JP2705563B2 - 電流共振型コンバータ - Google Patents
電流共振型コンバータInfo
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- JP2705563B2 JP2705563B2 JP6058274A JP5827494A JP2705563B2 JP 2705563 B2 JP2705563 B2 JP 2705563B2 JP 6058274 A JP6058274 A JP 6058274A JP 5827494 A JP5827494 A JP 5827494A JP 2705563 B2 JP2705563 B2 JP 2705563B2
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
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- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、スイッチングレギュレ
ータに用いられる電流共振型コンバータにかかわり、過
負荷時に保護動作を簡単に行うことができる過電流保護
回路を有する電流共振型コンバータに関するものであ
る。
ータに用いられる電流共振型コンバータにかかわり、過
負荷時に保護動作を簡単に行うことができる過電流保護
回路を有する電流共振型コンバータに関するものであ
る。
【０００２】
【従来の技術】図３はシングルエンデッド・プッシュプ
ル方式の電流共振型コンバータ回路の一例を示す図であ
る。この図で１は直流電源を示す。Ｑ1 、Ｑ2 はスイッ
チング素子を構成するトランジスタを示し、ドライブ回
路２から供給される１８０゜位相の異なる駆動パルス
ａ、ｂによって駆動され交互にオン／オフされるように
スイッチング動作を行う。直流電流はトランジスタＱ
1 、Ｑ2 、及びダンパーダイオードＤ1 、Ｄ2 を介し
て、共振コンデンサＣ1 及びトランスＴ1 の一次巻線ｎ
p からなる共振回路に供給される。トランスＴ1 の二次
側出力コイルｎS1、ｎS2に得られる電圧は、整流部６、
７、及びコンデンサＣ6 、Ｃ7 によって整流平滑され負
荷８に供給されるようになる。
ル方式の電流共振型コンバータ回路の一例を示す図であ
る。この図で１は直流電源を示す。Ｑ1 、Ｑ2 はスイッ
チング素子を構成するトランジスタを示し、ドライブ回
路２から供給される１８０゜位相の異なる駆動パルス
ａ、ｂによって駆動され交互にオン／オフされるように
スイッチング動作を行う。直流電流はトランジスタＱ
1 、Ｑ2 、及びダンパーダイオードＤ1 、Ｄ2 を介し
て、共振コンデンサＣ1 及びトランスＴ1 の一次巻線ｎ
p からなる共振回路に供給される。トランスＴ1 の二次
側出力コイルｎS1、ｎS2に得られる電圧は、整流部６、
７、及びコンデンサＣ6 、Ｃ7 によって整流平滑され負
荷８に供給されるようになる。
【０００３】９は比較器９ａ、ラッチ９ｂ、発振器９
ｃ、及び検出電圧／周波数変換器（以下Ｖ／Ｆ変換器と
いう）９ｄからなる発振周波数制御部であり、ドライブ
回路２の駆動パルスａ、ｂを制御する。１０はトランス
Ｔ1 と負荷８の間に挿入されている電圧検出部を示し、
フォトカプラＰｃを有する誤差検出部１０ａ等により構
成されている。この電圧検出部１０の検出電圧はフォト
カプラＰｃを介して発振周波数制御部９に入力され、Ｖ
／Ｆ変換器９ｄで交番信号に変換される。そしてその交
番信号は発振周波数（スイッチング周波数）の制御信号
として発振器９ｃに供給され、ドライブ回路２が制御さ
れるようになる。Ｔ2 は一次側主電流ラインに挿入され
ているカレントトランスを示す。このカレントトランス
Ｔ2 の二次側に現れる電流は整流部１１、及びコンデン
サＣ8 によって整流平滑され、発振周波数制御部９の比
較器９ａにおいて基準電圧Ｖrefと比較され、基準電圧
Ｖref を超えている場合はラッチ回路９ｂによって発振
器９ｃの発振が停止されるようになされている。
ｃ、及び検出電圧／周波数変換器（以下Ｖ／Ｆ変換器と
いう）９ｄからなる発振周波数制御部であり、ドライブ
回路２の駆動パルスａ、ｂを制御する。１０はトランス
Ｔ1 と負荷８の間に挿入されている電圧検出部を示し、
フォトカプラＰｃを有する誤差検出部１０ａ等により構
成されている。この電圧検出部１０の検出電圧はフォト
カプラＰｃを介して発振周波数制御部９に入力され、Ｖ
／Ｆ変換器９ｄで交番信号に変換される。そしてその交
番信号は発振周波数（スイッチング周波数）の制御信号
として発振器９ｃに供給され、ドライブ回路２が制御さ
れるようになる。Ｔ2 は一次側主電流ラインに挿入され
ているカレントトランスを示す。このカレントトランス
Ｔ2 の二次側に現れる電流は整流部１１、及びコンデン
サＣ8 によって整流平滑され、発振周波数制御部９の比
較器９ａにおいて基準電圧Ｖrefと比較され、基準電圧
Ｖref を超えている場合はラッチ回路９ｂによって発振
器９ｃの発振が停止されるようになされている。
【０００４】次に、上記電流共振型コンバータ回路の動
作を説明する。まず、スイッチング動作によってトラン
ジスタＱ1 が導通、Ｑ2 が非導通の区間では、直流電源
１→トランジスタＱ1 →共振コンデンサＣ1 →トランス
Ｔ1 の一次巻線ｎp →直流電源１というような順序で電
流が流れ、共振コンデンサＣ1の充電が開始される。次
にトランジスタＱ1 、Ｑ2 が共に非導通の区間では、ト
ランスＴ1 に蓄えられたエネルギーは共振コンデンサＣ
1 への充電を完結させる方向へ、すなわちトランスＴ1
→ダンパダイオードＤ2 →共振コンデンサＣ1 →トラン
スＴ1 というループで電流が流れる。そして、次のトラ
ンジスタＱ1 が非導通、Ｑ2 が導通の区間では、共振コ
ンデンサＣ1 →トランスＴ1 →トランジスタＱ2 →共振
コンデンサＣ1 というループで、共振コンデンサＣ1 に
蓄積された電荷が放電されるようになる。その後、トラ
ンジスタＱ1 、Ｑ2 が共に非導通の区間になると、共振
コンデンサＣ1 →トランスＴ1 ダンパーダイオードＤ1
→直流電源１→共振コンデンサＣ1 というループで放電
が終了する。
作を説明する。まず、スイッチング動作によってトラン
ジスタＱ1 が導通、Ｑ2 が非導通の区間では、直流電源
１→トランジスタＱ1 →共振コンデンサＣ1 →トランス
Ｔ1 の一次巻線ｎp →直流電源１というような順序で電
流が流れ、共振コンデンサＣ1の充電が開始される。次
にトランジスタＱ1 、Ｑ2 が共に非導通の区間では、ト
ランスＴ1 に蓄えられたエネルギーは共振コンデンサＣ
1 への充電を完結させる方向へ、すなわちトランスＴ1
→ダンパダイオードＤ2 →共振コンデンサＣ1 →トラン
スＴ1 というループで電流が流れる。そして、次のトラ
ンジスタＱ1 が非導通、Ｑ2 が導通の区間では、共振コ
ンデンサＣ1 →トランスＴ1 →トランジスタＱ2 →共振
コンデンサＣ1 というループで、共振コンデンサＣ1 に
蓄積された電荷が放電されるようになる。その後、トラ
ンジスタＱ1 、Ｑ2 が共に非導通の区間になると、共振
コンデンサＣ1 →トランスＴ1 ダンパーダイオードＤ1
→直流電源１→共振コンデンサＣ1 というループで放電
が終了する。
【０００５】このようなトランジスタＱ1 、Ｑ2 のスイ
ッチング動作の繰り返しによって、各トランジスタＱ
1 、Ｑ2 の接点、つまりトランジスタＱ1 のソース又は
エミッタ、及びトランジスタＱ2 のドレイン又はコレク
タには入力電圧を最大値とする時、比率１：１の矩形波
パルスが発生する。この矩形波パルスをトランスＴ1 の
インダクタンス、共振コンデンサＣ1 からなる共振回路
に加え、スイッチング周波数を変えることによって、以
下述べるアッパサイドの電圧制御を行うことができる。
ッチング動作の繰り返しによって、各トランジスタＱ
1 、Ｑ2 の接点、つまりトランジスタＱ1 のソース又は
エミッタ、及びトランジスタＱ2 のドレイン又はコレク
タには入力電圧を最大値とする時、比率１：１の矩形波
パルスが発生する。この矩形波パルスをトランスＴ1 の
インダクタンス、共振コンデンサＣ1 からなる共振回路
に加え、スイッチング周波数を変えることによって、以
下述べるアッパサイドの電圧制御を行うことができる。
【０００６】図４は上記スイッチング動作において共振
コンデンサＣ1 及びトランスＴ1 によって構成される共
振回路の周波数対インピーダンス特性を示す図であり、
縦軸方向にインピーダンスＺ、横軸方向に周波数ｆが示
されている。この図において共振周波数ｆa を中心とし
てみた場合、その右側（発振周波数ｆ1 が共振周波数ｆ
a よりも高い範囲）で動作するようにしていることを通
常アッパーサイド制御という。このアッパーサイド制御
によるとトランスＴ1 の負荷が増大し、その出力電圧が
低下すると電圧検出部１０、Ｖ／Ｆ変換器９ｄを介して
発振器９ｃの発振周波数が低くなるように制御され、共
振回路のインピーダンスが低くなる点で動作させること
によって、トランスＴ1 を流れる一次電流が増加するよ
うに制御される。
コンデンサＣ1 及びトランスＴ1 によって構成される共
振回路の周波数対インピーダンス特性を示す図であり、
縦軸方向にインピーダンスＺ、横軸方向に周波数ｆが示
されている。この図において共振周波数ｆa を中心とし
てみた場合、その右側（発振周波数ｆ1 が共振周波数ｆ
a よりも高い範囲）で動作するようにしていることを通
常アッパーサイド制御という。このアッパーサイド制御
によるとトランスＴ1 の負荷が増大し、その出力電圧が
低下すると電圧検出部１０、Ｖ／Ｆ変換器９ｄを介して
発振器９ｃの発振周波数が低くなるように制御され、共
振回路のインピーダンスが低くなる点で動作させること
によって、トランスＴ1 を流れる一次電流が増加するよ
うに制御される。
【０００７】図５はアッパーサイド制御時のトランジス
タＱ1 、Ｑ2 のドレイン−ソース間の電圧Ｖdsおよびド
レインの電流Ｉd の波形を示す図である。同図（ａ）は
正常に制御されている場合の波形、同図（ｂ）は後で述
べる過負荷状態となったときの波形を示している。この
ときの過電流保護としては、整流部１１、及びコンデン
サＣ8 によって整流平滑されたカレントトランスＴ2 の
二次側の電流を、比較器９ａにおいて基準電圧Ｖrefト比
較し、その基準電圧Ｖ refを超えた場合にラッチ回路９
ｂによって発振を停止、又は発振周波数を変更してイン
ピーダンスを上げた状態を保持し、電力供給を抑制して
電源装置を過電流から保護するようになされている。
タＱ1 、Ｑ2 のドレイン−ソース間の電圧Ｖdsおよびド
レインの電流Ｉd の波形を示す図である。同図（ａ）は
正常に制御されている場合の波形、同図（ｂ）は後で述
べる過負荷状態となったときの波形を示している。この
ときの過電流保護としては、整流部１１、及びコンデン
サＣ8 によって整流平滑されたカレントトランスＴ2 の
二次側の電流を、比較器９ａにおいて基準電圧Ｖrefト比
較し、その基準電圧Ｖ refを超えた場合にラッチ回路９
ｂによって発振を停止、又は発振周波数を変更してイン
ピーダンスを上げた状態を保持し、電力供給を抑制して
電源装置を過電流から保護するようになされている。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】しかしながらトランス
Ｔ1 の一次側インダクタンスと共振コンデンサＣ1 の共
振に加え、例えばトランスＴ1 の一次側と二次側の結合
係数を０．９５位として、リーケージインダクタンスと
共振コンデンサＣ1 の共振を併用して必要周波数の変動
幅を抑えトランスＴ1 の利用効率を引き上げ、図５
（ａ）に示されているような波形で動作するアッパーサ
イド制御型複合共振コンバータにおいては、同図（ｂ）
に示されているような例えば負荷が短絡するような過負
荷状態となった場合に、リーケージインダクタンスと共
振コンデンサＣ1 のみからなる共振インピーダンスとな
り、図６の点線で示されているように共振周波数ｆa は
高い方に移動する。しかしこの状態でも発振周波数制御
部１０は発振周波数を矢印Ｄに示されているように下げ
るような制御を行うよので、その結果、前記共振回路の
インピーダンスはインピーダンスカーブの反対側、すな
わちローアーサイドに突入することにより増大する。す
ると過負荷になっているにもかかわらず中途半端な電力
供給しかできず、直流電源１の電流平均値及びトランジ
スタＱ1 、Ｑ2 の電流の平均値は増大しない。したがっ
て、過電流の状態になっていてもその検出が困難になる
という問題が生じる。
Ｔ1 の一次側インダクタンスと共振コンデンサＣ1 の共
振に加え、例えばトランスＴ1 の一次側と二次側の結合
係数を０．９５位として、リーケージインダクタンスと
共振コンデンサＣ1 の共振を併用して必要周波数の変動
幅を抑えトランスＴ1 の利用効率を引き上げ、図５
（ａ）に示されているような波形で動作するアッパーサ
イド制御型複合共振コンバータにおいては、同図（ｂ）
に示されているような例えば負荷が短絡するような過負
荷状態となった場合に、リーケージインダクタンスと共
振コンデンサＣ1 のみからなる共振インピーダンスとな
り、図６の点線で示されているように共振周波数ｆa は
高い方に移動する。しかしこの状態でも発振周波数制御
部１０は発振周波数を矢印Ｄに示されているように下げ
るような制御を行うよので、その結果、前記共振回路の
インピーダンスはインピーダンスカーブの反対側、すな
わちローアーサイドに突入することにより増大する。す
ると過負荷になっているにもかかわらず中途半端な電力
供給しかできず、直流電源１の電流平均値及びトランジ
スタＱ1 、Ｑ2 の電流の平均値は増大しない。したがっ
て、過電流の状態になっていてもその検出が困難になる
という問題が生じる。
【０００９】したがって、このようにして過電流となる
状態、例えば出力トランス巻線短絡や整流素子短絡など
のモードでは、例えば図３に示したような回路構成によ
り過電流保護を行っても、過電流の検出が困難になり発
煙や発火が起こる場合があり危険であった。また、この
ような問題を解決するためには、トランスＴ1 の出力コ
イルに図７に示されているような温度ヒューズ１１を内
蔵するなど物理的な切断しか方法がなかったが、トラン
スの製造が複雑になりコストアップとなる問題点があ
る。
状態、例えば出力トランス巻線短絡や整流素子短絡など
のモードでは、例えば図３に示したような回路構成によ
り過電流保護を行っても、過電流の検出が困難になり発
煙や発火が起こる場合があり危険であった。また、この
ような問題を解決するためには、トランスＴ1 の出力コ
イルに図７に示されているような温度ヒューズ１１を内
蔵するなど物理的な切断しか方法がなかったが、トラン
スの製造が複雑になりコストアップとなる問題点があ
る。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明はこのような問題
点を解決するためになされたもので、スイッチング素子
によってオン／オフ制御されるトランスの一次側の共振
インピーダンスをアッパーサイドで制御する電流共振型
コンバータにおいて、上記トランスの一次側に流れる過
電流を検出する過電流検出手段と、上記トランスの二次
側に生じる短絡負荷による電圧の低下を検出する電圧低
下検出手段と、該電圧低下検出手段の検出結果に基づき
前記スイッチング素子のスイッチング周波数を制御する
周波数制御手段を備え、上記電圧低下検出手段により検
出された信号に基づき上記周波数制御手段を制御し、上
記スイッチング周波数が所定の周波数以上となるように
電流共振型コンバータを構成する。又、上記スイッチン
グ周波数は前記トランスのリーケージインダクタンスと
共振コンデンサにより決定される共振周波数よりも、高
い周波数となるように制御される。さらに上記周波数制
御手段は負荷電圧によって上記スイッチング周波数が変
化するように構成され、定電圧制御が行われるようにな
されている。
点を解決するためになされたもので、スイッチング素子
によってオン／オフ制御されるトランスの一次側の共振
インピーダンスをアッパーサイドで制御する電流共振型
コンバータにおいて、上記トランスの一次側に流れる過
電流を検出する過電流検出手段と、上記トランスの二次
側に生じる短絡負荷による電圧の低下を検出する電圧低
下検出手段と、該電圧低下検出手段の検出結果に基づき
前記スイッチング素子のスイッチング周波数を制御する
周波数制御手段を備え、上記電圧低下検出手段により検
出された信号に基づき上記周波数制御手段を制御し、上
記スイッチング周波数が所定の周波数以上となるように
電流共振型コンバータを構成する。又、上記スイッチン
グ周波数は前記トランスのリーケージインダクタンスと
共振コンデンサにより決定される共振周波数よりも、高
い周波数となるように制御される。さらに上記周波数制
御手段は負荷電圧によって上記スイッチング周波数が変
化するように構成され、定電圧制御が行われるようにな
されている。
【００１１】
【作用】本発明によれば、負荷短絡状態においてインピ
ーダンス特性が逆転したときでも過電流を検出すること
ができるようになり、さらに、過電流の保護動作時に発
振周波数を負荷短絡時の共振周波数よりも高く設定する
ことにより、共振インピーダンスのローアーサイドへの
突入を防ぎ、安定した保護動作を行うことができるよう
になる。
ーダンス特性が逆転したときでも過電流を検出すること
ができるようになり、さらに、過電流の保護動作時に発
振周波数を負荷短絡時の共振周波数よりも高く設定する
ことにより、共振インピーダンスのローアーサイドへの
突入を防ぎ、安定した保護動作を行うことができるよう
になる。
【００１２】
【実施例】以下、本発明の電流共振型コンバータの実施
例を説明する。図１は実施例として本発明の電流共振型
コンバータを用いた電流共振コンバータの一例を示す図
である。この図で図３と同一部分は同一符号を付して説
明を省略する。この図で１は直流電源を示す。Ｑ1 、Ｑ
2 はスイッチング素子を構成するトランジスタを示し、
ドライブ回路２から出力される１８０゜位相の異なる駆
動パルスａ、ｂによって駆動され、交互にオン／オフさ
れるようにスイッチング動作を行う。直流電流はこのト
ランジスタＱ1 、Ｑ2 、及びダンパーダイオードＤ1 、
Ｄ2 を介して、共振コンデンサＣ1 及びトランスＴ1 の
一次巻線ｎp からなる共振回路に供給される。
例を説明する。図１は実施例として本発明の電流共振型
コンバータを用いた電流共振コンバータの一例を示す図
である。この図で図３と同一部分は同一符号を付して説
明を省略する。この図で１は直流電源を示す。Ｑ1 、Ｑ
2 はスイッチング素子を構成するトランジスタを示し、
ドライブ回路２から出力される１８０゜位相の異なる駆
動パルスａ、ｂによって駆動され、交互にオン／オフさ
れるようにスイッチング動作を行う。直流電流はこのト
ランジスタＱ1 、Ｑ2 、及びダンパーダイオードＤ1 、
Ｄ2 を介して、共振コンデンサＣ1 及びトランスＴ1 の
一次巻線ｎp からなる共振回路に供給される。
【００１３】トランスＴ1 の二次側出力コイルｎS1、ｎ
S2、ｎs3に得られる電圧は、整流部５、６、７、及びコ
ンデンサＣ5 、Ｃ6 、Ｃ7 によって整流平滑され、個々
に負荷８に供給されるようになる。３は比較器３ａ、ラ
ッチ３ｂ、発振器３ｃ、Ｖ／Ｆ変換器３ｄ、及び電圧検
出抵抗Ｒ1 などからなる発振周波数制御部であり、ドラ
イブ回路２の駆動パルスａ、ｂの周期を制御する。また
発振周波数制御部３は電圧検出抵抗Ｒ1 がトランジスタ
Ｑ2 のソースに接続され、その両端の電圧と基準電圧Ｖ
ref を比較器３ａで比較し、その基準電圧Ｖref を超え
たときにラッチ回路３ｂによって発振器３ｃの発振を停
止し、トランジスタＱ1 、 Ｑ2 を開放、又はそのスイッ
チング動作を停止するようにしている。
S2、ｎs3に得られる電圧は、整流部５、６、７、及びコ
ンデンサＣ5 、Ｃ6 、Ｃ7 によって整流平滑され、個々
に負荷８に供給されるようになる。３は比較器３ａ、ラ
ッチ３ｂ、発振器３ｃ、Ｖ／Ｆ変換器３ｄ、及び電圧検
出抵抗Ｒ1 などからなる発振周波数制御部であり、ドラ
イブ回路２の駆動パルスａ、ｂの周期を制御する。また
発振周波数制御部３は電圧検出抵抗Ｒ1 がトランジスタ
Ｑ2 のソースに接続され、その両端の電圧と基準電圧Ｖ
ref を比較器３ａで比較し、その基準電圧Ｖref を超え
たときにラッチ回路３ｂによって発振器３ｃの発振を停
止し、トランジスタＱ1 、 Ｑ2 を開放、又はそのスイッ
チング動作を停止するようにしている。
【００１４】４はトランスＴ1 と負荷８の間に挿入され
ている電圧低下検出部を示し、この中には負荷電圧を検
出して通常のスイッチング制御を行う誤差検出部４ａ、
及び電圧の急激な低下を検出するトランジスタＱ3 、Ｑ
4 などを有している。この電圧低下検出部４で検出され
た電圧は誤差検出部４ａのフォトカプラＰｃを介して発
振周波数制御部３に入力され、Ｖ／Ｆ変換器３ｄによっ
て交番信号に変換される。そしてその交番信号は発振周
波数（スイッチング周波数）の制御信号として発振器３
ｃに供給され、ドライブ回路２が制御されるようにな
る。このとき、ドライブ回路２は前述したようにアッパ
ーサイド制御を行うものであり、図４の実線で示したよ
うにスイッチング回路の共振周波数がｆa とされている
ときは、例えば負荷が重いときは発振周波数ｆ1 を下
げ、また負荷が軽いときは発振周波数ｆ1 を上げる制御
を行ないドライブ回路２への出力を安定させる。なお実
際には共振周波数ｆa も負荷の増減によって変化するた
め単純ではないが制御の方向としては常にアッパーサイ
ド制御となっている。
ている電圧低下検出部を示し、この中には負荷電圧を検
出して通常のスイッチング制御を行う誤差検出部４ａ、
及び電圧の急激な低下を検出するトランジスタＱ3 、Ｑ
4 などを有している。この電圧低下検出部４で検出され
た電圧は誤差検出部４ａのフォトカプラＰｃを介して発
振周波数制御部３に入力され、Ｖ／Ｆ変換器３ｄによっ
て交番信号に変換される。そしてその交番信号は発振周
波数（スイッチング周波数）の制御信号として発振器３
ｃに供給され、ドライブ回路２が制御されるようにな
る。このとき、ドライブ回路２は前述したようにアッパ
ーサイド制御を行うものであり、図４の実線で示したよ
うにスイッチング回路の共振周波数がｆa とされている
ときは、例えば負荷が重いときは発振周波数ｆ1 を下
げ、また負荷が軽いときは発振周波数ｆ1 を上げる制御
を行ないドライブ回路２への出力を安定させる。なお実
際には共振周波数ｆa も負荷の増減によって変化するた
め単純ではないが制御の方向としては常にアッパーサイ
ド制御となっている。
【００１５】トランスＴ1 の出力コイルｎS1、ｎS2、ｎ
s3や整流部５、６、７を含む出力ラインにおける短絡時
においては、負荷の増大に対応しようと発振周波数制御
部３では発振周波数ｆ1 を下げる方向に制御される。し
かしこのとき共振回路のインピーダンスは図６の点線で
示すように共振コンデンサＣ1 、及びトランスＴ1 のリ
ーケージインダクタンスで決まる共振周波数ｆa ’に上
昇し、スイッチングしている発振周波数ｆ1 よりも高く
なってしまう。つまり、共振インピーダンス特性曲線で
見るとローアーサイド側の動作となってしまう。この状
態になると、本来共振回路のインピーダンスを低くし電
力をより多く供給しようとする制御とは正反対の制御方
向、すなわち発振周波数ｆ1 を下げることによりインピ
ーダンスが増大するようになってしまい、出力電圧が逆
に低下してしまうことになる。
s3や整流部５、６、７を含む出力ラインにおける短絡時
においては、負荷の増大に対応しようと発振周波数制御
部３では発振周波数ｆ1 を下げる方向に制御される。し
かしこのとき共振回路のインピーダンスは図６の点線で
示すように共振コンデンサＣ1 、及びトランスＴ1 のリ
ーケージインダクタンスで決まる共振周波数ｆa ’に上
昇し、スイッチングしている発振周波数ｆ1 よりも高く
なってしまう。つまり、共振インピーダンス特性曲線で
見るとローアーサイド側の動作となってしまう。この状
態になると、本来共振回路のインピーダンスを低くし電
力をより多く供給しようとする制御とは正反対の制御方
向、すなわち発振周波数ｆ1 を下げることによりインピ
ーダンスが増大するようになってしまい、出力電圧が逆
に低下してしまうことになる。
【００１６】そこで本発明では、例えば二次側出力コイ
ルｎS1に誘起されている交番信号を整流平滑して得られ
る直流電圧を、通常動作時には電圧低下検出トランジス
タＱ3 のエミッタに接続されているコンデンサＣ3 に充
電している。通常の状態では出力電圧が供給し続けられ
ているので電圧低下検出トランジスタＱ3 のベース電位
はエミッタ電位と同等であり電圧低下検出トランジスタ
Ｑ3 は導通しない。したがってトランジスタＱ4 も非導
通状態である。そしてこの状態でゆるやかに負荷電圧が
変動すると、誤差電圧検出部４ａによってフォトカプラ
Ｐｃの出力電流が負荷によって変動し、例えば負荷が重
くなるとフォトカプラＰｃより供給される電流が減少
し、スイッチング周波数が低い方向へ推移するアッパー
サイド制御が行われる。
ルｎS1に誘起されている交番信号を整流平滑して得られ
る直流電圧を、通常動作時には電圧低下検出トランジス
タＱ3 のエミッタに接続されているコンデンサＣ3 に充
電している。通常の状態では出力電圧が供給し続けられ
ているので電圧低下検出トランジスタＱ3 のベース電位
はエミッタ電位と同等であり電圧低下検出トランジスタ
Ｑ3 は導通しない。したがってトランジスタＱ4 も非導
通状態である。そしてこの状態でゆるやかに負荷電圧が
変動すると、誤差電圧検出部４ａによってフォトカプラ
Ｐｃの出力電流が負荷によって変動し、例えば負荷が重
くなるとフォトカプラＰｃより供給される電流が減少
し、スイッチング周波数が低い方向へ推移するアッパー
サイド制御が行われる。
【００１７】しかしトランスＴ1 の二次側で例えば整流
部５、６、７の短絡等によって負荷短絡状態が発生し、
直流出力電圧が急激に落ち込むと、電圧低下検出トラン
ジスタＱ3 のベース電位が下がり電圧低下検出トランジ
スタＱ3 が導通するようになり、そのコレクタに抵抗Ｒ
2 を介して接続されているトランジスタＱ4 も導通する
ようになる。これにより、フォトカプラＰｃを通じて発
振器３ｃは所定の周波数以上に固定される。ここで所定
の発振周波数とは、負荷短絡時のトランスＴ1の一次コ
イルｎp のリーケージインダクタンスをＬ1 、共振コン
デンサＣ1 の容量をＣ0 とすると、 ｆ＝１／（２π√（Ｌ1 ・Ｃ0 ）） によって求められる周波数以上とすることが好ましい。
部５、６、７の短絡等によって負荷短絡状態が発生し、
直流出力電圧が急激に落ち込むと、電圧低下検出トラン
ジスタＱ3 のベース電位が下がり電圧低下検出トランジ
スタＱ3 が導通するようになり、そのコレクタに抵抗Ｒ
2 を介して接続されているトランジスタＱ4 も導通する
ようになる。これにより、フォトカプラＰｃを通じて発
振器３ｃは所定の周波数以上に固定される。ここで所定
の発振周波数とは、負荷短絡時のトランスＴ1の一次コ
イルｎp のリーケージインダクタンスをＬ1 、共振コン
デンサＣ1 の容量をＣ0 とすると、 ｆ＝１／（２π√（Ｌ1 ・Ｃ0 ）） によって求められる周波数以上とすることが好ましい。
【００１８】スイッチング周波数を上記式で求められる
周波数よりも高くなるようにすることで、図２の点線で
示されているように周波数制御の増減とインピーダンス
増減は合致し、トランスＴ1 の一次側に流れる電流も短
絡電流に対応して増大し続け、トランジスタＱ2 のソー
スに挿入された過電流検出抵抗Ｒ1 の両端電圧も増加す
るようになる。したがって、その両端電圧を基準電圧Ｖ
ref と比較し、両端電圧が基準電圧Ｖref を超えたとき
に発振を停止するか、又は発振周波数ｆ1 を動作範囲の
上限まで引き上げることによってスイッチングトランジ
スタＱ1 、 Ｑ2の電流の増加を抑え、又トランスＴ1 の
発煙／発火を防止することができる。
周波数よりも高くなるようにすることで、図２の点線で
示されているように周波数制御の増減とインピーダンス
増減は合致し、トランスＴ1 の一次側に流れる電流も短
絡電流に対応して増大し続け、トランジスタＱ2 のソー
スに挿入された過電流検出抵抗Ｒ1 の両端電圧も増加す
るようになる。したがって、その両端電圧を基準電圧Ｖ
ref と比較し、両端電圧が基準電圧Ｖref を超えたとき
に発振を停止するか、又は発振周波数ｆ1 を動作範囲の
上限まで引き上げることによってスイッチングトランジ
スタＱ1 、 Ｑ2の電流の増加を抑え、又トランスＴ1 の
発煙／発火を防止することができる。
【００１９】
【発明の効果】以上、説明したように本発明の電流共振
型コンバータは、負荷短絡状態においてインピーダンス
特性が逆転したときでも過電流を検出することができる
ようになり、さらに、過電流の保護動作時に発振周波数
を負荷短絡時の共振周波数よりも高く設定することによ
り、共振インピーダンスのローアーサイドへの突入を防
ぎ、安定した保護動作を行うことができるようになる。
したがって、整流素子・負荷の短絡に対する保護動作を
例えばトランスに温度ヒューズ等を組み込むというよう
な、物理的な対策を施さずに安定した保護動作を達成す
ることができるようになる。さらに安定した保護動作を
達成することにより、低ノイズ・小型といったアッパサ
イド制御型複合共振コンバータの本来の特徴を生かしき
ることができるようになるという利点がある。
型コンバータは、負荷短絡状態においてインピーダンス
特性が逆転したときでも過電流を検出することができる
ようになり、さらに、過電流の保護動作時に発振周波数
を負荷短絡時の共振周波数よりも高く設定することによ
り、共振インピーダンスのローアーサイドへの突入を防
ぎ、安定した保護動作を行うことができるようになる。
したがって、整流素子・負荷の短絡に対する保護動作を
例えばトランスに温度ヒューズ等を組み込むというよう
な、物理的な対策を施さずに安定した保護動作を達成す
ることができるようになる。さらに安定した保護動作を
達成することにより、低ノイズ・小型といったアッパサ
イド制御型複合共振コンバータの本来の特徴を生かしき
ることができるようになるという利点がある。
【図１】本発明の電流共振型コンバータの一実施例を示
す図である。
す図である。
【図２】本実施例の電流共振型コンバータの過負荷時の
共振インピーダンス特性の曲線の変化を示す図である。
共振インピーダンス特性の曲線の変化を示す図である。
【図３】一般的な共振型コンバータ回路の一例を示す図
である。
である。
【図４】共振インピーダンス特性の曲線を示す図であ
る。
る。
【図５】過負荷時の共振インピーダンス特性の曲線の変
化の従来例を示す図である。
化の従来例を示す図である。
【図６】複合共振型アッパーサイド制御共振電源のスイ
ッチング素子の電圧電流波形を摸式的に示す図である。
ッチング素子の電圧電流波形を摸式的に示す図である。
【図７】温度ヒューズを内蔵したトランスを示す図であ
る。
る。
１ 直流電源 ２ ドライブ回路 Ｑ1 、Ｑ2 スイッチングトランジスタ ３ 発振周波数制御部 ３ａ 比較器 ３ｂ ラッチ回路 ３ｃ 発振器 ３ｄ Ｖ／Ｆ変換器 ４ 電圧低下検出部 ４ａ 誤差検出器 Ｔ1 トランス Ｑ3 、Ｑ4 電圧低下検出トランジスタ Ｐｃ フォトカプラ ５、６、７ 整流部 ８ 負荷
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平３−226269（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−30557（ＪＰ，Ａ) 実開 平３−26283（ＪＰ，Ｕ) 実開 平６−2990（ＪＰ，Ｕ)
Claims (3)
- 【請求項１】 スイッチング素子によってオン／オフ制
御されるトランスの一次側の共振インピーダンスをアッ
パーサイドで制御する電流共振型コンバータにおいて、 上記トランスの一次側に流れる過電流を検出する過電流
検出手段と、 上記トランスの二次側に生じる短絡負荷による電圧の低
下を検出する電圧低下検出手段と、 該電圧低下検出手段の検出結果に基づき前記スイッチン
グ素子のスイッチング周波数を制御する周波数制御手段
と、 を備え、上記電圧低下検出手段により検出された信号に
基づき上記周波数制御手段を制御し、上記スイッチング
周波数が所定の周波数以上となるようにしたことを特徴
とする電流共振型コンバータ。 - 【請求項２】 上記スイッチング周波数は前記トランス
のリーケージインダクタンスと共振コンデンサにより決
定される共振周波数よりも、高い周波数となるように制
御することを特徴とする請求項１に記載の電流共振型コ
ンバータ。 - 【請求項３】 上記周波数制御手段は負荷電圧によって
上記スイッチング周波数が変化するように構成され、定
電圧制御が行われることを特徴とする請求項１又は２に
記載の電流共振型コンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6058274A JP2705563B2 (ja) | 1994-03-04 | 1994-03-04 | 電流共振型コンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6058274A JP2705563B2 (ja) | 1994-03-04 | 1994-03-04 | 電流共振型コンバータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07245945A JPH07245945A (ja) | 1995-09-19 |
| JP2705563B2 true JP2705563B2 (ja) | 1998-01-28 |
Family
ID=13079617
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6058274A Expired - Fee Related JP2705563B2 (ja) | 1994-03-04 | 1994-03-04 | 電流共振型コンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2705563B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3687528B2 (ja) * | 2000-11-15 | 2005-08-24 | 松下電工株式会社 | 電源装置及び放電灯点灯装置 |
| JP5218456B2 (ja) * | 2010-03-17 | 2013-06-26 | サンケン電気株式会社 | Ｌｅｄ駆動装置 |
-
1994
- 1994-03-04 JP JP6058274A patent/JP2705563B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH07245945A (ja) | 1995-09-19 |
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Legal Events
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