JP2000069750A - 電流共振型コンバータ - Google Patents
電流共振型コンバータInfo
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 スイッチング用トランジスタのスイッチング
損失の急激な増加による信頼性の低下を防止することが
できる電流共振型コンバータを提供する。 【解決手段】 リーケージインダクタンスＬ１と、励磁
インダクタンスＬ２を有するトランスＴ１と、電流共振
コンデンサＣ２とよりなる直列共振回路を、トランジス
タＱ１，Ｑ２によってスイッチングする。電圧低下検出
回路６は、コンバータの入力電圧Ｖinの低下を検出す
る。入力電圧Ｖinが所定の電圧より低下したことが検出
されたら、制御部８によってスイッチＳ２をオフする。
これによって、スイッチング周波数がキャパシタンス領
域に低下するのを防止し、常にインダクタンス領域で動
作させる。
損失の急激な増加による信頼性の低下を防止することが
できる電流共振型コンバータを提供する。 【解決手段】 リーケージインダクタンスＬ１と、励磁
インダクタンスＬ２を有するトランスＴ１と、電流共振
コンデンサＣ２とよりなる直列共振回路を、トランジス
タＱ１，Ｑ２によってスイッチングする。電圧低下検出
回路６は、コンバータの入力電圧Ｖinの低下を検出す
る。入力電圧Ｖinが所定の電圧より低下したことが検出
されたら、制御部８によってスイッチＳ２をオフする。
これによって、スイッチング周波数がキャパシタンス領
域に低下するのを防止し、常にインダクタンス領域で動
作させる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、インダクタンス領
域にてスイッチング動作を行うようにした電流共振型コ
ンバータに関する。
域にてスイッチング動作を行うようにした電流共振型コ
ンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】図３は従来の電流共振型コンバータの一
例を示す回路図である。図３において、商用電源１には
スイッチＳ１が接続され、このスイッチＳ１の一方の端
子と商用電源１からの一方の交流ラインとの間には、ダ
イオードＤ５，Ｄ６，Ｄ７，Ｄ８よりなる全波整流のダ
イオードブリッジが接続されている。スイッチＳ１はコ
ンバータに商用電源１からの電源の供給をオン・オフす
るためのものである。
例を示す回路図である。図３において、商用電源１には
スイッチＳ１が接続され、このスイッチＳ１の一方の端
子と商用電源１からの一方の交流ラインとの間には、ダ
イオードＤ５，Ｄ６，Ｄ７，Ｄ８よりなる全波整流のダ
イオードブリッジが接続されている。スイッチＳ１はコ
ンバータに商用電源１からの電源の供給をオン・オフす
るためのものである。
【０００３】ダイオードＤ６，Ｄ８の接続点と接地間に
は、ダイオードブリッジからの電圧を平滑するコンデン
サＣ４が接続され、ダイオードＤ５，Ｄ７の接続点は接
地されている。さらに、ダイオードＤ６，Ｄ８の接続点
には、メインスイッチ用トランジスタＱ１，Ｑ２が接続
され、これらのトランジスタＱ１，Ｑ２には、共振電流
を転流するためのダイオードＤ１，Ｄ２が並列に接続さ
れている。
は、ダイオードブリッジからの電圧を平滑するコンデン
サＣ４が接続され、ダイオードＤ５，Ｄ７の接続点は接
地されている。さらに、ダイオードＤ６，Ｄ８の接続点
には、メインスイッチ用トランジスタＱ１，Ｑ２が接続
され、これらのトランジスタＱ１，Ｑ２には、共振電流
を転流するためのダイオードＤ１，Ｄ２が並列に接続さ
れている。
【０００４】トランジスタＱ１，Ｑ２及びダイオードＤ
１，Ｄ２の接続点には、トランスＴ１のリーケージイン
ダクタンスＬ１が接続され、このリーケージインダクタ
ンスＬ１はトランスＴ１の１次側の励磁インダクタンス
Ｌ２に接続されている。トランジスタＱ２及びダイオー
ドＤ２と接地間には、電流共振用コンデンサＣ２が接続
され、この電流共振用コンデンサＣ２は励磁インダクタ
ンスＬ２に接続されている。トランスＴ１は、いわゆる
ハーフブリッジ構成となっている。
１，Ｄ２の接続点には、トランスＴ１のリーケージイン
ダクタンスＬ１が接続され、このリーケージインダクタ
ンスＬ１はトランスＴ１の１次側の励磁インダクタンス
Ｌ２に接続されている。トランジスタＱ２及びダイオー
ドＤ２と接地間には、電流共振用コンデンサＣ２が接続
され、この電流共振用コンデンサＣ２は励磁インダクタ
ンスＬ２に接続されている。トランスＴ１は、いわゆる
ハーフブリッジ構成となっている。
【０００５】トランスＴ１の２次側には、出力電圧を整
流するダイオードＤ３，Ｄ４と、平滑コンデンサＣ３
と、負荷ＬＤが接続されている。
流するダイオードＤ３，Ｄ４と、平滑コンデンサＣ３
と、負荷ＬＤが接続されている。
【０００６】さらに、ドライブ回路５はトランジスタＱ
１，Ｑ２をドライブする。周波数制御回路４はドライブ
回路５における周波数を制御する。ダイオードＤ３，Ｄ
４の出力電圧は、誤差増幅回路２に入力され、誤差増幅
回路２の出力はフォトカプラ３を介して１次側の周波数
制御回路４に入力されている。
１，Ｑ２をドライブする。周波数制御回路４はドライブ
回路５における周波数を制御する。ダイオードＤ３，Ｄ
４の出力電圧は、誤差増幅回路２に入力され、誤差増幅
回路２の出力はフォトカプラ３を介して１次側の周波数
制御回路４に入力されている。
【０００７】ここで、この図３に示す電流共振型コンバ
ータの動作を図４及び図５を用いて説明する。図４は図
３の動作を説明するための等価回路図、図５は図３中の
トランジスタＱ１，Ｑ２の動作を示す波形図である。
ータの動作を図４及び図５を用いて説明する。図４は図
３の動作を説明するための等価回路図、図５は図３中の
トランジスタＱ１，Ｑ２の動作を示す波形図である。
【０００８】図５において、（Ａ）はトランジスタＱ１
の電圧波形、（Ｂ）はトランジスタＱ２の電圧波形、
（Ｃ）はトランジスタＱ１の電流波形、（Ｄ）トランジ
スタＱ２の電圧波形をそれぞれ示しいている。図３に示
す回路の動作を、図５中に示す期間１〜４に分けて説明
する。
の電圧波形、（Ｂ）はトランジスタＱ２の電圧波形、
（Ｃ）はトランジスタＱ１の電流波形、（Ｄ）トランジ
スタＱ２の電圧波形をそれぞれ示しいている。図３に示
す回路の動作を、図５中に示す期間１〜４に分けて説明
する。
【０００９】まず、期間１においては、図４（Ａ）に示
すように、トランジスタＱ１がオンし、リーケージイン
ダクタンスＬ１，励磁インダクタンスＬ２，コンデンサ
Ｃ２により構成された直列共振回路に、直流電源Ｖinが
印加される。なお、ＶinはコンデンサＣ４の両端電圧で
ある。これによって、直列共振回路に電流が流れ、コン
デンサＣ2が充電される。
すように、トランジスタＱ１がオンし、リーケージイン
ダクタンスＬ１，励磁インダクタンスＬ２，コンデンサ
Ｃ２により構成された直列共振回路に、直流電源Ｖinが
印加される。なお、ＶinはコンデンサＣ４の両端電圧で
ある。これによって、直列共振回路に電流が流れ、コン
デンサＣ2が充電される。
【００１０】期間２においては、図４（Ｂ）に示すよう
に、トランジスタＱ１がオフし、トランジスタＱ２がオ
ンする。このとき、トランスＴ１の１次巻線である励磁
インダクタンスＬ２にコンデンサＣ２の電圧が印加さ
れ、トランスＴ１を介して２次側に電力が伝達される。
この際、コンデンサＣ２の電荷は放電され、コンデンサ
Ｃ２の電圧が下がり、やがてダイオードＤ４をオンでき
る電圧をトランスＴ１の１次側に維持できなくなると、
ダイオードＤ４がオフし、２次側への電力の伝達を終え
る。
に、トランジスタＱ１がオフし、トランジスタＱ２がオ
ンする。このとき、トランスＴ１の１次巻線である励磁
インダクタンスＬ２にコンデンサＣ２の電圧が印加さ
れ、トランスＴ１を介して２次側に電力が伝達される。
この際、コンデンサＣ２の電荷は放電され、コンデンサ
Ｃ２の電圧が下がり、やがてダイオードＤ４をオンでき
る電圧をトランスＴ１の１次側に維持できなくなると、
ダイオードＤ４がオフし、２次側への電力の伝達を終え
る。
【００１１】期間３においては、図４（Ｃ）に示すよう
に、トランジスタＱ２はオンし続け、コンデンサＣ２の
電荷は放電し続ける。そして、期間４において、図４
（Ｄ）に示すように、トランジスタＱ１が再びオンし、
トランジスタＱ２がオフする。この際、直流電源Ｖinか
らの電圧がトランスＴ１の１次巻線に印加され、期間２
と同様に、トランスＴ１を介して２次側に電力が伝達さ
れる。
に、トランジスタＱ２はオンし続け、コンデンサＣ２の
電荷は放電し続ける。そして、期間４において、図４
（Ｄ）に示すように、トランジスタＱ１が再びオンし、
トランジスタＱ２がオフする。この際、直流電源Ｖinか
らの電圧がトランスＴ１の１次巻線に印加され、期間２
と同様に、トランスＴ１を介して２次側に電力が伝達さ
れる。
【００１２】このように、トランジスタＱ１，Ｑ２を同
じデューティで１８０°位相を反転させ、交互にオン・
オフを繰り返すことによって、トランスＴ１の２次側に
電力を伝達する。また、出力電圧の制御は、トランジス
タＱ１，Ｑ２のスイッチング周波数を変化させることに
よって行う。スイッチング周波数を下げると、コンデン
サＣ２に充電される期間が増加し、２次側への供給電力
を増加させることができ、逆に、スイッチング周波数を
上げると、コンデンサＣ２に充電される期間が減少し、
２次側への供給電力を減少させることができる。
じデューティで１８０°位相を反転させ、交互にオン・
オフを繰り返すことによって、トランスＴ１の２次側に
電力を伝達する。また、出力電圧の制御は、トランジス
タＱ１，Ｑ２のスイッチング周波数を変化させることに
よって行う。スイッチング周波数を下げると、コンデン
サＣ２に充電される期間が増加し、２次側への供給電力
を増加させることができ、逆に、スイッチング周波数を
上げると、コンデンサＣ２に充電される期間が減少し、
２次側への供給電力を減少させることができる。
【００１３】図３において、直流電源Ｖinの電圧変動及
び負荷インピーダンスＬＤの変化に対し、誤差増幅回路
２よりフォトカプラ３を介してトランスＴ１の出力電圧
を１次側にフィードバックし、周波数制御回路３によっ
てトランジスタＱ１，Ｑ２のスイッチング周波数を制御
することによって、トランスＴ１の出力電圧を一定とす
る。
び負荷インピーダンスＬＤの変化に対し、誤差増幅回路
２よりフォトカプラ３を介してトランスＴ１の出力電圧
を１次側にフィードバックし、周波数制御回路３によっ
てトランジスタＱ１，Ｑ２のスイッチング周波数を制御
することによって、トランスＴ１の出力電圧を一定とす
る。
【００１４】直流電源Ｖinが低下したり、負荷インピー
ダンスＬＤが小さくなり、負荷電流が増加すると、スイ
ッチング周波数が下がる。また、直流電源Ｖinが上昇し
たり、負荷インピーダンスＬＤが大きくなり、負荷電流
が小さくなると、スイッチング周波数を上昇させ、定電
圧制御を行う。
ダンスＬＤが小さくなり、負荷電流が増加すると、スイ
ッチング周波数が下がる。また、直流電源Ｖinが上昇し
たり、負荷インピーダンスＬＤが大きくなり、負荷電流
が小さくなると、スイッチング周波数を上昇させ、定電
圧制御を行う。
【００１５】図６は、直列共振回路のインピーダンス特
性を示している。トランジスタＱ１，Ｑ２のスイッチン
グ周波数を変化させると、共振周波数ｆｏを中心として
図６に示すように変化する。共振周波数ｆｏより高い周
波数領域はインダクタンス領域となり、共振周波数ｆｏ
より低い周波数領域はキャパシタンス領域となる。以上
説明した電流共振型コンバータは、このインダクタンス
領域でスイッチング周波数制御を行うものである。
性を示している。トランジスタＱ１，Ｑ２のスイッチン
グ周波数を変化させると、共振周波数ｆｏを中心として
図６に示すように変化する。共振周波数ｆｏより高い周
波数領域はインダクタンス領域となり、共振周波数ｆｏ
より低い周波数領域はキャパシタンス領域となる。以上
説明した電流共振型コンバータは、このインダクタンス
領域でスイッチング周波数制御を行うものである。
【００１６】インダクタンス領域でスイッチング周波数
制御を行うと、図７に示すように、破線にて示すトラン
ジスタＱ１，Ｑ２のドレイン・ソース間に印加される方
形波電圧波形ＶDSに対し、実線にて示すドレイン電流Ｉ
Dは常に位相が遅れるため、トランジスタＱ１，Ｑ２の
ターンオン時のスイッチング損失（電圧−電流積）及び
スイッチングノイズを抑制することができる。
制御を行うと、図７に示すように、破線にて示すトラン
ジスタＱ１，Ｑ２のドレイン・ソース間に印加される方
形波電圧波形ＶDSに対し、実線にて示すドレイン電流Ｉ
Dは常に位相が遅れるため、トランジスタＱ１，Ｑ２の
ターンオン時のスイッチング損失（電圧−電流積）及び
スイッチングノイズを抑制することができる。
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】以上説明した従来の電
流共振型コンバータにおいては、スイッチＳ１をオフし
た場合、商用電源１からの電力供給が遮断されるため、
コンバータの入力電圧、即ち、コンデンサＣ４の両端の
電圧が徐々に低下する。この際、トランスＴ１の出力電
圧を維持するため、トランジスタＱ１，Ｑ２のスイッチ
ング周波数は、コンデンサＣ４の電圧低下に伴って低下
し、やがて、キャパシタンス領域に突入する。
流共振型コンバータにおいては、スイッチＳ１をオフし
た場合、商用電源１からの電力供給が遮断されるため、
コンバータの入力電圧、即ち、コンデンサＣ４の両端の
電圧が徐々に低下する。この際、トランスＴ１の出力電
圧を維持するため、トランジスタＱ１，Ｑ２のスイッチ
ング周波数は、コンデンサＣ４の電圧低下に伴って低下
し、やがて、キャパシタンス領域に突入する。
【００１８】キャパシタンス領域になると、トランジス
タＱ１，Ｑ２のドレイン電流ＩDが、図８に示すよう
に、トランジスタＱ１，Ｑ２のドレイン・ソース間に印
加される方形波電圧波形ＶDSに対して位相が進む。この
場合、既にドレイン電流ＩDが流れた状態でトランジス
タＱ１，Ｑ２がターンオンするため、大きなスイッチン
グ損失を生じ、トランジスタＱ１，Ｑ２の急激な温度上
昇を招き、信頼性を低下させる。
タＱ１，Ｑ２のドレイン電流ＩDが、図８に示すよう
に、トランジスタＱ１，Ｑ２のドレイン・ソース間に印
加される方形波電圧波形ＶDSに対して位相が進む。この
場合、既にドレイン電流ＩDが流れた状態でトランジス
タＱ１，Ｑ２がターンオンするため、大きなスイッチン
グ損失を生じ、トランジスタＱ１，Ｑ２の急激な温度上
昇を招き、信頼性を低下させる。
【００１９】本発明はこのような問題点に鑑みなされた
ものであり、電源オフ時のようなコンバータの入力電圧
が低下したときの周波数低下によるインピーダンス特性
の逆転を防止し、もって、スイッチング用トランジスタ
のスイッチング損失の急激な増加による信頼性の低下を
防止することができる電流共振型コンバータを提供する
ことを目的とする。
ものであり、電源オフ時のようなコンバータの入力電圧
が低下したときの周波数低下によるインピーダンス特性
の逆転を防止し、もって、スイッチング用トランジスタ
のスイッチング損失の急激な増加による信頼性の低下を
防止することができる電流共振型コンバータを提供する
ことを目的とする。
【００２０】
【課題を解決するための手段】本発明は、上述した従来
の技術の課題を解決するため、リーケージインダクタン
ス（Ｌ１）と、励磁インダクタンス（Ｌ２）を有するト
ランス（Ｔ１）と、電流共振コンデンサ（Ｃ２）とより
なる直列共振回路と、前記直列共振回路をスイッチング
するスイッチング素子（Ｑ１，Ｑ２）とを備え、前記ス
イッチング素子によるスイッチング周波数を変化させる
ことによって前記トランスの出力電圧を定電圧に制御す
る電流共振型コンバータにおいて、前記電流共振型コン
バータの入力電圧の低下を検出する電圧低下検出回路
（６）と、前記出力電圧の負荷（ＬＤ）への供給をオン
・オフするスイッチ（Ｓ２）と、前記電圧低下検出回路
によって前記入力電圧が所定の電圧より低下したことが
検出されたとき、前記スイッチをオフするよう制御する
制御部（８）とを備えて構成したことを特徴とする電流
共振型コンバータを提供するものである。
の技術の課題を解決するため、リーケージインダクタン
ス（Ｌ１）と、励磁インダクタンス（Ｌ２）を有するト
ランス（Ｔ１）と、電流共振コンデンサ（Ｃ２）とより
なる直列共振回路と、前記直列共振回路をスイッチング
するスイッチング素子（Ｑ１，Ｑ２）とを備え、前記ス
イッチング素子によるスイッチング周波数を変化させる
ことによって前記トランスの出力電圧を定電圧に制御す
る電流共振型コンバータにおいて、前記電流共振型コン
バータの入力電圧の低下を検出する電圧低下検出回路
（６）と、前記出力電圧の負荷（ＬＤ）への供給をオン
・オフするスイッチ（Ｓ２）と、前記電圧低下検出回路
によって前記入力電圧が所定の電圧より低下したことが
検出されたとき、前記スイッチをオフするよう制御する
制御部（８）とを備えて構成したことを特徴とする電流
共振型コンバータを提供するものである。
【００２１】
【発明の実施の形態】以下、本発明の電流共振型コンバ
ータについて、添付図面を参照して説明する。図１は本
発明の電流共振型コンバータの一実施例を示す回路図、
図２は本発明の電流共振型コンバータを説明するための
特性図である。なお、図１において、図３と同一部分に
は同一符号が付してある。
ータについて、添付図面を参照して説明する。図１は本
発明の電流共振型コンバータの一実施例を示す回路図、
図２は本発明の電流共振型コンバータを説明するための
特性図である。なお、図１において、図３と同一部分に
は同一符号が付してある。
【００２２】図１において、商用電源１にはスイッチＳ
１が接続され、このスイッチＳ１の一方の端子と商用電
源１からの一方の交流ラインとの間には、ダイオードＤ
５，Ｄ６，Ｄ７，Ｄ８よりなる全波整流のダイオードブ
リッジが接続されている。スイッチＳ１はコンバータに
商用電源１からの電源の供給をオン・オフするためのも
のである。
１が接続され、このスイッチＳ１の一方の端子と商用電
源１からの一方の交流ラインとの間には、ダイオードＤ
５，Ｄ６，Ｄ７，Ｄ８よりなる全波整流のダイオードブ
リッジが接続されている。スイッチＳ１はコンバータに
商用電源１からの電源の供給をオン・オフするためのも
のである。
【００２３】ダイオードＤ６，Ｄ８の接続点と接地間に
は、ダイオードブリッジからの電圧を平滑するコンデン
サＣ４が接続され、ダイオードＤ５，Ｄ７の接続点は接
地されている。さらに、ダイオードＤ６，Ｄ８の接続点
には、メインスイッチ用トランジスタＱ１，Ｑ２が接続
され、これらのトランジスタＱ１，Ｑ２には、共振電流
を転流するためのダイオードＤ１，Ｄ２が並列に接続さ
れている。
は、ダイオードブリッジからの電圧を平滑するコンデン
サＣ４が接続され、ダイオードＤ５，Ｄ７の接続点は接
地されている。さらに、ダイオードＤ６，Ｄ８の接続点
には、メインスイッチ用トランジスタＱ１，Ｑ２が接続
され、これらのトランジスタＱ１，Ｑ２には、共振電流
を転流するためのダイオードＤ１，Ｄ２が並列に接続さ
れている。
【００２４】トランジスタＱ１，Ｑ２及びダイオードＤ
１，Ｄ２の接続点には、トランスＴ１のリーケージイン
ダクタンスＬ１が接続され、このリーケージインダクタ
ンスＬ１はトランスＴ１の１次側の励磁インダクタンス
Ｌ２に接続されている。トランジスタＱ２及びダイオー
ドＤ２と接地間には、電流共振用コンデンサＣ２が接続
され、この電流共振用コンデンサＣ２は励磁インダクタ
ンスＬ２に接続されている。トランスＴ１は、いわゆる
ハーフブリッジ構成となっている。
１，Ｄ２の接続点には、トランスＴ１のリーケージイン
ダクタンスＬ１が接続され、このリーケージインダクタ
ンスＬ１はトランスＴ１の１次側の励磁インダクタンス
Ｌ２に接続されている。トランジスタＱ２及びダイオー
ドＤ２と接地間には、電流共振用コンデンサＣ２が接続
され、この電流共振用コンデンサＣ２は励磁インダクタ
ンスＬ２に接続されている。トランスＴ１は、いわゆる
ハーフブリッジ構成となっている。
【００２５】トランスＴ１の２次側には、出力電圧を整
流するダイオードＤ３，Ｄ４と、平滑コンデンサＣ３
と、負荷ＬＤが接続されている。平滑コンデンサＣ３と
負荷ＬＤとの間には、スイッチＳ２が設けられている。
流するダイオードＤ３，Ｄ４と、平滑コンデンサＣ３
と、負荷ＬＤが接続されている。平滑コンデンサＣ３と
負荷ＬＤとの間には、スイッチＳ２が設けられている。
【００２６】さらに、ドライブ回路５はトランジスタＱ
１，Ｑ２をドライブする。周波数制御回路４はドライブ
回路５における周波数を制御する。ダイオードＤ３，Ｄ
４の出力電圧は、誤差増幅回路２に入力され、誤差増幅
回路２の出力はフォトカプラ３を介して１次側の周波数
制御回路４に入力されている。
１，Ｑ２をドライブする。周波数制御回路４はドライブ
回路５における周波数を制御する。ダイオードＤ３，Ｄ
４の出力電圧は、誤差増幅回路２に入力され、誤差増幅
回路２の出力はフォトカプラ３を介して１次側の周波数
制御回路４に入力されている。
【００２７】ダイオードＤ６，Ｄ８の接続点と接地間に
は、電圧低下検出回路６が設けられており、電圧低下検
出回路６はコンデンサＣ４の両端電圧（即ち、直流電源
Ｖin）を検出する。電圧低下検出回路６の検出出力はフ
ォトカプラ７を介して制御部８に入力される。制御部８
は電圧低下検出回路６の検出出力、即ち、コンデンサＣ
４の両端電圧に応じてスイッチＳ２のオン・オフを制御
する。なお、制御部８はマイクロコンピュータによって
構成することができる。
は、電圧低下検出回路６が設けられており、電圧低下検
出回路６はコンデンサＣ４の両端電圧（即ち、直流電源
Ｖin）を検出する。電圧低下検出回路６の検出出力はフ
ォトカプラ７を介して制御部８に入力される。制御部８
は電圧低下検出回路６の検出出力、即ち、コンデンサＣ
４の両端電圧に応じてスイッチＳ２のオン・オフを制御
する。なお、制御部８はマイクロコンピュータによって
構成することができる。
【００２８】次に、本発明の動作について説明する。ス
イッチＳ１がオフし、コンデンサＣ４の両端電圧が低下
すると、図２に示すように、スイッチング周波数はそれ
に伴って低下する。直列共振回路の共振周波数ｆｏとス
イッチング周波数が一致するときのコンデンサＣ４の両
端電圧をＶ１とする。電圧低下検出回路６の検出電圧を
Ｖ２＞Ｖ１なるＶ２に設定し、コンデンサＣ４の両端電
圧が電圧Ｖ２まで低下したときに、その検出出力を、フ
ォトカプラ７を介して制御部８に入力する。
イッチＳ１がオフし、コンデンサＣ４の両端電圧が低下
すると、図２に示すように、スイッチング周波数はそれ
に伴って低下する。直列共振回路の共振周波数ｆｏとス
イッチング周波数が一致するときのコンデンサＣ４の両
端電圧をＶ１とする。電圧低下検出回路６の検出電圧を
Ｖ２＞Ｖ１なるＶ２に設定し、コンデンサＣ４の両端電
圧が電圧Ｖ２まで低下したときに、その検出出力を、フ
ォトカプラ７を介して制御部８に入力する。
【００２９】制御部８は、電圧低下検出回路６の検出出
力が入力されたら、コンデンサＣ４の両端電圧が電圧Ｖ
１以下になる前、即ち、スイッチング周波数がキャパシ
タンス領域に低下する前に、スイッチＳ２をオフに切り
換える。すると、負荷ＬＤへの電力供給が遮断され、図
２に破線矢印で示すように、コンバータは出力電圧が上
昇しないようスイッチング周波数を急激に上昇させる。
このため、コンデンサＣ４の両端電圧が電圧Ｖ１以下に
低下しても、インピーダンス特性が逆転せず、インダク
タンス領域で動作させることが可能となる。
力が入力されたら、コンデンサＣ４の両端電圧が電圧Ｖ
１以下になる前、即ち、スイッチング周波数がキャパシ
タンス領域に低下する前に、スイッチＳ２をオフに切り
換える。すると、負荷ＬＤへの電力供給が遮断され、図
２に破線矢印で示すように、コンバータは出力電圧が上
昇しないようスイッチング周波数を急激に上昇させる。
このため、コンデンサＣ４の両端電圧が電圧Ｖ１以下に
低下しても、インピーダンス特性が逆転せず、インダク
タンス領域で動作させることが可能となる。
【００３０】
【発明の効果】以上詳細に説明したように、本発明の電
流共振型コンバータは、リーケージインダクタンスと、
励磁インダクタンスを有するトランスと、電流共振コン
デンサとよりなる直列共振回路と、この直列共振回路を
スイッチングするスイッチング素子とを備え、スイッチ
ング素子によるスイッチング周波数を変化させることに
よってトランスの出力電圧を定電圧に制御する電流共振
型コンバータにおいて、電流共振型コンバータの入力電
圧の低下を検出する電圧低下検出回路と、出力電圧の負
荷への供給をオン・オフするスイッチと、電圧低下検出
回路によって入力電圧が所定の電圧より低下したことが
検出されたとき、スイッチをオフするよう制御する制御
部とを備えて構成したので、電源オフ時のようなコンバ
ータの入力電圧が低下したときの周波数低下によるイン
ピーダンス特性の逆転を防止し、もって、スイッチング
用トランジスタのスイッチング損失の急激な増加による
信頼性の低下を防止することができる。
流共振型コンバータは、リーケージインダクタンスと、
励磁インダクタンスを有するトランスと、電流共振コン
デンサとよりなる直列共振回路と、この直列共振回路を
スイッチングするスイッチング素子とを備え、スイッチ
ング素子によるスイッチング周波数を変化させることに
よってトランスの出力電圧を定電圧に制御する電流共振
型コンバータにおいて、電流共振型コンバータの入力電
圧の低下を検出する電圧低下検出回路と、出力電圧の負
荷への供給をオン・オフするスイッチと、電圧低下検出
回路によって入力電圧が所定の電圧より低下したことが
検出されたとき、スイッチをオフするよう制御する制御
部とを備えて構成したので、電源オフ時のようなコンバ
ータの入力電圧が低下したときの周波数低下によるイン
ピーダンス特性の逆転を防止し、もって、スイッチング
用トランジスタのスイッチング損失の急激な増加による
信頼性の低下を防止することができる。
【図１】本発明の一実施例を示す回路図である。
【図２】本発明を説明するための特性図である。
【図３】従来例を示す回路図である。
【図４】従来例の動作を説明するための等価回路図であ
る。
る。
【図５】従来例の動作を説明するための波形図である。
【図６】電流共振型コンバータのインピーダンス特性を
示す特性図である。
示す特性図である。
【図７】従来例の動作を説明するための波形図である。
【図８】従来例の問題点を説明するための波形図であ
る。
る。
１ 商用電源 ２ 誤差増幅回路 ３，７ フォトカプラ ４ 周波数制御回路 ５ ドライブ回路 ６ 電圧低下検出回路 ８ 制御部 Ｃ２ 電流共振用コンデンサ Ｌ１ リーケージインダクタンス Ｌ２ 励磁インダクタンス ＬＤ 負荷 Ｓ１，Ｓ２ スイッチ Ｑ１，Ｑ２ トランジスタ（スイッチング素子） Ｔ１ トランス
Claims (1)
- 【請求項１】リーケージインダクタンスと、励磁インダ
クタンスを有するトランスと、電流共振コンデンサとよ
りなる直列共振回路と、 前記直列共振回路をスイッチングするスイッチング素子
とを備え、 前記スイッチング素子によるスイッチング周波数を変化
させることによって前記トランスの出力電圧を定電圧に
制御する電流共振型コンバータにおいて、 前記電流共振型コンバータの入力電圧の低下を検出する
電圧低下検出回路と、前記出力電圧の負荷への供給をオ
ン・オフするスイッチと、 前記電圧低下検出回路によって前記入力電圧が所定の電
圧より低下したことが検出されたとき、前記スイッチを
オフするよう制御する制御部とを備えて構成したことを
特徴とする電流共振型コンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10239882A JP2000069750A (ja) | 1998-08-26 | 1998-08-26 | 電流共振型コンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10239882A JP2000069750A (ja) | 1998-08-26 | 1998-08-26 | 電流共振型コンバータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000069750A true JP2000069750A (ja) | 2000-03-03 |
Family
ID=17051292
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10239882A Pending JP2000069750A (ja) | 1998-08-26 | 1998-08-26 | 電流共振型コンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2000069750A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006109566A (ja) * | 2004-10-01 | 2006-04-20 | Fuji Electric Device Technology Co Ltd | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| JP2011198795A (ja) * | 2010-03-17 | 2011-10-06 | Sanken Electric Co Ltd | Ｌｅｄ駆動装置 |
| JP2013188099A (ja) * | 2012-03-12 | 2013-09-19 | Shindengen Electric Mfg Co Ltd | 電流共振回路の制御回路、及び電流共振回路の制御方法 |
| US10014787B2 (en) | 2016-05-10 | 2018-07-03 | Fuji Electric Co., Ltd. | Switching power supply with input voltage detection at the switching node |
| WO2022056513A1 (en) * | 2020-09-14 | 2022-03-17 | Vitesco Technologies USA, LLC | Dc-dc converter with extended light load operating range, and method of using same |
-
1998
- 1998-08-26 JP JP10239882A patent/JP2000069750A/ja active Pending
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006109566A (ja) * | 2004-10-01 | 2006-04-20 | Fuji Electric Device Technology Co Ltd | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| JP4682578B2 (ja) * | 2004-10-01 | 2011-05-11 | 富士電機システムズ株式会社 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| JP2011198795A (ja) * | 2010-03-17 | 2011-10-06 | Sanken Electric Co Ltd | Ｌｅｄ駆動装置 |
| JP2013188099A (ja) * | 2012-03-12 | 2013-09-19 | Shindengen Electric Mfg Co Ltd | 電流共振回路の制御回路、及び電流共振回路の制御方法 |
| US10014787B2 (en) | 2016-05-10 | 2018-07-03 | Fuji Electric Co., Ltd. | Switching power supply with input voltage detection at the switching node |
| WO2022056513A1 (en) * | 2020-09-14 | 2022-03-17 | Vitesco Technologies USA, LLC | Dc-dc converter with extended light load operating range, and method of using same |
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