッチング電源装置を提供する。交流電源１の交流電圧を整流する全波整流回路２の出力両端に第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２とが直列に接続され、第１スイッチング素子Ｑ１の両端に電流共振コンデンサＣｒｉと共振リアクトルＬｒと共振トランスＴの一次巻線Ｐ１とが直列に接続され、さらに、二次巻線Ｓの電圧を整流平滑する整流平滑回路Ｄ０１４と、整流平滑回路の出力電圧に基づき第１スイッチング素子と第２スイッチング素子とを交互にオン／オフさせる制御回路１１と、二次巻線Ｓに密結合した補助巻線Ｐ２の電圧に基づき一次側から二次側へエネルギーを送出している期間を検出し共振期間検出信号を出力する共振期間検出回路１２とを有する。

Description

明 細 書
スイッチング電源装置
技術分野
[0001] 本発明は、高効率のスイッチング電源装置に関し、特に、最適な共振状態を保った め、共振トランスの一次側から二次側へエネルギーを送出している期間を検出する 電流共振型のスイッチング電源装置に関する。
背景技術
[0002] 従来の電流共振型のスイッチング電源装置を図 1に示す。図 1にお!/ヽて、全波整流 回路 2 (入力整流回路に対応）は、交流電源 1の交流電圧を整流して全波電流電圧 を平滑コンデンサ 3に出力する。平滑コンデンサ 3は、全波整流回路 2の全波電流電 圧を平滑する。
[0003] 平滑コンデンサ 3の両端には、 MOSFET等からなる第 1スイッチング素子 Q1と M OSFET等力もなる第 2スイッチング素子 Q2との直列回路が接続されている。第 1ス イッチング素子 Q1には並列に整流器 (ダイオード) 6が接続され、第 2スイッチング素 子 Q 2には並列に整流器 7が接続されて 、る。第 1スイッチング素子 Q 1には並列に電 圧共振コンデンサ Crvが接続されて 、る。
[0004] また、第 1スイッチング素子 Q1には並列に、電流共振コンデンサ Criとリアタトル と 共振トランス Tの一次卷線 P1との直列回路が接続されている。電圧共振コンデンサ C rvと電流共振コンデンサ Criと共振リアタトル Lrと共振トランス Tの一次卷線 P1とで共 振回路を構成している。
[0005] 共振トランス Tの一次卷線 P1と二次卷線 Sとは互いに同相電圧が発生するように卷 回されており、共振トランス Tの二次卷線 Sには、整流器 Dと平滑コンデンサ 14とから
0
なる整流平滑回路が接続されている。この整流平滑回路は、共振トランス τの二次卷 線 sに誘起された電圧 (オン Zオフ制御されたパルス電圧）を整流平滑して直流出力 を負荷 16に出力する。
[0006] 電圧検出回路 15は、平滑コンデンサ 14の両端に接続され、平滑コンデンサ 14の 出力電圧を検出し、検出電圧を制御回路 11aに出力する。制御回路 11aは、電圧検 出回路 15からの検出電圧に基づき、 PWM制御により第 1スイッチング素子 Qlと第 2 スイッチング素子 Q2とを交互にオン Zオフさせることにより負荷 16の電圧を一定電 圧に制御するようになっている。この場合、第 1スイッチング素子 Q1と第 2スィッチン グ素子 Q2の各ゲートに電圧を印加することにより第 1スイッチング素子 Q1と第 2スィ ツチング素子 Q2とを交互にオン Zオフさせる。
[0007] 次に構成された従来の共振型のスイッチング電源装置の動作を図 2乃至図 4のタイ ミングチャートを参照しながら説明する。図 2はスイッチング電源装置の各部における 信号のタイミングチャートである。図 3はスイッチング電源装置にお 、て共振トランスの 一次側から二次側にエネルギーを送出している期間を詳細に示す各信号のタイミン グチャートである。図 4はスイッチング電源装置の各部における信号の期間 T1〜T1 0における詳細なタイミングチャートである。
[0008] なお、図 2乃至図 4において、 I は一次卷線 P1に流れる電流、 V は第 1ス
PI Q1
イッチング素子 Q1の両端電圧、 I は第 1スイッチング素子 Q1に流れる電流、 V は
Ql Q2 第 2スイッチング素子 Q2の両端電圧、 I は第 2スイッチング素子 Q2に流れる電流、
Q2
V は整流器 Dの電圧、 I は整流器 Dに流れる電流、 V は一次卷線
DO 0 DO 0 PI
PIの両端電圧、 Vは二次卷線 Sの両端電圧を示している。また、共振リアタトル Lrは
S
一次卷線 P 1の励磁インダンタンス Lpよりも十分小さく、電圧共振コンデンサ Crvは、 電流共振コンデンサ Criよりも十分に小さいものとする。
[0009] まず、期間 T1では、第 1スイッチング素子 Q1はオフ、第 2スイッチング素子 Q2はォ ンカもオフに変化したところである。共振リアタトル Lrと共振トランス Tの励磁インダク タンスに蓄えられたエネルギーにより、電流 I は共振リアタトル Lr→一次卷線 Pl→
PI
電圧共振コンデンサ Crv→電流共振コンデンサ Cri→共振リアタトル Lrの経路で共振 電流が流れる。また、共振トランス Tの励磁インダクタンス Lpと共振リアタトル Lrと電圧 共振コンデンサ Crvとの共振により電圧共振コンデンサ Crvが放電し、電圧 V は下
Q1 降し、電圧 V は上昇する。
Q2
[0010] 期間 T2では、第 1スイッチング素子 Q1及び第 2スイッチング素子 Q2は共にオフで ある。電圧共振コンデンサ Crvは放電を完了し、電圧 V はゼロ、電圧 V は平滑コ
Ql Q2 ンデンサ 3の両端電圧と同じである。電流 I は、共振リアタトル Lr→一次卷線 Pl→整 流器 6→電流共振コンデンサ Cri→共振リアタトル Lrの経路で、共振電流が流れ続け る。このとき、第 1スイッチング素子 Q1をオンし、期間 T3へ移行する。期間 T3では、 第 1スイッチング素子 Q1はオンし、第 2スイッチング素子 Q2はオフである。
[0011] 電流 I は、共振リアタトル Lr→一次卷線 Pl→第 1スイッチング素子 Ql→電流共振
P1
コンデンサ Cri→共振リアタトル Lrの経路で、減少しながら流れ続け、電流がゼロにな ると、期間 T4へ移行する。
[0012] 期間 T4では、第 1スイッチング素子 Q1はオンし、第 2スイッチング素子 Q2はオフで ある。電流 I は流れる方向が反転し、一次卷線 Pl→共振リアタトル Lr→電流共振コ
P1
ンデンサ Cri→第 1スイッチング素子 Ql→—次卷線 P1の経路で共振電流が流れ、ト ランス Tの磁束をリセットする。
[0013] 期間 T1〜T4では、共振トランス Τの励磁インダクタンス Lpと共振リアタトル Lrと電流 共振コンデンサ Criとの共振により電流 I 及び電流 I が流れる。
PI Q1
[0014] 期間 T5で、第 1スイッチング素子 Q1をオフし、第 2スイッチング素子 Q2はオフであ る。電流 I は、一次卷線 Pl→共振リアタトル Lr→電流共振コンデンサ Cri→電圧共
P1
振コンデンサ Crv→—次卷線 P1の経路で共振電流が流れる。また、共振トランス丁の 励磁インダクタンス Lpと共振リアタトル Lrと電圧共振コンデンサ Crvとの共振により Cr Vが充電され、電圧 V が上昇し、電圧 V は下降する。
Ql Q2
[0015] 期間 T6では、第 1スイッチング素子 Q1及び第 2スイッチング素子 Q2は共にオフで ある。電圧共振コンデンサ Crvは平滑コンデンサ 3の電圧まで充電され、電圧 V は
Q1 平滑コンデンサ 3の電圧と同じになり、電圧 V はゼロである。電流 I は、一次卷線 P
Q2 P1
1→共振リァクトル Lr→電流共振コンデンサ Cri→平滑コンデンサ 3→整流器 7→— 次卷線 P1の経路で共振電流が流れ続ける。期間 T7では、第 2スイッチング素子 Q2 はオンし、第 1スイッチング素子 Q1はオフである。一次卷線 Pl→共振リアタトル Lr→ 電流共振コンデンサ Cri→平滑コンデンサ 3→第 2スイッチング素子 Q2→—次卷線 P 1の経路で共振電流が流れ続ける。期間 T5〜T7では、共振トランス Τの励磁インダ クタンス Lpと共振リアタトル Lrと電流共振コンデンサ Criとの共振により電流 I 及び電
P1 流 I が流れる。
Q2
[0016] 期間 T8では、第 2スイッチング素子 Q2はオンし、第 1スイッチング素子 Q1はオフで ある。第 2スイッチング素子 Q2→—次卷線 Pl→共振リアタトル Lr→電流共振コンデ ンサ Criの経路で共振電流 I 及び電流 I が流れて、二次側の整流器 Dに電流 I
PI Q2 0 DO が流れ始める。期間 T9では、第 2スイッチング素子 Q2はオンし、第 1スイッチング素 子 Q1はオフである。電流共振コンデンサ Cri→共振リアタトル Lr→一次卷線 Pl→第 2スイッチング素子 Q2の経路で電流 I 及び電流 I が流れる。
PI Q2
[0017] 期間 T8及び T9では、共振リアタトル Lrと電流共振コンデンサ Criとの共振により電 流 I 及び電流 I が流れる。期間 T8及び T9のとき、共振トランス Tの一次卷線 P1か
PI Q2
ら二次卷線 Sへエネルギーが伝達される。このとき、一次側から二次側へ送られる電 流 I は、弧を描きながら上昇し、ある点を境に下降を始め、共振期間 tl (期間 T6〜
DO
T9に対応）を過ぎると、ゼロになる。二次側へ伝達されたエネルギーは、整流器 D 、
0 平滑コンデンサ 14により整流平滑され、負荷 16に直流電力が供給される。
[0018] 期間 T10では、第 2スイッチング素子 Q2はオン状態を保持し、電流共振コンデンサ Cri→共振リアタトル Lr→一次卷線 Pl→第 2スイッチング素子 Q2の経路で電流 I 及
P1 び電流 I が流れる力 電流 I は、流れなくなる。期間 T10では、共振トランス τの励
Q2 DO
磁インダクタンス Lpと共振リアタトル Lrと電流共振コンデンサ Criとの共振により電流 I 及び電流 I が流れる。そして、期間 T10 (発振周波数またはデューティー比によつ
PI Q2
て定められた期間 t2に対応）を過ぎると、第 2スイッチング素子 Q2はオフし、第 1スィ ツチング素子 Q1がオンして、リセット期間 t3 (期間 T1〜T5に対応）となる。
発明の開示
[0019] 以上の動作において、二次側へエネルギーを供給している期間 tlに第 2スィッチン グ素子 Q2がオフすると、ゼロ電流スイッチングが行われず、第 2スイッチング素子 Q2 のスイッチングロスが増大し、最悪破損に至る可能性もある。図 1に示す従来例では 、入力電圧変動、負荷変動などを考慮し、全ての状態において、期間 tlで第 2スイツ チング素子 Q2がオフし、共振はずれを起こさないように、十分大きなオン期間 (tl + t2)を設けて動作させていた。また、部品のバラツキ、周囲環境による特性の変化で も共振はずれを起こさないように、その分だけ期間 t2は長くする必要があった。
[0020] 第 2スイッチング素子 Q2がオンしているにもかかわらず、二次側へエネルギーを送 出して ヽな 、期間 t2でも、電流共振コンデンサ Criを通して共振トランス Tに励磁電 流を流すため、電力のロスが発生する。このロスは、本来の目的である二次側へエネ ルギーを供給する動作とは直接関係ないところで発生するもので、不要であり、電源 装置の効率低下を招く。
[0021] このような問題を解決するものとして、日本国特公平 7— 63216号公報に記載され た直列共振コンバータがあり、このコンバータの構成図を図 5に示す。このコンバータ は、 2個のスイッチング素子 102, 103の直列回路と、 2個の整流器 104, 105の直列 回路と、 2個のコンデンサ 106, 107の直列回路とが直流電源 101に接続され、整流 器 104, 105の接続点とコンデンサ 106, 107の接続点とが接続され、整流器 104, 105の接続点とスイッチング素子 102, 103の接続点との間にトランス 108の一次卷 線とリアクタ 109との直列回路が接続され、トランス 108の二次卷線に整流回路 110 と出力コンデンサ 111とが接続されている。コンバータは、さらにトランス 108の二次 卷線の電圧を検出するトランス電圧検出回路 130と、トランス電圧検出回路 130の出 力とスイッチング素子を制御する駆動信号とを比較し、トランス 108に電圧が発生して いる期間はスイッチング素子 102, 103をオンさせ、トランス 108に電圧がなくなって からスイッチング素子 102, 103をオフする論理回路 150を備えている。
[0022] この直列共振コンバータでは、二次側にエネルギーを供給していく期間が終了する と、トランスに印加される電圧はゼロになり、二次卷線に誘起する電圧もゼロになる。
[0023] し力しながら、特公平 7— 63216号公報に記載された直列共振コンバータでは、ト ランス電圧検出回路 30の出力とスイッチング素子を制御する駆動信号とを比較し、ト ランス 108に電圧が発生している期間はスイッチング素子 102, 103をオンさせ、トラ ンス 108に電圧がなくなつてからスイッチング素子 102, 103をオフする論理回路 15 0を設けなければならず、回路構成が複雑ィ匕して 、た。
[0024] 一方、図 1に示す電源装置では、図 3の共振トランス Tの一次卷線 P1の電圧 V は
P1
、期間 tlの最後の時刻でゼロにならず、単純に補助卷線を設けて電圧を検出するだ けでは、一次側から二次側にエネルギーを供給して 、る期間を正確に検出できな ヽ という課題を有していた。
[0025] また、二次卷線の電圧で検出しょうとすると、一次側にある制御回路に絶縁して信 号を伝える必要があり、回路構成が複雑になる。 [0026] 課題を解決するための手段
本発明によれば、簡単な回路構成で且つトランスの一次側から二次側にエネルギ 一を供給している期間を正確に検出でき、共振はずれを起こすことなぐ最適なオン 期間を持ったスイッチング制御を行うことができる共振型のスイッチング電源装置を提 供することができる。
[0027] 本発明の第 1の技術的側面によれば、スイッチング電源装置は、一次卷線と二次卷 線と該二次卷線に密結合した補助卷線とを有する共振トランスと、非交流電源の出 力に並列に接続される第 1スイッチング素子と第 2スイッチング素子とが直列に接続さ れた第 1直列回路と、 前記第 1スイッチング素子又は前記第 2スイッチング素子の両 端に接続される共振コンデンサと、共振リアタトルと前記共振トランスの一次卷線とが 直列に接続された第 2直列回路と、 前記共振トランスの二次卷線の電圧を整流平 滑する整流平滑回路と、この整流平滑回路の出力電圧に基づき前記第 1スィッチン グ素子と前記第 2スイッチング素子とを交互にオン Zオフさせる制御回路と、前記共 振トランスの補助卷線の電圧に基づき前記共振トランスの一次側力 二次側へエネ ルギーを送出している期間を検出し共振期間検出信号を出力する共振期間検出器 とを具備することを特徴とする。
[0028] 本発明の第 2の技術的側面によれば、前記第 1の技術的側面によるスイッチング装 置において、前記共振期間検出器は、前記補助卷線に直列に接続された整流器と 、前記補助卷線と前記整流器との直列回路に並列に接続された第 1の抵抗と、この 第 1の抵抗にカップリングコンデンサを介して並列に接続された第 2の抵抗とを具備し 、前記第 2の抵抗の両端電圧を出力することを特徴とする。
[0029] 本発明の第 3の技術的側面によれば、前記第 1の技術的側面によるスイッチング装 置において、前記共振期間検出器は、前記補助卷線にカップリングコンデンサを介 して並列に接続された整流器と、この整流器に並列に接続された抵抗とを具備し、前 記抵抗の両端電圧を出力することを特徴とする。
[0030] 本発明の第 4の技術的側面によれば、前記第 1の技術的側面によるスイッチング装 置において、前記共振期間検出器は、前記共振期間検出信号を前記制御回路に送 出し、前記制御回路は、前記共振期間検出器からの共振期間検出信号に基づき前 記共振トランスの一次側から二次側へエネルギーを送出している期間には前記各ス イッチング素子のオン状態又はオフ状態を保持し続けるように制御することを特徴と する。
[0031] 本発明の第 5の技術的側面によれば、前記第 1の技術的側面によるスイッチング装 置において、前記整流平滑回路は、前記共振トランスの二次卷線の電圧を整流する 第 3スイッチング素子を有し、前記共振期間検出器は、前記共振期間検出信号によ り前記第 3スイッチング素子をオン/オフさせることを特徴とする。
[0032] 本発明の第 6の技術的側面によれば、スイッチング装置は、一次卷線と二次卷線と 該二次卷線に密結合した第 1補助卷線及び第 2補助卷線とを有する共振トランスと、 非交流電源の出力に並列に接続される第 1スイッチング素子と第 2スイッチング素子 とが直列に接続された第 1直列回路と、前記第 1スイッチング素子又は前記第 2スイツ チング素子の両端に、共振コンデンサと共振リアタトルと前記共振トランスの一次卷線 とが直列に接続された第 2直列回路と、前記共振トランスの二次卷線の電圧を整流 平滑する整流平滑回路と、この整流平滑回路の出力電圧に基づき前記第 1スィッチ ング素子と前記第 2スイッチング素子とを交互にオン Zオフさせる制御回路と、前記 共振トランスの第 1補助卷線の電圧に基づき前記共振トランスの一次側から二次側 へエネルギーを送出している期間を検出し共振期間検出信号を出力する第 1共振期 間検出器と、前記共振トランスの第 2補助卷線の電圧に基づき前記共振トランスの一 次側力 二次側へエネルギーを送出している期間を検出し共振期間検出信号を出 力する第 2共振期間検出器とを具備し、前記整流平滑回路は、前記共振トランスの 二次卷線の電圧を整流する第 3スイッチング素子を有し、前記第 2共振期間検出器 は、前記共振期間検出信号により前記第 3スイッチング素子をオン Zオフさせること を特徴とする。
図面の簡単な説明
[0033] [図 1]図 1は、従来のスイッチング電源装置の従来例 1を示す回路構成図である。
[図 2]図 2は、従来例 1のスイッチング電源装置の各部における信号のタイミングチヤ ートである。
[図 3]図 3は、従来例 1のスイッチング電源装置において共振トランスの一次側から二 次側にエネルギーを送出している期間を詳細に示す各信号のタイミングチャートであ る。
[図 4]図 4は、従来例 1のスイッチング電源装置の各部における信号の期間 T1〜T10 における詳細なタイミングチャートである。
[図 5]図 5は、関連するスイッチング電源装置の回路構成図である。
[図 6]図 6は、実施例 1のスイッチング電源装置を示す回路構成図である。
[図 7]図 7は、実施例 1のスイッチング電源装置に設けられた共振期間検知回路の構 成例 1を示す図である。
[図 8]図 8は、実施例 1のスイッチング電源装置に設けられた共振期間検知回路の構 成例 2を示す図である。
[図 9]図 9は、実施例 1のスイッチング電源装置の各部における信号のタイミングチヤ ートである。
[図 10]図 10は、実施例 1のスイッチング電源装置に設けられた共振トランスの二次卷 線と補助卷線とを密結合させた構成例を示す図である。
[図 11]図 11は、実施例 2のスイッチング電源装置を示す回路構成図である。
[図 12]図 12は、実施例 3のスイッチング電源装置を示す回路構成図である。
発明を実施するための最良の形態
[0034] 以下、本発明に係るスイッチング電源装置の実施の形態を図面を参照して詳細に 説明する。
[0035] 実施例 1
図 6は実施例 1のスイッチング電源装置を示す回路構成図である。実施例 1のスイツ チング電源装置は、図 1に示す従来のスイッチング電源装置に対して、補助卷線 Ρ2 と、共振期間検知回路 12を追加したことを特徴とする。
[0036] 補助卷線 Ρ2は、共振トランス Τに設けられ、二次卷線 Sに密結合されている。補助 卷線 Ρ2を有する共振トランス Τの具体例については、後述する。共振期間検知回路 12は、共振トランス Τの補助卷線 Ρ2の電圧に基づき共振トランス Τの一次側力 二 次側へエネルギーを送出している期間を検出し共振期間検出信号を制御回路 11に 出力する。 [0037] 制御回路 11は、電圧検出回路 15からの検出電圧に基づき、 PWM制御により第 1 スイッチング素子 Q1と第 2スイッチング素子 Q2とを交互にオン Zオフさせることにより 負荷 16の電圧を一定電圧に制御する。また、制御回路 11は、共振期間検知回路 1 2からの共振期間検出信号に基づき共振トランス Tの一次側力 二次側へエネルギ 一を送出している期間には第 2スイッチング素子 Q2のオン状態、及び第 1スィッチン グ素子 Q1のオフ状態を保持し続けるように制御する。
[0038] なお、図 6に示すその他の構成は、図 1に示す構成と同一であり、同一部分には同 一符号を付し、その説明は省略する。
[0039] なお、共振リアタトル Lrは、共振トランス Tの一次卷線 P1及び二次卷線 S間のリーケ ージインダクタンスカもなる。また、第 1スイッチング素子 Q1に並列に接続される整流 器 6は、第 1スイッチング素子 Q1の寄生ダイオードであってもよぐ第 2スイッチング素 子 Q2に並列に接続される整流器 7は、第 2スイッチング素子 Q2の寄生ダイオードで あってもよい。また、第 1スイッチング素子 Q1に並列に接続される電圧共振コンデン サ Crvは、第 1スイッチング素子 Q1の寄生容量であっても良い。
[0040] 図 7は実施例 1のスイッチング電源装置に設けられた共振期間検知回路の構成例 1 を示す図である。図 7に示す共振期間検知回路 12は、補助卷線 P2に直列に接続さ れた整流器 19と、補助卷線 P2と整流器 19との直列回路に並列に接続された電圧検 知抵抗 R1と、この電圧検知抵抗 R1にカップリングコンデンサ 20を介して並列に接続 された電圧検知抵抗 R2とを有して構成され、電圧検知抵抗 R2の両端電圧が共振期 間検知信号として制御回路 11に出力される。
[0041] 図 8は実施例 1のスイッチング電源装置に設けられた共振期間検知回路の構成例 2 を示す図である。図 8に示す共振期間検知回路 12は、補助卷線 P2にカップリングコ ンデンサ 20を介して並列に接続され整流器 19と、この整流器 19に並列に接続され た電圧検知抵抗 R3とを有して構成され、電圧検知抵抗 R3の両端電圧が共振期間 検知信号として制御回路 11に出力される。
[0042] 次に構成された実施例 1の共振型のスイッチング電源装置の動作を説明する。基 本的な動作は、従来のスイッチング電源装置の動作（図 2乃至図 4に示すタイミング チャート）と同じであり、ここでは、補助卷線 P2と、共振期間検知回路 12の動作を図 9 及び図 3に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。
[0043] なお、図 9において、 I は一次卷線 P1に流れる電流、 V は第 2スイッチング
PI Q2
素子 Q2の両端電圧、 V は補助卷線 P2の両端電圧、 V は電圧検知抵抗 R1の両
P2 R1
端電圧、 V は電圧検知抵抗 R2の両端電圧、 V は電圧検知抵抗 R3の両端電圧を
R2 R3
示している。
[0044] まず、共振トランス Tの二次卷線 Sに誘起される電圧 Vは、第 2スイッチング素子 Q2
S
がオンして共振トランス Tを介して二次側へエネルギーを供給している期間 tlでは、 出力電圧と整流器 Dの順方向電圧降下を足した電圧にクランプされる。
0
[0045] 第 2スイッチング素子 Q2はオンしている力 共振トランス Tの一次側から二次側へェ ネルギーを供給しない期間 t2では、出力電圧より低い電圧となる。共振トランス丁の 補助卷線 P2は、二次卷線 Sに密結合されているため、補助卷線 P2には二次卷線 S との卷数比倍の電圧 V が誘起される。
P2
[0046] 次に、電圧検知回路 12において、図 7に示す構成例では、電圧検知抵抗 R1に発 生する電圧 V は、補助卷線 P2に誘起される電圧力ゝら第 2スイッチング素子 Q2がォ
R1
ンしている期間（tl +t2)のみを整流器 19で取り出した波形となる。さらに、電圧検知 抵抗 R1に発生した電圧をカップリングコンデンサを介して電圧検知抵抗 R2で交流 成分のみを取り出す。
[0047] 図 9に示すように、電圧検知抵抗 R2に発生する電圧 V が正のとき、共振トランス T
R2
の一次側から二次側へエネルギーを供給して 、る期間 tlになって 、る。
[0048] また、図 8に示す構成例では、電圧検知抵抗 R3に発生する電圧 V が図 9に示す
R3
ような波形になる。このため、制御回路 11は、電圧検知抵抗 R3に発生する電圧 V
R3 の電圧レベルにより、二次側へエネルギーを供給している時間 tlを検出できる。例え ば期間 tlの電圧を VIとし、期間 t2の電圧を V2とした場合に、 VIと V2との間にしき い値を設定し、電圧検知抵抗 R3に発生する電圧 V 力 Sしきい値以上である期間を期
R3
間 tlと判定するようにしてもょ ヽ。
[0049] このように、実施例 1のスイッチング電源装置によれば、補助卷線 P2の電圧レベル を検出することで、共振トランス Tが二次側へエネルギーを供給している期間 tlを検 出することができる。 [0050] また、制御回路 11は、共振期間検知回路 12からの電圧検知抵抗に発生した電圧 に基づき共振トランス Tの一次側から二次側へエネルギーを送出して 、る期間 tlに は第 2スイッチング素子 Q2のオン状態、及び第 1スイッチング素子 Q1のオフ状態を 保持し続けるように制御する。
[0051] 従って、二次側へエネルギーを供給している期間 tlに第 2スイッチング素子 Q2が オフすることがなくなり、ゼロ電流スイッチングが行われ、第 2スイッチング素子 Q2のス イツチンダロスが低減して効率を向上できる。また、第 2スイッチング素子 Q2のオン期 間を期間 tl以上とし且つ期間 t2をより小さくすれば、ロスが低減し、さらに効率を向 上できる。即ち、共振はずれを起こすことなぐ最適なオン期間を持ったスイッチング 制御を行うことができる。また、図 7及び図 8に示すような簡単な回路構成で共振トラ ンス Tの二次側にエネルギーを供給している期間 tlを検出することができる。
[0052] (共振トランスの構成例）
図 10は実施例 1のスイッチング電源装置に設けられた共振トランスの二次卷線と補 助卷線とを密結合させた構成例を示す図である。
[0053] 図 10 (a)に示す共振トランスは、磁性体力もなるコア 30の 1つの磁路を構成する中 央脚 30aに、フランジ部 3 la〜31cを有する円筒状の分割ボビン 31が取り付けられる 。この分割ボビン 31のフランジ部 31a, 31b間に一次卷線 PIが卷回され、フランジ部 31b, 31c間に二次卷線 Sが卷回され、この二次卷線 S上に補助卷線 P2が卷回され て、補助卷線 P2が二次卷線 Sに密結合されている。コア 30は矩形状の外形を有し、 コア 30には磁路 30a, 30b, 30cを構成するように磁路の長手方向に平行に間隙 35 a, 35bが形成されている。
[0054] 図 10 (b)に示す共振トランスは、コア 30の中央脚 30aに、フランジ部 32を有する円 筒状のボビン 32が取り付けられ、このボビン 32に一次卷線 P1を卷回し、この一次卷 線 P1上に二次卷線 Sを卷回し、この二次卷線 S上に補助卷線 P2を卷回して、補助 卷線 P2を二次卷線 Sに密結合させて 、る。
[0055] 図 10 (b)に示す例では、各卷線ともに卷枠に対して同位置に卷回している力 図 1 0 (c)に示す例では、一次卷線 P1と二次卷線 Sの巻き位置を卷枠に対してずらし、一 次卷線 P1と二次卷線 Sとを疎結合とし、二次卷線 Sと補助卷線 P2の巻き位置を揃え ることにより、補助卷線 P2を一次卷線 P 1より二次卷線 Sに密結合させている。
[0056] 実施例 2
実施例 2の共振型のスイッチング電源装置を説明する。図 11は実施例 2のスィッチ ング電源装置を示す回路構成図である。
[0057] 図 11に示す実施例 2のスイッチング電源装置は、図 6に示す実施例 1のスィッチン グ電源装置に対して、共振トランス Tの二次側に設けられた整流器 Dの代わりに、二
0
次卷線 Sと平滑コンデンサ 14との間に、 MOSFET等からなるスイッチング素子 Q3と 整流器 18との並列回路力もなる同期整流回路を設けたことを特徴とする。 MOSFE T等力 なるスイッチング素子 Q3を用いることで同期整流動作を行い、ロスを低減す ることがでさる。
[0058] また、補助卷線 P2及び共振期間検知回路 12aを設け、共振期間検知回路 12aは 、補助卷線 P2に発生した電圧に基づく共振期間検出信号によりスイッチング素子 Q 3をオン Zオフさせる。
[0059] 即ち、共振期間検知回路 12aによる共振期間検出信号によりスイッチング素子 Q3 をオン Zオフするため、共振トランス Tの一次側から二次側にエネルギーを供給して いる期間 tlのみ、スイッチング素子 Q3をオンさせることにより、同期整流動作を行うこ とがでさる。
[0060] 実施例 3
次に実施例 3の共振型スイッチング電源装置を説明する。図 12は実施例 3のスイツ チング電源装置を示す回路構成図である。
[0061] 図 12に示す実施例 3のスイッチング電源装置は、図 6に示す実施例 1のスィッチン グ電源装置と、図 11に示す実施例 2のスイッチング電源装置を組み合わせたもので ある。
[0062] 即ち、共振トランス Tは、一次卷線 P1と二次卷線 Sと該二次卷線 Sに密結合した第 1 補助卷線 P2及び第 2補助卷線 S2とを有している。共振トランス Tの一次側に第 1補 助卷線 P2及び共振期間検知回路 12が設けられ、二次側に第 2補助卷線 S2及び共 振期間検知回路 12aが設けられる。
[0063] 共振期間検知回路 12は、共振トランス Tの第 1補助卷線 P2の電圧に基づき共振ト ランス Tの一次側から二次側へエネルギーを送出している期間を検出し共振期間検 出信号を出力する。制御回路 11は、共振期間検知回路 12からの共振期間検出信 号に基づき共振トランス Τの一次側から二次側へエネルギーを送出している期間に は第 2スイッチング素子 Q2のオン状態、及び第 1スイッチング素子 Q1のオフ状態を 保持し続けるように制御する。
[0064] 二次卷線 Sと平滑コンデンサ 14との間には、 MOSFET等力もなるスイッチング素 子 Q3と整流器 18との並列回路力もなる同期整流回路が設けられている。共振期間 検知回路 12aは、共振トランス Tの第 2補助卷線 S2の電圧に基づき共振トランス丁の 一次側から二次側へエネルギーを送出している期間を検出し共振期間検出信号に よりスイッチング素子 Q3をオン Zオフさせる。
[0065] このように実施例 3のスイッチング電源装置によれば、共振トランス Tの一次側及び 二次側に共振期間検知回路 12, 12aを設けることで、それぞれのスイッチング素子 Q 1〜Q3を最適のタイミングでオン Zオフさせることが可能となる。
[0066] なお、本発明は実施例 1乃至実施例 3に限定されるものではない。実施例 1乃至実 施例 3では、交流電源 1、全波整流回路 2、及び平滑コンデンサ 3を用いた力 第 1ス イッチング素子 Q1と第 2スイッチング素子 Q2の直列回路の両端に接続する電源は 非交流電源であればよく直流電源を用いても良い。すなわち本発明において第 1ス イッチング素子 Q1と第 2スイッチング素子 Q2の直列回路が非交流電源の出力に並 列に接続される。
[0067] また、実施例 1乃至実施例 3では、第 1スイッチング素子 Q1の両端に、電流共振コ ンデンサ Criとリアタトル Lrと共振トランス Tの一次卷線 P1との直列回路を接続したが 、例えば、第 2スイッチング素子 Q2の両端に、電流共振コンデンサ Criとリアタトル Lr と共振トランス Tの一次卷線 PIとの直列回路を接続しても良い。
[0068] また、実施例 1乃至実施例 3では、第 1スイッチング素子 Q1の両端に、電圧共振コ ンデンサ Crvを接続した力 例えば第 2スイッチング素子 Q2の両端に、電圧共振コン デンサ Crvを接続しても良 、。
[0069] 発明の効果
本発明の第 1の技術的側面によれば、共振トランスの補助卷線を二次卷線と密に 結合させ、共振期間検出手段が補助卷線の電圧に基づき共振トランスの一次側から 二次側へエネルギーを送出している期間を検出し共振期間検出信号を出力するの で、二次側にエネルギーを供給して 、る期間を正確に検出できる。
[0070] 本発明の第 2および第 3の技術的側面によれば、簡単な回路構成で、二次側にェ ネルギーを供給している期間を正確に検出できる。
[0071] 本発明の第 4の技術的側面によれば、制御回路は、共振期間検出手段からの共振 期間検出信号に基づき共振トランスの一次側力 二次側へエネルギーを送出してい る期間には各スイッチング素子のオン状態又はオフ状態を保持し続けるように制御す るので、共振はずれを起こすことなぐ最適なオン期間を持ったスイッチング制御を行 うことが可能となるため、効率を向上できる。
[0072] 本発明の第 5の技術的側面によれば、共振期間検出手段は、共振期間検出信号 により第 3スイッチング素子をオン/オフさせるので、二次側にエネルギーを供給して いる期間のみ、第 3スイッチング素子をオンさせることにより、同期整流動作を行うこと ができる。
[0073] 本発明の第 6の技術的側面によれば、共振トランスの一次側及び二次側に第 1共 振期間検出手段及び第 2共振期間検出手段を設けることで、それぞれのスィッチン グ素子を最適のタイミングでオン Zオフさせることが可能となる。
産業上の利用可能性
[0074] 本発明は、 DC— DCコンバータ、 AC— DCコンバータ等のスイッチング電源装置 に適用可能である。

Claims

請求の範囲
[1] スイッチング電源装置であって、
一次卷線と二次卷線と該二次卷線に密結合した補助卷線とを有する共振トランスと 非交流電源の出力に並列に接続される第 1スイッチング素子と第 2スイッチング素 子とが直列に接続された第 1直列回路と、
前記第 1スイッチング素子又は前記第 2スイッチング素子の両端に接続される共振 コンデンサと、
共振リアタトルと前記共振トランスの一次卷線とが直列に接続された第 2直列回路と 前記共振トランスの二次卷線の電圧を整流平滑する整流平滑回路と、 この整流平滑回路の出力電圧に基づき前記第 1スイッチング素子と前記第 2スイツ チング素子とを交互にオン Zオフさせる制御回路と、
前記共振トランスの補助卷線の電圧に基づき前記共振トランスの一次側から二次 側へエネルギーを送出している期間を検出し共振期間検出信号を出力する共振期 間検出器と、
を具備することを特徴とする装置。
[2] 前記共振期間検出器は、前記補助卷線に直列に接続された整流器と、前記補助 卷線と前記整流器との直列回路に並列に接続された第 1の抵抗と、この第 1の抵抗 にカップリングコンデンサを介して並列に接続された第 2の抵抗とを具備し、前記第 2 の抵抗の両端電圧を出力することを特徴とする請求項 1記載のスイッチング電源装 置。
[3] 前記共振期間検出器は、前記補助卷線にカップリングコンデンサを介して並列に 接続された整流器と、この整流器に並列に接続された抵抗とを具備し、前記抵抗の 両端電圧を出力することを特徴とする請求項 1記載のスイッチング電源装置。
[4] 前記共振期間検出器は、前記共振期間検出信号を前記制御回路に送出し、 前記制御回路は、前記共振期間検出器からの共振期間検出信号に基づき前記共 振トランスの一次側から二次側へエネルギーを送出している期間には前記各スィッチ ング素子のオン状態又はオフ状態を保持し続けるように制御することを特徴とする請 求項 1記載のスイッチング電源装置。
[5] 前記共振期間検出器は、前記共振期間検出信号を前記制御回路に送出し、 前記制御回路は、前記共振期間検出器からの共振期間検出信号に基づき前記共 振トランスの一次側から二次側へエネルギーを送出している期間には前記各スィッチ ング素子のオン状態又はオフ状態を保持し続けるように制御することを特徴とする請 求項 2記載のスイッチング電源装置。
[6] 前記共振期間検出器は、前記共振期間検出信号を前記制御回路に送出し、 前記制御回路は、前記共振期間検出器からの共振期間検出信号に基づき前記共 振トランスの一次側から二次側へエネルギーを送出している期間には前記各スィッチ ング素子のオン状態又はオフ状態を保持し続けるように制御することを特徴とする請 求項 3記載のスイッチング電源装置。
[7] 前記整流平滑回路は、前記共振トランスの二次卷線の電圧を整流する第 3スィッチ ング素子を有し、
前記共振期間検出器は、前記共振期間検出信号により前記第 3スイッチング素子 をオン Zオフさせることを特徴とする請求項 1記載のスイッチング電源装置。
[8] 前記整流平滑回路は、前記共振トランスの二次卷線の電圧を整流する第 3スィッチ ング素子を有し、
前記共振期間検出器は、前記共振期間検出信号により前記第 3スイッチング素子 をオン Zオフさせることを特徴とする請求項 2項記載のスイッチング電源装置。
[9] 前記整流平滑回路は、前記共振トランスの二次卷線の電圧を整流する第 3スィッチ ング素子を有し、
前記共振期間検出器は、前記共振期間検出信号により前記第 3スイッチング素子 をオン Zオフさせることを特徴とする請求項 3記載のスイッチング電源装置。
[10] 一次卷線と二次卷線と該二次卷線に密結合した第 1補助卷線及び第 2補助卷線と を有する共振トランスと、
非交流電源の出力に並列に接続される第 1スイッチング素子と第 2スイッチング素 子とが直列に接続された第 1直列回路と、 前記第 1スイッチング素子又は前記第 2スイッチング素子の両端に、共振コンデン サと共振リアタトルと前記共振トランスの一次卷線とが直列に接続された第 2直列回 路と、
前記共振トランスの二次卷線の電圧を整流平滑する整流平滑回路と、
この整流平滑回路の出力電圧に基づき前記第 1スイッチング素子と前記第 2スイツ チング素子とを交互にオン Zオフさせる制御回路と、
前記共振トランスの第 1補助卷線の電圧に基づき前記共振トランスの一次側から二 次側へエネルギーを送出している期間を検出し共振期間検出信号を出力する第 1共 振期間検出器と、
前記共振トランスの第 2補助卷線の電圧に基づき前記共振トランスの一次側から二 次側へエネルギーを送出している期間を検出し共振期間検出信号を出力する第 2共 振期間検出器とを具備し、
前記整流平滑回路は、前記共振トランスの二次卷線の電圧を整流する第 3スィッチ ング素子を有し、
前記第 2共振期間検出器は、前記共振期間検出信号により前記第 3スイッチング素 子をオン Zオフさせることを特徴とするスイッチング電源装置。
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