JP5218456B2

JP5218456B2 - Ｌｅｄ駆動装置

Info

Publication number: JP5218456B2
Application number: JP2010060641A
Authority: JP
Inventors: 啓太石倉; 真司麻生
Original assignee: Sanken Electric Co Ltd
Current assignee: Sanken Electric Co Ltd
Priority date: 2010-03-17
Filing date: 2010-03-17
Publication date: 2013-06-26
Anticipated expiration: 2030-03-17
Also published as: CN102196632A; CN102196632B; JP2011198795A

Description

本発明は、直列に接続された複数のＬＥＤを駆動するＬＥＤ駆動装置に関する。

従来、直列に接続された複数のＬＥＤ（Light Emitting Diode）を点灯させるＬＥＤ駆動装置として、例えば特許文献１が知られている。

特許文献１には、図１０に示すように、複数の変圧器を用いて電流を供給し、複数の電流路に接続された複数のＬＥＤを駆動する光源回路が開示されている。各変圧器は１つの電流供給コイルと誘導コイルからなり、電流供給コイルは出力の電流を異なる電流路に提供するように用いられ、誘導コイルは別の変圧器の誘導コイルに接続されて電流ループを形成する。各変圧器と別の変圧器との出力の電流の関係は、互いに接続された変圧器のコイルの巻数比によって決められる。即ち、コイルの巻数比が１：１の場合、各電流路に流れる電流を均衡化することができる。

特開２００６−３５２１１６号公報

しかしながら、特許文献１に開示されたＬＥＤ駆動装置にあっては、並列に接続された複数のＬＥＤ電流を精度良く均衡化することができなかった。即ち、電流のバランスの精度が十分でなかった。

本発明の課題は、並列に接続された複数のＬＥＤに流れる電流のバランスの精度を向上することができるＬＥＤ駆動装置を提供することにある。

上記課題を解決するために、本発明のＬＥＤ駆動装置は、交番電流を整流平滑してＬＥＤに供給するＬＥＤ駆動装置であって、１次巻線と２次巻線とを有する第１トランス、直流電源の両端に直列に接続される第１及び第２スイッチング素子、前記第１及び第２スイッチング素子の一方に並列に接続され且つ前記１次巻線と共振コンデンサを有する直列接続部を有し、前記２次巻線から前記交番電流を出力する共振型の電力供給手段と、前記電力供給手段の出力に接続され第１整流素子と第１平滑素子を有する第１整流平滑回路、前記第１整流平滑回路に接続され且つ１以上のＬＥＤを直列接続してなる第１ＬＥＤ群、前記電力供給手段と前記第１整流平滑回路との間に接続される第１巻線を有する第１直列回路と、前記電力供給手段の出力に接続され第２整流素子と第２平滑素子を有する第２整流平滑回路、前記第２整流平滑回路に接続され且つ１以上のＬＥＤを直列接続してなる第２ＬＥＤ群、前記電力供給手段と前記第２整流平滑回路との間に接続される第２巻線を有する第２直列回路と、前記第１及び第２スイッチング素子のスイッチング周波数を前記電力供給手段の共振周波数よりも高い周波数に制御する制御手段とを有し、前記第１及び第２巻線は、前記第１及び第２電流を均衡化するための第２トランスを構成し、前記第１及び第２巻線の各々は漏れインダクタンス成分を有し、前記共振周波数は、前記共振コンデンサと前記漏れインダクタンス成分とに基づき決定され、前記第１及び第２直列回路の各々を流れる第１及び第２電流が、前記第１及び第２巻線に生じる電磁力に基づき均衡化されることを特徴とする。

本発明によれば、制御手段が第１及び第２スイッチング素子のスイッチング周波数を電力供給手段の共振周波数よりも高い周波数に制御するので、第１及び第２直列回路の各々を流れる第１及び第２電流が第１及び第２巻線に生じる電磁力に基づき均衡化される。従って、複数のＬＥＤに流れる電流のバランスの精度を向上することができる。

また、第１及び第２巻線は、第１及び第２電流を均衡化するための第２トランスを構成し、第１及び第２巻線の各々は漏れインダクタンス成分を有し、共振周波数は、共振コンデンサと漏れインダクタンス成分とに基づき決定されるので、共振コンデンサと漏れインダクタンス成分とに基づく共振周波数を調整することにより電流のばらつきが抑えられ、複数のＬＥＤに流れる電流のバランスの精度を向上することができる。

本発明の実施例１のＬＥＤ駆動装置の構成図である。本発明の実施例１のＬＥＤ駆動装置の動作を説明するためのタイミングチャートである。本発明の実施例１のＬＥＤ駆動装置の動作を説明するためのタイミングチャートである。実施例１の変形例に係るＬＥＤ駆動装置の構成図である。漏れインダクタンスと電流のばらつきとの関係を示す図である。実施例１の半波倍電圧整流方式と他の全波整流方式とを示す図である。各整流方式の電流のばらつきの比較結果を示す図である。本発明の実施例２のＬＥＤ駆動装置の主要な構成図である。実施例２のＬＥＤ駆動装置のコイルを追加した場合とトランスの漏れインダクタンスを利用した場合の電流のばらつきを比較した結果を示す図である。従来のＬＥＤ駆動装置の具体例を示す図である。

以下、本発明の実施の形態のＬＥＤ駆動装置を図面を参照しながら詳細に説明する。本発明は、コンバータとして共振型コンバータを用いるとともに、共振型コンバータの共振周波数よりもスイッチング素子のスイッチング周波数を高い周波数で制御し、電流バランス用のトランスに漏れインダクタンスを大きく含むように構成し、整流方式として半波倍電圧整流方式を採用したことを特徴とする。

図１は本発明の実施例１に係るＬＥＤ駆動装置の構成図である。電力供給手段１０は、正弦波状の交番電流を供給するために、直流電源Ｖｉｎの両端に、ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子ＱＨとＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子ＱＬとの直列回路が接続されている。

スイッチング素子ＱＨとスイッチング素子ＱＬとの接続点にトランスＴ２の１次巻線Ｎｐと電流共振コンデンサＣｒｉとの直列共振回路が接続されている。トランスＴ２は、漏れインダクタンスＬｒ１，Ｌｒ２を有する。ＬｐはトランスＴ２の励磁インダクタンスである。スイッチング素子ＱＬとスイッチング素子ＱＨとが交互にオンオフすることで、トランスＴ２の巻線Ｎｓから漏れインダクタンスＬｒ１、Ｌｒ２と電流共振コンデンサＣｒｉ又はＬｒ１、ＬｐとＣｒｉで共振した正弦波状の交番電流を供給することができる。

２次巻線Ｎｓの一端には巻線Ｎ１の一端が接続され、巻線Ｎ１の他端にはコンデンサＣ１１を介して交番電流を半波整流するダイオードＤ１のアノードとダイオードＤ１１のカソードとが接続される。ダイオードＤ１のカソードと２次巻線Ｎｓの他端との間には、コンデンサＣ１が接続され、コンデンサＣ１の一端には、負荷ＬＤ１（ＬＥＤ１ａ〜ＬＥＤ１ｅ）が並列に接続される。ダイオードＤ１１のアノードは、２次巻線Ｎｓの他端とコンデンサＣ１の他端とに接続される。コンデンサＣ１，Ｃ１１とダイオードＤ１，Ｄ１１は、第１の半波２倍電圧整流回路を構成する。２次巻線Ｎｓと第１の半波２倍電圧整流回路とが直列回路を構成し、第１の半波２倍電圧整流回路の出力に負荷ＬＤ１（ＬＥＤ１ａ〜ＬＥＤ１ｅ）が接続される。

また、トランスＴ２の２次巻線Ｎｓの一端には巻線Ｓ１の一端が接続され、巻線Ｓ１の他端にはコンデンサＣ１２を介して交番電流を半波整流するダイオードＤ２のアノードとダイオードＤ１２のカソードとが接続される。ダイオードＤ２のカソードと２次巻線Ｎｓの他端との間には、コンデンサＣ２が接続され、コンデンサＣ２の一端には、負荷ＬＤ２（ＬＥＤ２ａ〜ＬＥＤ２ｅ）が並列に接続される。ダイオードＤ１２のアノードは、２次巻線Ｎｓの他端とコンデンサＣ２の他端とに接続される。コンデンサＣ２，Ｃ１２とダイオードＤ２，Ｄ１２は、第２の半波２倍電圧整流回路を構成する。２次巻線Ｎｓと第２の半波２倍電圧整流回路とが直列回路を構成し、第２の半波２倍電圧整流回路の出力に負荷ＬＤ２（ＬＥＤ２ａ〜ＬＥＤ２ｅ）が接続される。

巻線Ｎ１と巻線Ｓ１とは、互いに電磁的に結合されトランスＴ１を構成する。トランスＴ１は励磁インダクタンスＬ１を有する。また、ＬＥＤの順方向電圧（Ｖｆ）のバラツキにより、実施例１における負荷ＬＤ１のインピーダンスと負荷ＬＤ２のインピーダンスとは互いに異なる。

また、負荷ＬＤ１（ＬＤ２）には抵抗Ｒｓの一端とＰＦＭ回路１の入力端子の一端とが接続され、抵抗Ｒｓの他端とＰＦＭ回路の入力端子の他端は接地される。抵抗Ｒｓが、負荷ＬＤ１（及びＬＤ２）に流れる電流を一括して検出し、電流検出値をＰＦＭ回路１に出力する。ＰＦＭ回路１は、電流検出値と内部の基準電圧とを比較して、その誤差出力に基づき、負荷に流れる電流が一定になるようにスイッチング素子ＱＨとスイッチング素子ＱＬとのオンオフ周波数を制御する。

（スイッチング周波数と共振周波数との関係）
次に、実施例１のＬＥＤ駆動装置の動作を説明する。まず、比較例として、スイッチング素子ＱＨ，ＱＬのスイッチング周波数が電力供給手段１０の共振周波数よりも低い周波数である場合の動作を図２に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。

電力供給手段１０の共振周波数は、トランスＴ２の励磁インダクタンス、漏れインダクタンス及び電流共振コンデンサＣｒｉとによって決定される。

ここでは、トランスＴ２の漏れインダクタンスＬｒ２の値を例えば１００μＨとする。すなわち、トランスＴ２の漏れインダクタンスＬｒ２の値を小さくすることで、スイッチング周波数を、漏れインダクタンス（Ｌｒ１＋Ｌｒ２）と電流共振コンデンサＣｒｉとによる共振周波数の約０．７倍としている。

ここで、ＬＥＤ１ａ〜ＬＥＤ１ｅの各々の順方向電圧Ｖｆの和とＶｆ（ＬＤ１）、ＬＥＤ２ａ〜ＬＥＤ２ｅの各々の順方向電圧Ｖｆの和とＶｆ（ＬＤ２）として、Ｖｆ（ＬＤ１）＞Ｖｆ（ＬＤ２）となっているものとして説明する。

図２において、Ｖ（ＱＨ），Ｖ（ＱＬ）はスイッチング素子ＱＨ，ＱＬのドレイン・ソース間の電圧、Ｉ（ＱＨ），Ｉ（ＱＬ）はスイッチング素子ＱＨ，ＱＬのドレイン・ソース間を流れる電流、Ｖ（Ｎｓ）はトランスＴ２の２次巻線Ｎｓの電圧、Ｉ（Ｄ１），Ｉ（Ｄ１１）はダイオードＤ１，Ｄ１１を流れる電流、Ｉ（Ｄ１）−Ｉ（Ｄ２）はダイオードＤ１とダイオードＤ２とを流れる電流の差、Ｉ（Ｌ１）はトランスＴ１の励磁インダクタンスＬ１を流れる電流である。

動作状態は、スイッチング素子ＱＨ，ＱＬのオンオフ、トランスＴ１，Ｔ２に印加される電圧の状態により６つの期間Ｔ１１〜Ｔ１６に分けられる。

まず、期間Ｔ１１において、スイッチング素子ＱＨがオフ、スイッチング素子ＱＬがオンの状態であり、トランスＴ２の１次側の電流は、Ｃｒｉ→Ｌｐ（Ｎｐ→Ｌｒ２）→Ｌｒ１→ＱＬ→Ｃｒｉ又はＣｒｉ→ＱＬ（ＤＬ）→Ｌｒ１→Ｌｐ（Ｎｐ→Ｌｒ２）→Ｃｒｉの経路を流れる。２次側の電流は、Ｎｓ→Ｄ１１→Ｃ１１→Ｎ１（Ｌ１）→Ｎｓという経路と、Ｎｓ→Ｄ１２→Ｃ１２→Ｓ１→Ｎｓという経路とで流れる。

２つの経路の電圧について、
Ｖ（Ｎｓ）−Ｖ（Ｎ１）＋Ｖ（Ｃ１１）＝０
Ｖ（Ｎｓ）＋Ｖ（Ｓ１）＋Ｖ（Ｃ１２）＝０
が成立する。また、トランスＴ１の巻線Ｎ１，Ｓ１の電圧Ｖ（Ｎ１），Ｖ（Ｓ１）は、トランスの特性上Ｖ（Ｎ１）＝Ｖ（Ｓ１）となる。従って、トランスＴ１の励磁インダクタンスＬ１の電圧Ｖ（Ｌ１）＝Ｖ（Ｎ１）＝Ｖ（Ｓ１）とすると、
Ｖ（Ｎｓ）＝−（Ｖ（Ｃ１１）＋Ｖ（Ｃ１２））／２
Ｖ（Ｌ１）＝（Ｖ（Ｃ１１）−Ｖ（Ｃ１２））／２
となり、トランスＴ１の励磁インダクタンスＬ１にはコンデンサＣ１１の電圧とコンデンサＣ１２の電圧の差の１／２の電圧が印加される。倍電圧整流方式で、電力供給手段の出力電圧Ｖ（Ｎｓ）が図３のように、時比率が０．５で極性を対称に反転させる場合、
Ｖ（Ｌ１）＝（Ｖ（Ｃ１）−Ｖ（Ｃ２））／４
となる。

Ｖｆ（ＬＤ１）＞Ｖｆ（ＬＤ２）のとき、Ｖ（Ｃ１）＞Ｖ（Ｃ２）となるため、Ｖ（Ｌ１）は巻始が正の電圧となる。このため、励磁インダクタンスＬ１に流れる励磁電流Ｉ（Ｌ１）は、Ｖ（Ｌ１）／Ｌ１の傾きで増加する。

次に、期間Ｔ１２において、期間Ｔ１１と同様にスイッチング素子ＱＨがオフ、スイッチング素子ＱＬがオンの状態であるが、期間Ｔ１１と比較して共振周波数が変わり、インダクタンス（Ｌｒ１＋Ｌｐ）と電流共振コンデンサＣｒｉとによる共振周波数となる。トランスＴ２の１次側の電流は期間Ｔ１１の電流と同じであり、Ｃｒｉ→Ｌｐ（Ｎｐ→Ｌｒ２）→Ｌｒ１→ＱＬ→Ｃｒｉの経路を流れる。２次側の電流は、Ｎｓ→Ｄ１２→Ｃ１２→Ｓ１→Ｎｓという経路と、Ｌ１→Ｎ１→Ｌ１の経路とを流れる。この期間に２次側を流れる電流は、励磁インダクタンスＬ１に蓄えられた電流を放出したものであり、励磁電流がゼロになると、この期間Ｔ１２は終了する。

次に、期間Ｔ１３において、期間Ｔ１１，Ｔ１２と同様にスイッチング素子ＱＨがオフ、スイッチング素子ＱＬがオンの状態である。トランスＴ２の１次側では電流が、Ｃｒｉ→Ｌｐ→Ｌｒ１→ＱＬ→Ｃｒｉの経路を流れ、トランスＴ２のＮｐ，Ｎｓには電流は流れない。２次側ではダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ１１，Ｄ１２のいずれも電流が流れず、励磁インダクタンスＬ１にも電流が流れない。

次に、期間Ｔ１４において、スイッチング素子ＱＨがオン、スイッチング素子ＱＬがオフの状態であり、トランスＴ２の１次側の電流は、Ｖｉｎ→Ｃｒｉ→Ｌｐ（Ｌｒ２→Ｎｐ）→Ｌｒ１→ＱＨ（ＤＨ）→Ｖｉｎ又はＶｉｎ→ＱＨ→Ｌｒ１→Ｌｐ（Ｌｒ２→Ｎｐ）→Ｃｒｉ→Ｖｉｎの経路を流れる。２次側の電流は、Ｎｓ→Ｎ１（Ｌ１）→Ｃ１１→Ｄ１→Ｃ１（ＬＤ１）→Ｎｓという経路と、Ｎｓ→Ｓ１→Ｃ１２→Ｄ２→Ｃ２（ＬＤ２）→Ｎｓという経路とで流れる。

２つの経路の電圧は、
Ｖ（Ｎｓ）−Ｖ（Ｎ１）＋Ｖ（Ｃ１１）−Ｖ（Ｃ１）＝０
Ｖ（Ｎｓ）＋Ｖ（Ｓ１）＋Ｖ（Ｃ１２）−Ｖ（Ｃ２）＝０
である。また、トランスＴ１の巻線Ｎ１，Ｓ１の電圧Ｖ（Ｎ１），Ｖ（Ｓ１）は、トランスの特性上Ｖ（Ｎ１）＝Ｖ（Ｓ１）となる。従って、トランスＴ１の励磁インダクタンスＬ１の電圧Ｖ（Ｌ１）＝Ｖ（Ｎ１）＝Ｖ（Ｓ１）とすると、
Ｖ（Ｎｓ）＝（Ｖ（Ｃ１）＋Ｖ（Ｃ２）−Ｖ（Ｃ１１）−Ｖ（Ｃ１２））／２
Ｖ（Ｌ１）＝（Ｖ（Ｃ２）−Ｖ（Ｃ１））／２＋（Ｖ（Ｃ１１）−Ｖ（Ｃ１２））／２
となる。いま、倍電圧整流方式で電力供給手段１０の出力電圧Ｖ（Ｎｓ）が図３のように時比率０．５で極性を対称に反転させる場合、
Ｖ（Ｃ１１）＝Ｖ（Ｃ１）／２
Ｖ（Ｃ１２）＝Ｖ（Ｃ２）／２
であるため、
Ｖ（Ｌ１）＝−（Ｖ（Ｃ１）−Ｖ（Ｃ２））／４
となる。

Ｖｆ（ＬＤ１）＞Ｖｆ（ＬＤ２）のとき、Ｖ（Ｃ１）＞Ｖ（Ｃ２）となるため、Ｖ（Ｌ１）は巻始が負の電圧となる。このため、励磁インダクタンスＬ１に流れる励磁電流Ｉ（Ｌ１）は、｜Ｖ（Ｌ１）／Ｌ１｜の傾きで減少する。

次に、期間Ｔ１５において、期間Ｔ１４と同様にスイッチング素子ＱＨがオン、スイッチング素子ＱＬがオフの状態であるが、共振周波数が変わり、インダクタンス（Ｌｒ１＋Ｌｐ）と電流共振コンデンサＣｒｉとによる共振周波数となる。トランスＴ２の１次側の電流は、Ｖｉｎ→ＱＨ→Ｌｒ１→Ｌｐ（Ｌｒ２→Ｌｐ）→Ｃｒｉ→Ｖｉｎの経路を流れる。２次側では、Ｎｓ→Ｓ１→Ｃ１２→Ｄ２→Ｃ２（ＬＤ２）→Ｎｓの経路と、Ｌ１→Ｎ１→Ｌ１の経路を流れる。この期間に２次側を流れる電流は、励磁インダクタンスＬ１に蓄えられた電流を放出したものであり、励磁電流がゼロになると、この期間Ｔ１５は終了する。

次に、期間Ｔ１６において、期間Ｔ１４，Ｔ１５と同様にスイッチング素子ＱＨがオン、スイッチング素子ＱＬがオフの状態である。トランスＴ２の１次側では電流が、Ｖｉｎ→ＱＨ→Ｌｒ１→Ｌｐ→Ｃｒｉ→Ｖｉｎの経路を流れており、トランスＴ２のＮｐ，Ｎｓには電流は流れない。２次側では期間Ｔ１３と同様にダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ１１，Ｄ１２のいずれも電流が流れず、励磁インダクタンスＬ１にも電流が流れない。

比較例に係るＬＥＤ駆動装置は、以上の周期的な動作を繰り返す。６つの期間Ｔ１１〜Ｔ１６の内、期間Ｔ１１，Ｔ１２，Ｔ１３，Ｔ１６ではダイオードＤ１，Ｄ２が導通しない。期間Ｔ１４，Ｔ１５ではダイオードＤ１，Ｄ２は導通し、励磁インダクタンスＬ１を流れる励磁電流が電流Ｉ（Ｄ１）に重畳されることにより、電流Ｉ（Ｄ１）と電流Ｉ（Ｄ２）との間に差が生ずる。

次に、本発明に係るＬＥＤ駆動装置の動作として、スイッチング素子ＱＨ，ＱＬのスイッチング周波数が電力供給手段１０の共振周波数よりも高い場合の動作を図３に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。

ＰＦＭ回路１（制御手段に対応）は、スイッチング素子ＱＨ，ＱＬのスイッチング周波数を電力供給手段１０の共振周波数よりも高い周波数に制御する。この場合、トランスＴ２を疎結合することで、トランスＴ２の漏れインダクタンス（Ｌｒ１＋Ｌｒ２）の値を大きくしている。Ｌｒ２は例えば３ｍＨである。これにより、スイッチング周波数は、漏れインダクタンス（Ｌｒ１＋Ｌｒ２）と共振コンデンサＣｒｉとによる共振周波数の約２倍の周波数になっている。

このＬｒ２にはトランスＴ２の２次側のインダクタンスも含む。即ち、共振周波数は、トランスＴ２のインダクタンスとトランスＴ１の漏れインダクタンス（図示されない）と電流共振コンデンサＣｒｉにより決定される。

動作状態は、スイッチング素子ＱＨ，ＱＬのオンオフ、トランスＴ１，Ｔ２に印加される電圧の状態により４つの期間Ｔ１〜Ｔ４に分けられる。

まず、期間Ｔ１において、スイッチング素子ＱＨがオフ、スイッチング素子ＱＬがオンの状態であり、トランスＴ２の１次側の電流は、Ｃｒｉ→Ｌｐ（Ｎｐ→Ｌｒ２）→Ｌｒ１→ＱＬ→Ｃｒｉ又はＣｒｉ→ＱＬ（ＤＬ）→Ｌｒ→Ｌｐ（Ｎｐ→Ｌｒ２）→Ｃｒｉの経路を流れる。共振周波数は、トランスＴ２の漏れインダクタンス（Ｌｒ１＋Ｌｒ２）とコンデンサＣｒｉとにより決定される。トランスＴ２の巻線Ｎｐ，Ｎｓはいずれも巻始が負電圧となる。このため、２次側の電流は、Ｎｓ→Ｄ１１→Ｃ１１→Ｎ１（Ｌ１）→Ｎｓという経路と、Ｎｓ→Ｄ１２→Ｃ１２→Ｓ１→Ｎｓという経路とで流れる。

励磁インダクタンスＬ１に印加される電圧Ｖ（Ｌ１）も図２に示した例の期間Ｔ１１と同様に、
Ｖ（Ｌ１）＝（Ｖ（Ｃ１）−Ｖ（Ｃ２））／４
であるため、Ｖ（Ｌ１）は巻始が正の電圧となる。このため、励磁インダクタンスＬ１に流れる励磁電流Ｉ（Ｌ１）は、Ｖ（Ｌ１）／Ｌ１の傾きで増加する。

トランスＴ１の１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｓ１とはそれぞれに流れる電流が均衡するように磁気結合されているので、コンデンサＣ１１とコンデンサＣ１２とには同一の電流が充電される。

次に、期間Ｔ２において、スイッチング素子ＱＨがオンし、スイッチング素子ＱＬがオフの状態であり、トランスＴ２の１次側の電流は、Ｖｉｎ→Ｃｒｉ→Ｌｐ（Ｎｐ→Ｌｒ２）→Ｌｒ１→ＱＨ（ＤＨ）→Ｖｉｎの経路を流れる。期間Ｔ１と同様に、トランスＴ２の巻線Ｎｐ，Ｎｓは、巻始が負電圧となるため、２次側の電流は、Ｎｓ→Ｄ１１→Ｃ１１→Ｎ１（Ｌ１）→Ｎｓという経路と、Ｎｓ→Ｄ１２→Ｃ１２→Ｓ１→Ｎｓという経路とで流れる。

励磁インダクタンスに印加される電圧Ｖ（Ｌ１）も期間Ｔ１と同様に、
Ｖ（Ｌ１）＝（Ｖ（Ｃ１）−Ｖ（Ｃ２））／４
であるため、Ｖ（Ｌ１）は巻始が正電圧となる。このため、励磁インダクタンスＬ１に流れる励磁電流Ｉ（Ｌ１）は、Ｖ（Ｌ１）／Ｌ１の傾きで増加する。

次に、期間Ｔ３において、スイッチング素子ＱＨがオンし、スイッチング素子ＱＬがオフの状態である。トランスＴ２の１次側の電流は、Ｖｉｎ→Ｃｒｉ→Ｌｐ（Ｌｒ２→Ｎｐ）→Ｌｒ１→ＱＨ（ＤＨ）→Ｖｉｎ又はＶｉｎ→ＱＨ→Ｌｒ１→Ｌｐ（Ｌｒ２→Ｎｐ）→Ｃｒｉ→Ｖｉｎの経路を流れる。トランスＴ２の巻線Ｎｐ，Ｎｓは、いずれも巻始が正電圧となるため、２次側の電流は、Ｎｓ→Ｎ１（Ｌ１）→Ｃ１１→Ｄ１→Ｃ１（ＬＤ１）→Ｎｓという経路と、Ｎｓ→Ｓ１→Ｃ１２→Ｄ２→Ｃ２（ＬＤ２）→Ｎｓという経路とで流れる。

励磁インダクタンスＬ１に印加される電圧Ｖ（Ｌ１）も図２に示した例の期間Ｔ１４と同様に、
Ｖ（Ｌ１）＝−（Ｖ（Ｃ１）−Ｖ（Ｃ２））／４
であるため、Ｖ（Ｌ１）は巻始が負の電圧となる。このため、励磁インダクタンスＬ１に流れる励磁電流Ｉ（Ｌ１）は、｜Ｖ（Ｌ１）／Ｌ１｜の傾きで減少する。

トランスＴ１の１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｓ１とはそれぞれに流れる電流が均衡するように磁気結合されているので、コンデンサＣ１とコンデンサＣ２とには同一の電流が充電される。従って、コンデンサＣ１に接続される負荷ＬＤ１とコンデンサＣ２に接続される負荷ＬＤ２は、インピーダンスが異なる場合でも均衡化された電流が流れることになる。

次に、期間Ｔ４において、スイッチング素子ＱＨがオフし、スイッチング素子ＱＬがオンの状態である。トランスＴ２の１次側の電流は、Ｃｒｉ→ＱＬ（ＤＬ）→Ｌｒ１→Ｌｐ（Ｌｒ２→Ｎｐ）→Ｃｒｉの経路を流れる。トランスＴ２の巻線Ｎｐ，Ｎｓは巻始が正電圧となる。このため、２次側の電流は、Ｎｓ→Ｎ１（Ｌ１）→Ｃ１１→Ｄ１１→Ｄ１→Ｃ１（ＬＤ１）→Ｎｓという経路と、Ｎｓ→Ｓ１→Ｃ１２→Ｄ２→Ｃ２（ＬＤ２）→Ｎｓという経路とで流れる。

励磁インダクタンスＬ１に印加される電圧Ｖ（Ｌ１）も期間Ｔ３と同様に、
Ｖ（Ｌ１）＝−（Ｖ（Ｃ１）−Ｖ（Ｃ２））／４
であり、Ｖ（Ｌ１）は巻始が負電圧となる。このため、励磁インダクタンスＬ１に流れる励磁電流Ｉ（Ｌ１）は、｜Ｖ（Ｌ１）／Ｌ１｜の傾きで減少する。

本実施例に係るＬＥＤ駆動装置は、以上の周期的な動作を繰り返す。４つの期間Ｔ１〜Ｔ４の内、期間Ｔ１，Ｔ２ではダイオードＤ１，Ｄ２が導通しない。期間Ｔ３，Ｔ４ではダイオードＤ１，Ｄ２は導通し、励磁インダクタンスＬ１を流れる励磁電流が電流Ｉ（Ｄ１）に重畳されることにより、電流Ｉ（Ｄ１）と電流Ｉ（Ｄ２）との間に差が生ずる。しかし、１周期（Ｔ１〜Ｔ４）でＩ（Ｄ１）−Ｉ（Ｄ２）を積分すると、その積分値は略ゼロになる。このように、スイッチング周波数が共振周波数よりも大きい（高い）場合には、各ＬＥＤストリングに流れる電流のばらつきを低減できる。

また、前述したようにトランスＴ２の漏れインダクタンスを大きくする他に、トランスＴ１の漏れインダクタンスを大きくすることによって電力供給手段１０の共振周波数を低くすることも可能である。実施例１の変形例に係るＬＥＤ駆動装置の構成を図４に示す。本変形例に係るＬＥＤ駆動装置は、トランスＴ１の１次巻線Ｎ１と２次巻線Ｓ１とが疎結合され、大きな漏れインダクタンス（Ｌｒｎ１、Ｌｒｓ１）を有するように構成される。トランスＴ２の漏れインダクタンスＬｒ２は、トランスＴ２の２次側のインダクタンスも含む。即ち、電力供給手段１０の共振周波数は、トランスＴ２の励磁インダクタンス、漏れインダクタンス、電流共振コンデンサＣｒｉ及びトランスＴ１の漏れインダクタンスによって決定される。従って、このように構成しても、電力供給手段１０の共振周波数を調整することができ、電流Ｉ（Ｄ１）と電流Ｉ（Ｄ２）とのばらつきを低減できる。さらに、トランスＴ２自身の漏れインダクタンスが比較的小さくできるため、トランスＴ２の漏れ磁束による発熱を低減することができる。

図５は漏れインダクタンスと電流のばらつきとの関係を示す図である。図５に示すように、漏れインダクタンスが大きくなるほど、電流のばらつきΔＩが減少する。一般に、漏れインダクタンスの大きなトランスは価格が比較的安価であるため、漏れインダクタンスの大きなトランスを用いることで、安価でしかも電流精度の良いＬＥＤ駆動回路を構成できる。

図６（ａ）は実施例１の半波倍電圧整流方式を示し、図６（ｂ）し全波整流方式を示す図である。なお、図６（ｂ）に示すＤＤ１，ＤＤ２は全波整流回路を示す。

図７は各整流方式の電流のばらつきの比較結果を示す図である。図７に示すように、全波整流方式の場合でも、トランスＴ２の漏れインダクタンスが大きくなるほど、電流ばらつきΔＩが減少する。さらに、半波倍電圧整流方式は、全波整流方式の半分以下に電流のばらつきを抑えることができる。

図８は実施例２のＬＥＤ駆動装置の主要な構成図である。実施例２のＬＥＤ駆動装置は、図８（ｂ）に示すトランスＴ１の漏れインダクタンスを利用した回路（図１に示す構成と同じ）に対して、図８（ａ）に示すように、トランスＴ１の漏れインダクタンスとは別に外部にコイルＬｒをトランスＴ１に接続して構成したことを特徴とする。

このコイルＬｒを用いた場合でも、トランスＴ１に漏れインダクタンスがある場合と同様な効果が得られる。図９にコイルＬｒを追加した場合とトランスＴ１の漏れインダクタンスを利用した場合の電流のばらつきを比較した結果を示す。図９からもわかるように、コイルＬｒを外部に追加した場合でもトランスＴ１に漏れインダクタンスがある場合と同様な効果が得られる。なお、一例として、トランスＴ１に５μＨのコイルＬｒを接続した場合、トランスＴ１に１０μＨの漏れインダクタンスがある場合と同等の電流精度となる。

実施例１，２では、ＬＥＤの直列数が５（ＬＥＤ１ａ〜ＬＥＤ１ｅ）、負荷の並列数が２（ＬＤ１，ＬＤ２）の場合について説明したが、これらの数に限定されるものではない。また、所望の共振周波数を得るために、電流共振コンデンサＣｒｉの容量を変更することもできる。

本発明は、ＬＥＤを点灯させるためのＬＥＤ点灯装置やＬＥＤ照明に適用可能である。

１ＰＦＭ回路
３比較回路
１０電力供給手段
Ｖｉｎ直流電源
ＱＬ，ＱＨスイッチング素子
Ｄ１，Ｄ２，Ｄ１１，Ｄ１２，ＤＬ，ＤＨダイオード
Ｃｒｉ電流共振コンデンサ
Ｃ１，Ｃ２，Ｃ１１，Ｃ１２コンデンサ
Ｔ１，Ｔ２トランス
Ｎｐ，Ｎ１１次巻線
Ｎｓ，Ｓ１２次巻線
Ｌｐ励磁インダクタンス
Ｌｒ１，Ｌｒ２，Ｌｒｎ１，Ｌｒｓ１漏れインダクタンス
Ｖｒｅｆ，Ｖｒｅｆ１基準電源
ＬＤ１，ＬＤ２負荷

Claims

交番電流を整流平滑してＬＥＤに供給するＬＥＤ駆動装置であって、
１次巻線と２次巻線とを有する第１トランス、直流電源の両端に直列に接続される第１及び第２スイッチング素子、前記第１及び第２スイッチング素子の一方に並列に接続され且つ前記１次巻線と共振コンデンサを有する直列接続部を有し、前記２次巻線から前記交番電流を出力する共振型の電力供給手段と、
前記電力供給手段の出力に接続され第１整流素子と第１平滑素子を有する第１整流平滑回路、前記第１整流平滑回路に接続され且つ１以上のＬＥＤを直列接続してなる第１ＬＥＤ群、前記電力供給手段と前記第１整流平滑回路との間に接続される第１巻線を有する第１直列回路と、
前記電力供給手段の出力に接続され第２整流素子と第２平滑素子を有する第２整流平滑回路、前記第２整流平滑回路に接続され且つ１以上のＬＥＤを直列接続してなる第２ＬＥＤ群、前記電力供給手段と前記第２整流平滑回路との間に接続される第２巻線を有する第２直列回路と、
前記第１及び第２スイッチング素子のスイッチング周波数を前記電力供給手段の共振周波数よりも高い周波数に制御する制御手段とを有し、
前記第１及び第２巻線は、前記第１及び第２電流を均衡化するための第２トランスを構成し、前記第１及び第２巻線の各々は漏れインダクタンス成分を有し、前記共振周波数は、前記共振コンデンサと前記漏れインダクタンス成分とに基づき決定され、
前記第１及び第２直列回路の各々を流れる第１及び第２電流が、前記第１及び第２巻線に生じる電磁力に基づき均衡化されることを特徴とするＬＥＤ駆動装置。