JP2001161065A

JP2001161065A - スイッチング電源装置及びそれを用いたａｃアダプタ

Info

Publication number: JP2001161065A
Application number: JP2000188331A
Authority: JP
Inventors: Saburo Kitano; 三郎北野
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 1999-09-21
Filing date: 2000-06-22
Publication date: 2001-06-12

Abstract

(57)【要約】【課題】様々な負荷状態に応じて電力損失を低く抑え
ることができるスイッチング電源装置を提供する。【解決手段】ＦＥＴ５をＰＷＭ方式にて制御するスイ
ッチング電源装置において、スイッチング電源装置の出
力電力を検出する出力電力検出回路１０と、この出力電
力検出回路１０からの制御信号に基づき、ＰＷＭ制御回
路８の発振周波数を制御する発振周波数制御回路１１と
を備え、この発振周波数制御回路１１は、出力電力検出
回路１０からの制御信号に基づき、重負荷動作状態から
軽負荷動作状態に移行するに従い、発振周波数を連続的
に低くする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、汎用性に富み、し
かも様々な負荷状態に応じて電力損失を低く抑えること
が可能なスイッチング電源装置、及びそれを用いたＡＣ
アダプタに関するものである。

【０００２】

【従来の技術】ＰＷＭ制御方式のスイッチング電源は，
ＲＣＣ方式のスイッチング電源装置と比較して、入力電
源電圧が例えばＡＣ１００Ｖ〜ＡＣ２４０Ｖの広いレン
ジで安定動作しやすいなどの優れた特徴を有している。
この優れた特徴を有するＰＷＭ制御方式のスイッチング
電源装置を用いて、待機動作時（軽負荷動作時）のスイ
ッチング周波数を低下させ電力変換効率を向上させる技
術が知られている（例えば、公開実用新案公報の実開平
６−８０３８５号公報参照）。

【０００３】この従来技術によれば、通常動作時におけ
るスイッチング周波数（以下、単に、通常動作周波数と
称す）と、これよりも低い待機状態動作時におけるスイ
ッチング周波数（以下、待機動作周波数と称す）の２種
類の発振モードが用意されている。そして、スイッチン
グ電源装置により電力供給を受ける機器（以下、本体機
器と称す）から送信されてくる動作状態を知らせる信
号、またはリモコン信号操作により送信されてくる動作
状態を指示する信号に応じて、上記２種類の発振モード
が切り換えられ、電力変換効率の向上が図られている。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来の技術は、次のような問題点を有している。

【０００５】即ち、通常動作時と待機状態動作時とで異
なる２種類のスイッチング周波数でスイッチングが行わ
れるので、１種類のスイッチング周波数の場合よりも電
力変換効率は向上するが、これでは、様々な負荷状態に
応じて電力損失を低く抑えることはできない。

【０００６】また、スイッチング電源装置が本体機器に
組み込まれている場合は、リモコン受信機からの送信信
号、または本体機器から送信されてくる動作状態を知ら
せる信号を容易にスイッチング電源装置に取り込むこと
ができる。しかし、例えば、ＡＣアダプタのように本体
機器から機構的に切り離されたものに適用する場合、動
作状態を指令する特別の配線を本体機器との間で設ける
必要が生じる。この場合、ＡＣアダプタを上記本体機器
の専用電源に指定せざるを得ず、汎用性に乏しいものと
なってしまう。

【０００７】これは、ＡＣアダプタと本体機器との間
は、電源供給線のみにて接続され、出力電圧仕様および
出力電力仕様が合致する範囲において、あらゆる機器に
共通に使用する、という理想からはほど遠い。

【０００８】加えて、待機動作時に要求される出力電力
量は用途によって種々雑多であり、例えば或る用途では
待機動作時に要求される出力電力は０．２Ｗであり、こ
の出力条件にて電力損失が少なくなるように待機動作周
波数を最適値に設定すると、待機動作時に要求される出
力電力が０．２Ｗ以上の用途に使用できない場合も生じ
てしまう。

【０００９】

【課題を解決するための手段】本発明に係るスイッチン
グ電源装置は、上記課題を解決するために、変圧器の一
次巻線に流れる電流をＰＷＭ制御手段によってスイッチ
ングして二次巻線から所定出力を負荷に供給するスイッ
チング電源装置において、以下の措置を講じたことを特
徴としている。

【００１０】即ち、上記スイッチング電源装置は、上記
負荷の状態を検出する負荷状態検出手段と、検出された
負荷状態に基づいて、電力損失が最小になるように上記
ＰＷＭ制御手段の発振周波数を連続的に変化させる発振
周波数制御手段とを備えている。

【００１１】上記構成によれば、変圧器の一次巻線に流
れる電流は、ＰＷＭ制御手段の発振周波数に応じてスイ
ッチングされる。このスイッチングに基づいて、変圧器
の二次巻線から所定出力が負荷に対して供給されるよう
に制御される。

【００１２】この際、発振周波数は、負荷状態検出手段
によって検出された負荷状態に基づいて、発振周波数制
御手段によって、電力損失が最小になるようにＰＷＭ制
御手段の発振周波数が連続的に変化させられる。このよ
うに、ＰＷＭ制御手段の発振周波数が連続的に変化する
ので、検出された負荷状態ごとに、電力損失が最小にな
る。これにより、通常動作時と待機状態動作時とで異な
る２種類だけの発振周波数に基づいて上記スイッチング
が行われていた従来技術と比較すると、大幅に電力変換
効率が向上する。

【００１３】また、上記負荷状態検出手段および上記発
振周波数制御手段は、共にスイッチング電源装置内に設
けられるので、該スイッチング電源装置により電力供給
を受ける機器が該スイッチング電源装置と機構的に切り
離されている場合でも、両者間の配線は、電源供給線の
みとなり、出力電圧仕様および出力電力仕様が合致する
範囲において、あらゆる機器に共通に使用でき、汎用性
に優れたスイッチング電源装置を提供できる。

【００１４】加えて、負荷状態に応じて電力損失が最小
になるようにＰＷＭ制御手段の発振周波数が変化するの
で（従来のように固定されないので）、対応可能な用途
の範囲を広げることが可能となる。すなわち、本スイッ
チング電源装置によれば、発振周波数が固定されること
なく各負荷状態に応じて発振周波数が変化し、常に、各
負荷状態で電力損失を最小にできるので、例えば、待機
動作時に要求される負荷電力が互いに異なる用途に対し
ても、唯一のスイッチング電源装置で対応可能となる。

【００１５】上記ＰＷＭ制御手段は、コンデンサと抵抗
によって決まる放電時定数に基づいて上記発振周波数が
設定されると共に、上記発振周波数制御手段は、上記Ｐ
ＷＭ制御手段の上記抵抗に並列に接続された電流増減手
段を有し、該電流増減手段を流れる電流は、負荷状態が
軽くなるにしたがって減少して上記発振周波数を連続的
に低く変化させることが好ましい。

【００１６】この場合、上記ＰＷＭ制御手段の発振周波
数は、コンデンサと抵抗によって決まる放電時定数に基
づいて設定される。つまり、上記発振周波数は、コンデ
ンサの静電容量が一定の場合、抵抗と電流増減手段の並
列接続されたものの合成抵抗値が大きいほど低くなる一
方、合成抵抗値が小さいほど高くなる。これは、合成抵
抗値が大きいほど上記放電時定数が長くなる（発振周波
数は低くなる）一方、合成抵抗値が小さいほど上記放電
時定数が短くなる（発振周波数は高くなる）からであ
る。

【００１７】上記合成抵抗値の可変は、上記発振周波数
制御手段が有する電流増減手段によって、負荷状態に応
じて連続的に行われる。つまり、負荷状態が重くなるに
したがって上記電流増減手段に流れる電流を大きくする
ことによって上記合成抵抗値を小さくする一方、負荷状
態が軽くなるにしたがって上記電流増減手段に流れる電
流を小さくすることによって上記合成抵抗値を大きくし
ている。

【００１８】これにより、上記抵抗は発振周波数の最低
値を設定するものであるので、発振周波数の最低値を正
確に設定することが可能となり、スイッチング電源装置
の生産バラツキに起因していた、スイッチング周波数が
低くなりすぎて耳障りに聞こえるという騒音障害を未然
に回避できる。

【００１９】また、上記抵抗の両端には定電圧が印加さ
れており、上記電流増減手段はトランジスタを有し、負
荷状態が重くなるにしたがって該トランジスタに流れる
電流を大きくすると共に、負荷状態が軽くなるにしたが
って該トランジスタに流れる電流を小さくすることが好
ましい。

【００２０】この場合、上記電流増減手段はトランジス
タを有し、このトランジスタは、負荷状態が重くなるに
したがって流れる電流が大きくなると共に、負荷状態が
軽くなるにしたがって流れる電流が小さくなる。この
際、上記抵抗の両端に定電圧が印加されているので、ト
ランジスタを流れる電流の大きさは負荷状態に正確に比
例する。これにより、上記ＰＷＭ制御手段の発振周波数
を正確に制御することが可能となる。

【００２１】また、上記負荷状態検出手段は、負荷状態
に応じた直流電流をコンデンサに充電する充電抵抗と、
上記コンデンサの両端の電圧を分圧する複数の抵抗とを
備え、この分圧された電圧に基づいて上記発振周波数が
上記発振周波数制御手段によって連続的に変化されると
共に、上記充電抵抗および複数の抵抗は何れも高抵抗で
あることが好ましい。

【００２２】この場合、負荷状態に応じた直流電流がコ
ンデンサに流れ、このコンデンサが充電される。コンデ
ンサの両端の電圧は、複数の抵抗によって分圧され、こ
のように分圧された電圧に基づいて上記発振周波数が上
記発振周波数制御手段によって連続的に変化される。こ
の際、上記負荷状態検出手段は、充電抵抗および複数の
抵抗は何れも高抵抗で構成できるので、消費電力を僅少
にすることができると共に、低コストで実現できる。

【００２３】上記ＰＷＭ制御手段は、周波数設定抵抗に
基づいて上記発振周波数が設定されると共に、上記発振
周波数制御手段は、上記ＰＷＭ制御手段の上記周波数設
定抵抗に並列に接続された電流増減手段を有し、該電流
増減手段を流れる電流は、負荷状態が軽くなるにしたが
って減少して上記発振周波数を連続的に変化させること
が好ましい。

【００２４】この場合、上記ＰＷＭ制御手段の発振周波
数は、周波数設定抵抗と電流増減手段の並列接続された
ものの合成抵抗値に応じて変化する。この合成抵抗値の
可変は、上記発振周波数制御手段が有する電流増減手段
によって、負荷状態に応じて連続的に行われる。つま
り、負荷状態が軽くなるにしたがって上記電流増減手段
に流れる電流を小さくすることによって上記合成抵抗値
を大きくしている。このように、電流増減手段を流れる
電流は、負荷状態が軽くなるにしたがって減少して上記
発振周波数を連続的に変化させる。

【００２５】これにより、上記周波数設定抵抗は発振周
波数の最低値を設定するものであるので、発振周波数の
最低値を正確に設定することが可能となり、スイッチン
グ電源装置の生産バラツキに起因していた、スイッチン
グ周波数が低くなりすぎて耳障りに聞こえるという騒音
障害を未然に回避できる。

【００２６】上記電流増減手段は、トランジスタを有
し、負荷状態が重くなるにしたがって上記トランジスタ
に流れる電流を大きくすると共に、負荷状態が軽くなる
にしたがって上記トランジスタに流れる電流を小さくす
ることが好ましい。この場合、トランジスタという簡単
な構成で、上記作用を奏することが可能となる。

【００２７】上記負荷状態検出手段は、負荷状態に応じ
た直流電流をコンデンサに充電するインピーダンス素子
と、上記コンデンサの充電電圧に基づいて上記発振周波
数が上記発振周波数制御手段によって連続的に変化させ
ることが好ましい。この場合、分圧回路等を必要とする
ことなく、簡単な構成で、負荷状態を検出することが可
能となる。

【００２８】上記ＰＷＭ制御手段は、周波数設定抵抗に
基づいて上記発振周波数が設定されると共に、上記負荷
状態検出手段は、負荷の大きさに応じて充電される極性
コンデンサを有し、上記極性コンデンサは、回路上、上
記周波数設定抵抗と並列になるように接続されている構
成でもよい。

【００２９】この場合、負荷状態検出手段において、極
性コンデンサは、負荷の大きさに応じて充電される。こ
のとき、極性コンデンサは上記周波数設定抵抗と回路上
並列になるように接続されているので、負荷の大きさに
応じて、上記周波数設定抵抗の両端の抵抗値が連続的に
変化する。

【００３０】例えば、出力電力量が大きくなると、上記
極性コンデンサの充電電荷が増加し、上記極性コンデン
サに流れる電流が大きくなる。その結果、上記周波数設
定抵抗の両端の抵抗値は小さくなる。これにより、発振
周波数は高くなる。

【００３１】これに対して、出力電力量が小さくなる
と、上記極性コンデンサの充電電荷が減少し、上記極性
コンデンサに流れる電流が小さくなる。その結果、上記
周波数設定抵抗の両端の抵抗値は大きくなる。これによ
り、発振周波数は低くなる。

【００３２】以上のように、スイッチング電源装置の負
荷状態に応じて、ＰＷＭ制御手段の発振周波数を連続的
に変化させることが可能となる。しかも、この場合、電
流増減手段としてトランジスタ等を介して上記発振周波
数が変化するのではないので、その分、製造コストの低
減が図れると共に、このトランジスタの特性の温度変化
等による発振周波数のドリフトを減少させることが可能
となる。

【００３３】また、上記ＰＷＭ制御手段は、周波数設定
抵抗に流れる電流に応じて上記発振周波数を高くすると
共に、上記負荷状態検出手段は、負荷の大きさに応じて
充電される極性コンデンサを有し、上記極性コンデンサ
は、充電量に応じて上記周波数設定抵抗に流れる電流を
変化させるように接続された構成でもよい。

【００３４】この場合、負荷状態検出手段において、極
性コンデンサは、負荷の大きさに応じて充電される。こ
のとき、周波数設定抵抗に流れる電流は、上記極性コン
デンサの充電量に応じて変化する。

【００３５】例えば、出力電力量が大きくなると、上記
極性コンデンサの充電量が増加し、上記周波数設定抵抗
に流れる電流が大きくなる。その結果、発振周波数は高
くなる。

【００３６】これに対して、出力電力量が小さくなる
と、上記極性コンデンサの充電量が減少し、上記周波数
設定抵抗に流れる電流が小さくなる。その結果、発振周
波数は低くなる。

【００３７】以上のように、スイッチング電源装置の負
荷状態に応じて、ＰＷＭ制御手段の発振周波数を連続的
に変化させることが可能となる。しかも、この場合、電
流増減手段としてトランジスタ等を介して上記発振周波
数が変化するのではないので、その分、製造コストの低
減が図れると共に、このトランジスタの特性の温度変化
等による発振周波数のドリフトを減少させることが可能
となる。

【００３８】上記スイッチング電源装置をＡＣアダプタ
に適用することが好ましい。一般に各用途（製品）によ
って、待機時における所要電力が異なり、従来は、無理
に切替位置（発振周波数の切替ポイント）を共通化しよ
うとすると、複数の共通化対象製品の内で、最も待機時
の所要電力が大きいものに切替位置をあわさざるを得な
い。このようにしないと、製品によっては、待機中にか
かわらず、電源装置のスイッチング周波数が下がってい
ない場合が生じてしまう。

【００３９】また、スイッチング電源装置においては、
１スイッチング周期当たりに出力できる電力量に限りが
あり、電源装置の待機動作時におけるスイッチング周波
数は、上記待機動作時における所要電力を送出でき得る
発振周波数に設定される必要がある。したがって、対象
製品（対象機器）中の待機時の所要電力の比較的小さい
ものに対して、待機時のスイッチング周波数が高すぎて
しまい、省エネルギ効果が上がらないという結果にな
る。一方、待機時の所要電力の小さい製品（機器）にと
っては、もっと発振周波数を下げて省エネルギ効果を上
げることが望まれる。

【００４０】そこで、本スイッチング電源装置によれ
ば、各出力状態（各負荷状態）において、電力損失が最
小になるように、上記ＰＷＭ制御手段の発振周波数が連
続的に変化するので、多種多様な用途の電源として使用
することが可能となる。例えば、電源の供給先の機器
（必要とする消費電力が類似の機器）のうち、一番消費
電力が大きい機器に対応できるようにしておけば、これ
よりも小さい消費電力の機器に対して、最小の消費電力
で使用可能となる。それゆえ、本スイッチング電源装置
を複数の用途の製品に共通に使用でき、共通化が図れ
る。また、同じ機器でも、負荷の状態で電力が変わる
（例えば、液晶表示装置では白表示と黒表示とでは消費
電力が異なる）ので、このような場合にも、本スイッチ
ング電源装置は有効である。

【００４１】従って、ＡＣアダプタに本スイッチング電
源装置を適用した場合、一つのＡＣアダプタを最大負荷
で設計すれば、この最大負荷より小さい如何なる負荷の
機器が接続された場合でも、発振周波数が最適発振周波
数になるように変化し、電力損失の低減を図ることがで
きるので、上記最大負荷以下の機器であれば、如何なる
負荷の機器にも共通して使用できる。しかも、電力損失
の低減を図ることができるので、密閉容器に収納されて
なるＡＣアダプタに使用することは、発生熱を抑えるこ
とできる観点からも好ましい。しかも、発振周波数の切
替のための制御線が不要となり、構成の簡素化が図れ
る。

【００４２】

【発明の実施の形態】本発明の実施の一形態について図
１乃至図４に基づいて説明すれば、以下のとおりであ
る。

【００４３】本実施の形態に係るスイッチング電源装置
は、図１に示すように、図示しない入力電源から整流平
滑された直流電源が、正電源入力ターミナル１及び負電
源入力ターミナル３を介して正電源ライン２及び負電源
ライン４にそれぞれ供給されると、起動用電源７は、Ｐ
ＷＭ制御回路８に起動開始用電流を供給し、ＰＷＭ制御
回路８は動作を開始する。

【００４４】ＦＥＴ５（主スイッチング素子）は、ＰＷ
Ｍ制御回路８によって駆動され、変圧器６の一次巻線６
ａに流れる電流をオン／オフ制御する。ここで例示する
実施の形態は、フライバック型電源に係るものであり、
ＦＥＴ５のオフ期間に変圧器の二次巻線６ｂからダイオ
ード１３を介して正出力ライン１７に電流が放出され、
平滑コンデンサ１４により平滑化され、図示しない負荷
に正出力ターミナル１９を介して電流が出力される。

【００４５】電圧検出回路１５は、正出力ライン１７と
負出力ライン１８との間の電圧を検出し、この検出電圧
に係る情報は、フォトカプラのダイオード１６ａとフォ
トカプラのトランジスタ１６ｂとを介して上記ＰＷＭ制
御回路８に伝送される。ＰＷＭ制御回路８は、受信した
上記情報に基づいてＦＥＴ５のオン期間を制御し、結果
として出力電圧を所定の値に制御する。

【００４６】本スイッチング電源装置が起動を開始する
と、以後、上記変圧器６の補助巻線６ｃからダイオード
９を介して供給される電流によって、上記ＰＷＭ制御回
路８およびその他の補助回路（図示しない）が駆動さ
れ、起動用電源７の動作は停止する。

【００４７】出力電力検出回路１０（負荷状態検出手
段）は、変圧器６の補助巻線６ｃの誘起電圧を監視する
ことによって、本スイッチング電源装置の出力電力量を
検出し、この検出された出力電力量に係る情報は次段の
発振周波数制御回路１１に伝送される。

【００４８】上記の発振周波数制御回路１１は、出力電
力量に係る上記情報に基づいて、上記ＰＷＭ制御回路８
の発振周波数を各負荷状態において電力損失が最小にな
るように制御する。

【００４９】本実施の形態においては、図３に示すよう
に、重負荷動作状態から軽負荷動作状態に移行するにし
たがって発振周波数は連続的に低くされる。この際、無
負荷状態付近における発振周波数は、騒音として耳障り
にならないように制御されることが必要であり、個々の
スイッチング電源装置の変圧器の構造等、設計仕様およ
び使用周囲環境などの事情によって異なる。即ち、例え
ば、或るスイッチング電源装置においては、発振周波数
を可聴周波数以下に設定しても、耳障りな音と感じられ
ない場合もある。

【００５０】図２は、図１のスイッチング電源装置にお
いて、発振周波数を連続的に変化させる例を示す。な
お、図１に示した部材と同じ機能を有する部材には同じ
参照符号を付記し、詳細な説明を省略する。

【００５１】従来のＰＷＭ制御回路の発振周波数は、一
般的にＰＷＭ制御回路内に備えられたコンデンサと抵抗
とによる放電時定数によって決定され、したがって固定
値に制御される。

【００５２】これに対して、図２に示すスイッチング電
源装置においては、放電抵抗１１ｂを発振周波数制御回
路１１に設け、この放電抵抗１１ｂに並列接続され、出
力電力検出回路１０の出力信号に基づいて流れる電流を
制御する電流増減回路１１ａによって、発振周波数を連
続的に制御している。例えば、前段の出力電力検出回路
１０は、変圧器６の二次側（二次巻線６ｂ）の負荷電力
量に比例した制御電圧を電流増減回路１１ａに出力す
る。

【００５３】上記電流増減回路１１ａ内においては、上
記制御電圧に比例した電流が流れるようになっている。
電流増減回路１１ａは、放電抵抗１１ｂに並列に接続さ
れているので、変圧器６の二次側（二次巻線６ｂ）の負
荷電力量が増加するのに伴って、コンデンサ８ａの放電
時間は短くなり、発振周波数が高くなる。

【００５４】これは、次の理由による。すなわち、上記
発振周波数は、コンデンサ８ａの静電容量が一定の場
合、放電抵抗１１ｂと電流増減回路１１ａの並列接続さ
れたものの合成抵抗値が大きいほど低くなる一方、合成
抵抗値が小さいほど高くなる。これは、合成抵抗値が大
きいほど上記放電時定数が長くなる（発振周波数は低く
なる）一方、合成抵抗値が小さいほど上記放電時定数が
短くなる（発振周波数は高くなる）からである。

【００５５】上記合成抵抗値の可変は、上記電流増減回
路１１ａによって、負荷状態に応じて連続的に行われ
る。つまり、負荷状態が重くなると、上記出力電力検出
回路１０からの上記制御電圧も大きくなる。これに伴っ
て、上記電流増減回路１１ａ内において流れる電流も大
きくなり（電流増減回路１１ａの抵抗が小さくなり）、
上記合成抵抗値が小さくなる（発振周波数は高くな
る）。これに対して、負荷状態が軽くなると、上記出力
電力検出回路１０からの上記制御電圧も小さくなり、こ
れに伴って、上記電流増減回路１１ａ内において流れる
電流も小さくなり（電流増減回路１１ａの抵抗が大きく
なり）、上記合成抵抗値が大きくなる（発振周波数は低
くなる）。上記の合成抵抗値の最大値は、放電抵抗１１
ｂの抵抗値である。

【００５６】本発明のスイッチング電源装置によれば、
各負荷状態において、本スイッチング電源装置の電力損
失が最小になるように、上記発振周波数は連続的に変化
される。このことについて、以下に説明する。

【００５７】上記スイッチング電源装置において、電力
損失の主たるものは、その損失の増加特性の面から次の
(1) 乃至(4) の４種類に分類される。

【００５８】(1) 上記ＦＥＴ５の導通抵抗による損失、
並びに変圧器６の１次及び２次巻線の銅損失。これら
は、各素子内を流れる電流の２乗に比例して増加する。

【００５９】(2) ダイオード１３の順方向電位降下によ
る損失。この順方向電位降下は、ダイオード１３内を流
れる電流の増加に伴い増加するため、この損失は上記
(1) とほぼ同様の増加特性を示す。

【００６０】(3) ＦＥＴ５のオン、オフ切り替わり動作
時における、ドレイン電流とドレイン電圧の重なりによ
る損失。この損失は、主としてＦＥＴ５の各ターミナル
間に存在する浮遊容量（各ターミナル間に接続された各
回路間に存在する浮遊容量も含む。）の充放電損失によ
るものであり、スイッチング周波数の増加に伴い増加す
る特性を示す。

【００６１】(4) 変圧器６の鉄損。この損失は、スイッ
チング周波数が約１２０ｋＨｚ以下で、且つ、コアの飽
和磁束密度以下で使用する限りにおいて、スイッチング
電源装置の出力電力が一定の条件のもとでは、スイッチ
ング周波数に関係なく、ほぼ一定である。

【００６２】上記以外にもダイオード１３のリカバリー
損失や、その他半導体類の損失があるが、上記主たる損
失と比較すると影響が少ないので、以下の説明では考慮
に入れない。

【００６３】上記のようなフライバック型のスイッチン
グ電源装置の場合、上記ＦＥＴ５には、図５（ａ）に示
すような電流Ｉｓが流れ、二次巻線６ｂに接続されたダ
イオード１３には、図５（ｂ）に示すような電流Ｉｄが
流れる。同一の出力電力条件のもとでは、上記ＦＥＴ５
のスイッチング周期を長くする（スイッチング周波数を
低くする）と、上記電流Ｉｓ及びＩｄのピーク値である
Ｉｓｐ及びＩｄｐはそれぞれ増加する。これに対して、
同一の出力電力条件のもとで、上記ＦＥＴ５のスイッチ
ング周期を短くする（スイッチング周波数を高くする）
と、上記電流Ｉｓ及びＩｄのピーク値であるＩｓｐ及び
Ｉｄｐはそれぞれ減少する。

【００６４】上記電流Ｉｓ及びＩｄに起因する電力損
失、即ち前述の(1) 及び(2) は、前述のとおり、概ね各
電流の２乗に比例し、これら電流Ｉｓ及びＩｄによる電
力損失の合計は、図６の実線で示すように、ＰＷＭ制御
回路８の発振周波数（スイッチング周波数）に応じて変
化する。

【００６５】一方、上記ＦＥＴ５の各ターミナル間に存
在する浮遊容量の充放電に起因するスイッチング損失
は、前述の(3) で説明したとおり、図６の破線で示すよ
うに、上記発振周波数の増加に伴ってほぼ直線的に増加
する。

【００６６】以上より、図６の実線で示す曲線と、図６
の破線で示す直線とが交差する発振周波数で上記ＦＥＴ
５をスイッチングすることによって、上記電力損失の主
たるものの合計を最小とすることが可能となる（この発
振周波数が後述する本スイッチング電源装置の最適発振
周波数であり、この最適発振周波数は、そのときの出力
電力量を維持するに足るものである）。

【００６７】なお、上述の(4) は、前述のとおり、スイ
ッチング周波数の影響を受けないため、考慮していな
い。

【００６８】ここで、上記最適発振周波数と出力電力量
との関係について図６を参照しながら詳細に説明する。

【００６９】すなわち、或る出力電力状態（図６の実線
で示す損失特性の状態）から出力電力量（負荷電力量）
を増加させると、上記ＦＥＴ５の各ターミナル間に存在
する浮遊容量の充放電に起因するスイッチング損失（図
６の破線で示す）は、殆ど変化しない。これに対して、
図６の実線で示す、上記電流Ｉｓ及びＩｄに起因する電
力損失（抵抗損失）は、図６の一点鎖線で示すように、
高周波数側へシフトする。したがって、この場合（出力
電力量（負荷電力量）を増加させた場合）の最適発振周
波数は、高周波数側へシフトすることになる。

【００７０】一方、或る出力電力状態（図６の実線で示
す損失特性の状態）から出力電力量を減少させると、上
記ＦＥＴ５の各ターミナル間に存在する浮遊容量の充放
電に起因するスイッチング損失（図６の破線で示す）は
殆ど変化せずに、図６の実線で示す、上記電流Ｉｓ及び
Ｉｄに起因する電力損失（抵抗損失）は、低周波数側へ
シフトする（図６には図示していない）。したがって、
この場合の最適発振周波数は、低周波数側へシフトする
ことになる。

【００７１】以上のように、上記電流Ｉｓ及びＩｄに起
因する電力損失（抵抗損失）は、出力電力量に応じて連
続的に変化する。これに伴って、上記最適発振周波数
も、出力電力量に応じて連続的に変化する。上記最適発
振周波数と出力電力量の関係をプロットしたものが図３
である。

【００７２】そこで、本発明に係るスイッチング電源装
置においては、図３の関係に基づいて、各出力状態（各
負荷状態）において、本スイッチング電源装置の電力損
失が最小になるように、上記ＰＷＭ制御回路８の発振周
波数は最適発振周波数になるように連続的に制御され
る。つまり、本スイッチング電源装置においては、最適
発振周波数が、図３の関係を満足するように、上記出力
電力検出回路１０および上記発振周波数制御回路１１の
各回路定数が決定される。これにより、本スイッチング
電源装置の電力損失は各出力状態（各負荷状態）で最小
になる。

【００７３】なお、図３においては、上記最適発振周波
数は、可聴周波数以上に設定しないと、耳障りな音が発
生してしまうので、これを回避するように設定されてい
る。より具体的には、極軽負荷時において、一般的な最
高可聴周波数である２０ｋＨｚ以下でも、騒音が発生し
ないことを配慮して、最低の最適発振周波数を１５ｋＨ
ｚに設定した。

【００７４】これにより、発振周波数の最低値を正確に
設定することが可能となるので、スイッチング電源装置
の生産バラツキに起因していた、スイッチング周波数が
低くなりすぎて耳障りに聞こえるという騒音障害を未然
に回避できる。

【００７５】なお、個々のスイッチング電源装置におい
て、出力電力量（負荷電力量）と各負荷における最適発
振周波数（電力損失を最小にし且つ所望の出力電力を維
持し得る発振周波数）との関係は必ずしも一定ではな
く、また、直線的に比例するものでもないので、必要に
応じて、出力電力検出回路１０の制御電圧出力特性およ
び電流増減回路１１ａを流れる電流特性を修正したり、
出力電力検出回路１０と電流増減回路１１ａとの間に非
線形動作回路を設けたりなどして、周波数変化特性の最
適化が図れる。

【００７６】ここで、本発明のスイッチング電源装置の
具体的構成例について以下に説明する。

【００７７】まず、図４は、上記電流増減回路１１ａ、
および上記出力電力検出回路１０の具体的構成例を示す
回路図である。なお、図１および図２に示した部材と同
じ機能を有する部材には同じ参照符号を付記し、詳細な
説明を省略する。

【００７８】図４に示す構成においては、ＰＷＭ制御回
路８として、富士電機（株）製のＰＷＭ制御ＩＣ（型番
ＦＡ５３１１）を採用しているが、本発明はこれに限定
されるものではない。

【００７９】このＰＷＭ制御回路８において、発振周波
数は、通常、外付けのコンデンサ８ａと放電抵抗１１ｂ
とによって決定される。電圧検出回路１５の検出値がフ
ォトカプラのダイオード１６ａおよびフォトカプラのト
ランジスタ１６ｂを介して２番端子（図中で示す）に
伝送され、この検出値に基づいて５番端子（図中で示
す）から出力されるＦＥＴ５の駆動信号のオンデューテ
ィを制御すると共に、スイッチング電源装置の出力電圧
を制御する。これらの制御の制御速度は、コンデンサ２
１と抵抗２２の直列回路によって調整される。つまり、
コンデンサ２１と抵抗２２の選択の最適化によって、制
御安定度が高まる。

【００８０】このＰＷＭ制御回路８は、コンデンサ１２
から６番端子（図中で示す）を介して供給される電流
によって動作する。８番端子（図中で示す）に接続さ
れるコンデンサ２４は、例えばスイッチング電源装置の
正出力ターミナル１９と負出力ターミナル２０とが何ら
かの原因で短絡した場合、ＰＷＭ制御回路８の内部電源
（図示しない）によって充電が開始される。そして、コ
ンデンサ２４が所定の電圧まで充電されたとき、ＰＷＭ
制御回路８は動作を停止し、これによりスイッチング電
源装置が保護される。

【００８１】また、ＦＥＴ５のソースに直列接続された
抵抗２５の両端の電圧は、ＰＷＭ制御回路８の３番端子
（図中で示す）を介して監視される。抵抗２５の両端
の電圧が所定値以上のとき（ＦＥＴ５のソース電流が所
定値以上のとき）、ＰＷＭ制御回路８の動作は停止し、
スイッチング電源装置の保護が図られる。

【００８２】なお、コンデンサ２３は、３番端子（図中
で示す）に入るノイズを除去し、前述のスイッチング
電源装置に対する保護動作が不必要に行われることを防
止するために設けられている。

【００８３】上記出力電力検出回路１０は、変圧器６の
補助巻線６ｃに誘起される正電圧をダイオード１０ａ、
抵抗１０ｂを介してコンデンサ１０ｃに導き入れ、コン
デンサ１０ｃに充電電流を流して充電する。上記抵抗１
０ｂは、インダクタを代用してもよい。

【００８４】抵抗１０ｂは、この充電電流を制限するよ
うに作用し、この作用によってコンデンサ１０ｃの充電
電圧がスイッチング電源装置の出力電力量に比例して変
化する。これは、スイッチング電源装置の出力電力量が
大きくなるにしたがって、補助巻線６ｃに正極性誘起電
圧が発生している期間が長くなり、その分、多くの電流
がコンデンサ１０ｃに充電されるからである。

【００８５】また、コンデンサ１０ｃの充電電圧は、コ
ンデンサ１０ｃに並列に接続され、抵抗１０ｄ及び１０
ｅからなる分圧回路により分圧され、上記制御信号とし
て次段の発振周波数制御回路１１に出力される。

【００８６】上記出力電力検出回路１０は、以上のよう
に、負荷状態に応じた電流をコンデンサ１０ｃに充電す
る抵抗１０ｂ（充電抵抗）と、上記コンデンサ１０ｃの
両端の電圧を分圧する複数の抵抗１０ｄ及び１０ｅとを
備え、この分圧された電圧に基づいて上記発振周波数が
上記発振周波数制御回路１１によって連続的に変化され
ると共に、上記抵抗１０ｂおよび複数の抵抗１０ｄ及び
１０ｅは何れも高抵抗である。

【００８７】これにより、負荷状態に応じた電流がコン
デンサ１０ｃに流れ、このコンデンサ１０ｃが充電され
る。コンデンサ１０ｃの両端の電圧は、複数の抵抗１０
ｄ及び１０ｅによって分圧され、このように分圧された
電圧に基づいて上記発振周波数が上記発振周波数制御回
路１１によって連続的に変化される。また、上記のよう
に、抵抗１０ｂおよび複数の抵抗１０ｄ及び１０ｅが何
れも高抵抗で構成できるので、出力電力検出回路１０
は、消費電力を僅少にすることができると共に、低コス
トで実現できる。

【００８８】上記の発振周波数制御回路１１は、放電抵
抗１１ｂ（固定抵抗）と、この放電抵抗１１ｂと並列に
接続された電流増減回路１１ａとから構成されている。
この電流増減回路１１ａは、トランジスタ１１ｃとエミ
ッタに接続された抵抗１１ｄ（以降、単に、エミッタ抵
抗１１ｄと称す。）の直列回路によって構成され、トラ
ンジスタ１１ｃのベースに前段の出力電力検出回路１０
から上記制御信号が供給されると、この制御信号の信号
レベルに比例した電流が、上記直列回路に流れる。

【００８９】これにより、放電抵抗１１ｂと、電流増減
回路１１ａとが並列接続されたものの合成抵抗値が、出
力電力検出回路１０から上記制御信号に基づいて変化す
ることになる。つまり、放電抵抗値が、スイッチング電
源装置の出力電力量に比例して減少したことと等価とな
り、該出力電力量に比例して、発振周波数が高くなる。

【００９０】以上のように、上記ＰＷＭ制御回路８は、
コンデンサ８ａと放電抵抗１１ｂによって決まる放電時
定数に基づいて上記発振周波数が設定されると共に、発
振周波数制御回路１１は、負荷状態に基づいて流れる電
流を増減する電流増減回路１１ａを有し、該電流増減回
路１１ａにおいては、負荷状態が重くなるにしたがって
大きな電流が流れ、これにより、上記発振周波数を連続
的に高く変化させることができる。

【００９１】この結果、発振周波数は、コンデンサ８ａ
の静電容量が一定の場合、上記合成抵抗値が大きいほど
低くなる一方、上記合成抵抗値が小さいほど高くなる。
これは、合成抵抗値が大きいほど上記放電時定数が長く
なる一方、小さいほど上記放電時定数が短くなるからで
ある。

【００９２】上記電流増減回路１１ａにおいて流れる電
流の増減は、上記出力電力検出回路１０から上記制御信
号に応じて連続的に行われる。つまり、この制御信号が
大きくなる（負荷状態が重くなる）にしたがってトラン
ジスタ１１ｃとエミッタ抵抗１１ｄに流れる電流が大き
くなるので、上記合成抵抗値が小さくなる一方、上記制
御信号が小さくなる（負荷状態が軽くなる）にしたがっ
てトランジスタ１１ｃとエミッタ抵抗１１ｄに流れる電
流が小さくなる。これに伴って、上記合成抵抗値が増減
し、発振周波数を変化させることが可能となる。

【００９３】これにより、発振周波数の最低値（放電抵
抗１１ｂの抵抗値に対応）を正確に設定することが可能
となるので、スイッチング電源装置の生産バラツキに起
因していた、スイッチング周波数が低くなりすぎて耳障
りに聞こえるという騒音障害を未然に回避できる。

【００９４】ところで、ＰＷＭ制御回路８として、富士
電機（株）製のＰＷＭ制御ＩＣ（型番ＦＡ５３１１）を
採用した場合、上記１番入力端子には定電圧が印加され
るので、上記放電抵抗１１ｂの両端に定電圧が印加され
ることになる。このように、放電抵抗１１ｂの両端に定
電圧が印加されることが好ましい。この場合、トランジ
スタ１１ｃを流れる電流の大きさは、上記制御電圧（負
荷状態）に正確に比例する。これにより、上記ＰＷＭ制
御回路８の発振周波数を正確に制御することが可能とな
る。

【００９５】ここで、図７を参照しながら、上記発振周
波数制御回路１１、および上記出力電力検出回路１０の
他の具体的構成例について説明する。なお、図４に示し
た部材と同じ機能を有する部材に対しては同じ参照符号
を付記し、詳細な説明を省略する。なお、図７に示す構
成においては、ＰＷＭ制御回路８として、富士電機
（株）製のＰＷＭ制御ＩＣ（型番ＦＡ５３１１）を採用
しているが、本発明はこれに限定されるものではない。

【００９６】図７に示す構成例は、図４の構成例と次の
点で異なっている。即ち、図７の構成例においては、ま
ず、図７の出力電力検出回路１０のダイオード１０ａの
アノードおよびカソードの接続が図４の場合とは逆にな
っていること、及び図４の抵抗１０ｄ及び１０ｅからな
る分圧回路が設けられていない点で異なっている。それ
から、図７の発振周波数制御回路１１においては、図４
の電流増減回路１１ａが設けられる代わりに、抵抗１０
ｂとコンデンサ１０ｃの接続点とＰＷＭ制御回路８の１
番端子との間に抵抗１１ｄが設けられている点で異なっ
ている。

【００９７】図７の構成の結果、回路上、放電抵抗１１
ｂと、上記抵抗１１ｄと上記コンデンサ１０ｃの直列接
続したものとが互いに並列に接続されることになる。

【００９８】図７に示す構成例においては、ダイオード
１０ａのアノードおよびカソードの接続が図４の場合と
は逆になっているので、上記コンデンサ１０ｃは負極性
に充電される（この場合、コンデンサ１０ｃは極性コン
デンサである。）。上記コンデンサ１０ｃは、負荷の大
きさ（出力電力量）に応じて充電されるが、上記抵抗１
１ｄを介してＰＷＭ制御回路８の１番端子から電流が上
記コンデンサ１０ｃに流れ込む。この流れ込む電流は、
負荷の大きさに応じて変化し、これにより、放電抵抗１
１ｂの両端の抵抗値が連続的に変化する。

【００９９】例えば、出力電力量が大きくなると、上記
コンデンサ１０ｃの負極性充電電荷が増加し、ＰＷＭ制
御回路８の１番端子から上記抵抗１１ｄを介して上記コ
ンデンサ１０ｃに流れ込む電流が大きくなり、その結
果、上記放電抵抗１１ｂの両端の抵抗値は小さくなる。
これにより、ＰＷＭ制御回路８の発振周波数は高くな
る。

【０１００】これに対して、出力電力量が小さくなる
と、上記コンデンサ１０ｃの負極性充電電荷が減少し、
ＰＷＭ制御回路８の１番端子から上記抵抗１１ｄを介し
て上記コンデンサ１０ｃに流れ込む電流が小さくなり、
その結果、上記放電抵抗１１ｂの両端の抵抗値は大きく
なる。これにより、ＰＷＭ制御回路８の発振周波数は低
くなる。

【０１０１】以上のように、スイッチング電源装置の負
荷状態に応じて、図４の場合と同様にＰＷＭ制御回路８
の発振周波数を連続的に変化させることが可能となる。
しかも、この場合、図４の電流増減回路１１ａのトラン
ジスタ１１ｃを介して上記発振周波数が変化するのでは
ないので、その分、製造コストの低減が図れると共に、
このトランジスタ１１ｃの特性の温度変化等による発振
周波数のドリフトを減少させることが可能となる。

【０１０２】ここで、図８を参照しながら、本発明に係
るスイッチング電源装置の更に他の具体的構成例につい
て説明する。なお、図７に示した部材と同じ機能を有す
る部材に対しては同じ参照符号を付記し、詳細な説明を
省略する。なお、図８に示す構成においては、ダイオー
ド１０ａのアノード及びカソードは、図４の構成の場合
と同じように接続されている。また、図８の構成におい
ては、ＰＷＭ制御回路８として、型番ＦＡ５３１１の代
わりに、富士電機（株）製のＰＷＭ制御ＩＣ（型番ＦＡ
１３８４２Ｎ）を採用しており、そのため、接続が図４
の構成例と異なっている。

【０１０３】上記ＰＷＭ制御回路８（型番ＦＡ１３８４
２Ｎ）は、起動用電源７および変圧器６の補助巻線６ｃ
からダイオード９を介して供給される電流がコンデンサ
１２により平滑された後、７番端子に供給されることに
より動作する。この構成例においては、ＰＷＭ制御回路
８の８番端子から放電抵抗１１ｂを介して供給される電
流、及びコンデンサ１０ｃから抵抗１１ｄを介して供給
される電流の双方により、コンデンサ８ａが所定の充電
電圧に充電される速度に応じて、発振周波数が決定され
る。なお、コンデンサ８ａの両端の電圧が上記所定の充
電電圧に到達すると、ＰＷＭ制御回路８の４番端子がコ
ンデンサ８ａの充電電荷を急速に引き抜いてリセット
し、その後、再度、上記充電動作が繰り返される。

【０１０４】したがって、コンデンサ１０ｃの充電電圧
が出力電力量に応じて高くなると、抵抗１１ｄを介して
コンデンサ８ａに供給される電流が増加するので、発振
周波数が高くなる。これに対して、コンデンサ１０ｃの
充電電圧が出力電力量に応じて低くなると、抵抗１１ｄ
を介して供給される電流が減少するので、発振周波数が
低くなる。

【０１０５】つまり、出力電力量が大きくなると、上記
コンデンサ１０ｃの正極性充電電荷が増加し、上記抵抗
１１ｄを介してコンデンサ８ａに向かって移動する電荷
が多くなり、その結果、上記コンデンサ８ａを充電する
速度が速くなる。これにより、ＰＷＭ制御回路８の発振
周波数は高くなる。

【０１０６】これに対して、出力電力量が小さくなる
と、上記コンデンサ１０ｃの正極性充電電荷が減少し、
上記抵抗１１ｄを介してコンデンサ８ａに向かって移動
する電荷が少なくなり、その結果、上記コンデンサ８ａ
を充電する速度が遅くなる。これにより、ＰＷＭ制御回
路８の発振周波数は低くなる。

【０１０７】以上のように、スイッチング電源装置の負
荷状態に応じて、図４の場合と同様にＰＷＭ制御回路８
の発振周波数を連続的に変化させることが可能となる。
しかも、この場合、図４の電流増減回路１１ａのトラン
ジスタ１１ｃを介して上記発振周波数が変化するのでは
ないので、その分、製造コストの低減が図れると共に、
このトランジスタ１１ｃの特性の温度変化等による発振
周波数のドリフトを減少させることが可能となる。

【０１０８】なお、上記ＰＷＭ制御回路８の６番端子か
ら上記発振周波数に応じて変化するパルス状の制御信号
が上記ＦＥＴ５に出力され、該ＦＥＴ５がオン、オフ制
御される。また、上記ＰＷＭ制御回路８の１番端子や２
番端子等、その他の制御に関しては本発明と直接関係が
ないので、説明を省略する。

【０１０９】以上のように、図７および図８に示した構
成例は、ＰＷＭ制御回路８として採用するＩＣのタイプ
に応じて、使い分ければよい。例えば、型番ＦＡ５３１
１のように、入力端子から流れだす電流量に応じて発振
周波数が変化するタイプのＩＣを採用する場合は、図７
に示す構成例を採用する一方、型番ＦＡ１３８４２Ｎの
ように、入力端子へ注入する電流量に応じて発振周波数
が変化するタイプのＩＣを採用する場合は、図８に示す
構成例を採用すればよい。

【０１１０】また、図７の構成例は、変圧器６の補助巻
線６ｃのダイオード１０ａとの接続点に誘起される負極
性電圧のパルスの高さが、１番端子と３番端子の間に入
力される電圧によって左右され、コンデンサ１０ｃの充
電電圧も、この影響を受けて変化するので、入力電圧の
変動により発振周波数が変化することがある。したがっ
て、図７の構成例は、入力電圧の変動が比較的少ないス
イッチング電源装置の用途に使用し、入力電圧の変動の
大きいスイッチング電源装置の用途には、図４の回路を
採用することが好ましい。これは、図４の構成例が、補
助巻線６ｃのダイオード１０ａとの接続点に誘起する正
極性パルス電圧の高さは入力電圧の変動を受けないの
で、入力電圧により発振周波数が変化しないからであ
る。

【０１１１】図９は、図８に示す構成例の具体的な回路
定数例を示す（勿論、この場合、図３の特性にしたがっ
て最適発振周波数が変化する。）。主な回路素子の回路
定数の一例を挙げると、抵抗１０ｂは６．８ｋΩであ
り、抵抗１１ｄは１５ｋΩであり、抵抗１１ｅは抵抗３
６ｋΩであり、放電抵抗１１ｂは３９ｋΩであり、コン
デンサ１０ｃは０．０１μＦであり、コンデンサ８ａは
０．００２２μＦである。

【０１１２】本発明は、上記の回路定数に限定されるも
のではなく、最適発振周波数が、図３の関係を満足する
ように、上記出力電力検出回路１０および上記発振周波
数制御回路１１の各回路定数が決定されればよい。

【０１１３】図９において、ダイオードＤａおよびＤｂ
が、上記ＰＷＭ制御回路８の４番端子と上記抵抗１１ｄ
の間に更に設けられている。これらダイオードＤａおよ
びＤｂは、スイッチング電源装置の起動時に、上記ＰＷ
Ｍ制御回路８の４番端子からコンデンサ１０ｃに電流が
流れ込み、起動が不安定化することを防止すると共に、
図３に示す理想的な特性（最適発振周波数と出力電力量
の関係）を得るために、コンデンサ１０ｃから４番端子
に流入する電流を調整するために設けられている。勿
論、上記ダイオードＤａおよびＤｂは、設計仕様次第で
は、設ける必要はない。また、図９において、上記抵抗
１１ｅ（３６ｋΩ）が設けられているが、上記ダイオー
ドＤａおよびＤｂと同様の理由により、設計仕様次第で
は、設ける必要はない。

【０１１４】ここで、図１２を参照しながら、上記発振
周波数制御回路１１、および上記出力電力検出回路１０
の更に他の具体的構成例について説明する。なお、図８
に示した部材と同じ機能を有する部材に対しては同じ参
照符号を付記し、詳細な説明を省略する。

【０１１５】図１２の構成においては、上記発振周波数
制御回路１１の構成が図８とは異なっている。即ち、図
１２の構成は、抵抗１０ｂとコンデンサ１０ｃの接続点
と、ＰＷＭ制御回路８の８番端子との間にダイオード２
６及び２７が設けられている点、上記ＰＷＭ制御回路８
の４番端子と上記ダイオード２６のカソードとの間に放
電抵抗１１ｂが設けられている点、及びコンデンサ１０
ｃに並列に抵抗２８が接続されている点において、図８
の構成と異なっている。なお、上記ダイオード２６とダ
イオード２７は、カソード同士が互いに接続され、ダイ
オード２６のアノードはＰＷＭ制御回路８の８番端子に
接続され、ダイオード２７のアノードは抵抗１０ｂとコ
ンデンサ１０ｃの接続点に接続されている。

【０１１６】図１２の構成によれば、無負荷または極軽
負荷時、コンデンサ１０ｃは前述のとおり、ダイオード
１０ａ及び抵抗１０ｂを介して供給される電流により充
電される。一方、コンデンサ１０ｃの蓄積電荷は、並列
に接続された抵抗２８を介して放電される。その結果、
コンデンサ１０ｃの充電電圧は、ＰＷＭ制御回路８の８
番端子の電圧より低くなり、スイッチング周波数（発振
周波数）は、ＰＷＭ制御回路８の８番端子からダイオー
ド２６及び放電抵抗１１ｂを介して供給される電流によ
りコンデンサ８ａが充電される速度によって決定され
る。なお、このスイッチング周波数は、周波数軽減のた
め、通常可聴周波数２０ｋＨｚ付近、または、人間の耳
に聞こえない範囲内で、できるだけ低い周波数に設定さ
れる。

【０１１７】この状態から負荷が重たくなるに従い、コ
ンデンサ１０ｃの充電電圧は上昇し、ＰＷＭ制御回路８
の８番端子の電圧値以上になると、ダイオード２６が非
導通となり、これを流れる電流が停止し、スイッチング
周波数（発振周波数）は、コンデンサ１０ｃ及び放電抵
抗１１ｂ（発振周波数設定抵抗）を介して供給される電
流によりコンデンサ８ａが充電される速度によって決定
される。

【０１１８】以上より、図１２の構成によれば、スイッ
チング周波数（発振周波数）は、常に、ＰＷＭ制御回路
８の８番端子、またはコンデンサ１０ｃの何れか一方だ
けから供給される電流によって決定されることになり、
図８の構成例に比べて、発振周波数の設定論理が一層単
純化する。これに対して、例えば、図８に示す構成の場
合、各負荷状態におけるスイッチング周波数（発振周波
数）は、コンデンサ１０ｃとＰＷＭ制御回路８の８番端
子の双方から供給される電流を勘案しなければならな
い。ただし、製造コストは、図８の構成例の方がダイオ
ードを使用しない分、多少安くなる。

【０１１９】なお、ダイオード２７とコンデンサ１０ｃ
の間、またはダイオード２７と放電抵抗１１ｂの間に、
例えばツェナーダイオードを用いた非線形回路を挿入
し、各出力電力ごとにスイッチング周波数を最適値に合
致させるように補正することも可能となる。

【０１２０】以上、図４、及び図７、図８、図９、及び
図１２で示した構成例を採用した場合に測定した効率
（電力変換効率）−出力電力量特性は、図１０及び図１
１に示すようになる（図１１は図１０の部分拡大図であ
る。）。なお、図１０及び図１１中には、比較のため
に、本発明に係る上記構成例を採用しない場合（ＰＷＭ
制御回路８の発振周波数が固定、もしくは発振周波数が
２種類の従来技術の場合）に測定した効率−出力電力量
特性も併せて示した。

【０１２１】図１０及び図１１から明らかなように、本
スイッチング電源装置によれば、各出力状態（各負荷状
態）において、上記ＰＷＭ制御回路８の発振周波数が最
適発振周波数になるように連続的に制御されるので、電
力損失が最小になり、その結果、高効率なスイッチング
電源装置を提供できる。

【０１２２】ここで、本スイッチング電源装置が複数の
機器に共通して使用できることについて説明する。

【０１２３】一般に各用途（製品又は機器）によって、
待機時における所要電力が異なり、従来は、無理に切替
位置（発振周波数の切替ポイント）を共通化しようとす
ると、複数の共通化対象製品の内で、最も待機時の所要
電力が大きいものに切替位置をあわさざるを得ない。こ
のようにしないと、製品によっては、待機中にもかかわ
らず、スイッチング電源装置のスイッチング周波数が下
がっていない場合が生じてしまう。

【０１２４】また、スイッチング電源装置においては、
１スイッチング周期当たりに出力できる電力量に限りが
あり、電源装置の待機動作時におけるスイッチング周波
数は、上記待機動作時における所要電力を送出し得る発
振周波数に設定される必要がある。したがって、対象製
品（対象機器）中の待機時の所要電力の比較的小さいも
のに対して、待機時のスイッチング周波数が高すぎてし
まい、省エネルギ効果が上がらないという結果になり、
もっと発振周波数を下げて省エネルギ効果を上げること
が望まれる。

【０１２５】そこで、本スイッチング電源装置によれ
ば、各出力状態（各負荷状態）において、電力損失が最
小になるように、上記ＰＷＭ制御回路８の発振周波数が
連続的に変化するので、多種多様な用途の電源として使
用することが可能となる。

【０１２６】例えば、電源の供給先の機器（必要とする
消費電力が類似の機器）のうち、一番消費電力が大きい
機器に対応できるようにしておけば、これよりも小さい
消費電力の機器に対して、最小の消費電力で使用可能と
なる。それゆえ、本スイッチング電源装置を複数の用途
の製品に共通に使用でき、共通化が図れる。

【０１２７】また、同じ機器でも、負荷の状態で電力が
変わる（例えば、液晶表示装置では白表示と黒表示とで
は消費電力が異なる）ので、このような場合にも、本ス
イッチング電源装置は有効である。

【０１２８】加えて、ＡＣアダプタに本スイッチング電
源装置を適用した場合、一つのＡＣアダプタを最大負荷
で設計すれば、この最大負荷より小さい如何なる負荷の
機器が接続された場合でも、発振周波数が最適発振周波
数になるように変化し、電力損失の低減を図ることがで
きるので、上記最大負荷以下の機器であれば、如何なる
負荷の機器にも共通して使用できる。

【０１２９】更に、電力損失の低減を図ることができる
ので、密閉容器に収納されてなるＡＣアダプタに使用す
ることは、発生熱を抑えることできる観点からも好まし
い。

【０１３０】しかも、発振周波数の切替のための制御線
が不要となり、構成の簡素化が図れる。

【０１３１】本発明に係るスイッチング電源装置は、以
上のように、少なくとも一次巻線、二次巻線、及び補助
巻線を備えた変圧器と、前記一次巻線に接続され、直流
電圧をオン・オフし、高周波交流電圧に変換する主スイ
ッチング素子と、前記二次巻線に接続された整流平滑回
路と、前記補助巻線に誘起される電圧を整流平滑して得
られる電源により動作し、前記主スイッチング素子をＰ
ＷＭ方式にて制御する回路を備えたスイッチング電源装
置において、前記補助巻線に接続され、前記スイッチン
グ電源装置の出力電力を検出する出力電力検出手段と、
前記出力電力検出手段からの検出信号に基づき、前記Ｐ
ＷＭ制御回路の発振周波数を制御する発振周波数制御手
段を備え、前記発振周波数制御手段は、前記出力検出手
段の検出信号に基づき、重負荷動作状態から軽負荷動作
状態に移行するに従い、発振周波数を連続的に低くする
ことを特徴としている。

【０１３２】上記のスイッチング電源装置によれば、各
出力電力量におけるスイッチング周波数を最適化し、電
力損失を減少させる。従来、特定の出力電力量以下の動
作領域（例えば、待機動作領域）のみにおいて発振周波
数を下げ、電力損失の低減を図っているが、上記スイッ
チング電源装置によれば、待機動作領域のみならず、中
間負荷領域においても電力損失の低減を図ることができ
る。しかも、電源装置内部で出力電力量を自動検出する
ので、本体機器サイドから発振周波数を制御する（切り
換える）という煩雑さからも開放される。

【０１３３】上記発振周波数制御手段は、最低発振周波
数を設定する抵抗と、該抵抗と並列に接続され、前記出
力検出手段の検出信号に基づいて通過する電流を増減す
る回路により構成され、発振周波数を前記のように制御
することが好ましい。

【０１３４】この場合、発振周波数の最低値を正確に設
定できるので、生産バラツキにより、スイッチング周波
数が低くなり過ぎて人間の耳に聞こえるという騒音障害
を未然に防止できる。

【０１３５】上記出力検出手段の検出信号に基づき通過
する電流を増減する回路に、最低発振周波数を設定する
抵抗の一端に制御トランジスタのコレクタが接続され、
更に、該制御トランジスタのエミッタと前記最低発振周
波数を設定する抵抗の他端との間をエミッタ抵抗を介し
て接続した回路により構成され、該制御トランジスタの
ベースに前記出力検出手段の検出信号を印加することに
より、発振周波数を制御する回路を採用している。この
回路は、例えば富士電機（株）製ＰＷＭ制御ＩＣと併用
すると、このＰＷＭ制御ＩＣの発振周波数制御用抵抗接
続端子が定電圧化されているので、前記制御トランジス
タに流れる電流値が検出手段の検出信号に正確に比例
し、発振周波数を正確に制御できる。

【０１３６】上記出力検出手段は、補助巻線に誘起され
る電圧をダイオード、抵抗またはインダクタ、及びコン
デンサの直列回路に誘導する回路により構成され、該コ
ンデンサの両端に発生する整流平滑電圧を直接または抵
抗分割によって電圧レベルを降下させて前記発振周波数
制御手段に伝達することにより、発振周波数を前記のよ
うに制御することが好ましい。この回路に採用される各
抵抗は、高い抵抗値のものでよく、したがって僅少の消
費電力で、所定の出力電力検出機能を果たすことができ
る。しかも、簡単な構成のため、低コストにて実現が可
能である。

【０１３７】上記ＰＷＭ制御手段は、周波数設定抵抗の
抵抗値に基づいて上記発振周波数が設定されると共に、
上記発振周波数制御手段は、上記ＰＷＭ制御手段の上記
抵抗に並列に接続された電流増減手段を有し、該電流増
減手段を流れる電流は、負荷状態が軽くなるにしたがっ
て、減少して上記発振周波数を連続的に変化させること
が好ましい。

【０１３８】上記電流増減手段はトランジスタを有し、
負荷状態が重くなるにしたがって上記トランジスタに流
れる電流を大きくすると共に、負荷状態が軽くなるにし
たがって上記トランジスタに流れる電流を小さくするこ
とが好ましい。

【０１３９】上記負荷状態検出手段は、負荷状態に応じ
た直流電流をコンデンサに充電するインピーダンス素子
（抵抗やインダクター等）と、上記コンデンサの充電電
圧に基づいて上記発振周波数を上記発振周波数制御手段
によって連続的に変化させることが好ましい。

【０１４０】上記負荷状態検出手段のコンデンサは負極
性（マイナス）電圧に充電され、上記周波数設定抵抗の
両端に、上記コンデンサと抵抗の直列回路を接続したこ
とが好ましい。

【０１４１】上記負荷状態検出手段のコンデンサは正極
性（プラス）電圧に充電され、上記周波数設定抵抗と並
列に、上記コンデンサと抵抗の直列回路を接続した構成
が好ましい。

【０１４２】

【発明の効果】本発明に係るスイッチング電源装置は、
以上のように、負荷の状態を検出する負荷状態検出手段
と、検出された負荷状態に基づいて、電力損失が最小に
なるように上記ＰＷＭ制御手段の発振周波数を連続的に
変化させる発振周波数制御手段とを備えていることを特
徴としている。

【０１４３】それゆえ、次のような効果を併せて奏す
る。すなわち、発振周波数は、負荷状態検出手段によっ
て検出された負荷状態に基づいて、発振周波数制御手段
によって、電力損失が最小になるようにＰＷＭ制御手段
の発振周波数が連続的に変化させられる。このように、
ＰＷＭ制御手段の発振周波数が連続的に変化するので、
検出された負荷状態ごとに、電力損失が最小になる。こ
れにより、通常動作時と待機状態動作時とで異なる２種
類だけの発振周波数に基づいて上記スイッチングが行わ
れていた従来技術と比較すると、大幅に電力変換効率を
向上させることができる。

【０１４４】また、上記負荷状態検出手段および上記発
振周波数制御手段は、共にスイッチング電源装置内に設
けられるので、該スイッチング電源装置により電力供給
を受ける機器が該スイッチング電源装置と機構的に切り
離されている場合でも、両者間の配線は、電源供給線の
みとなり、出力電圧仕様および出力電力仕様が合致する
範囲において、あらゆる機器に共通に使用でき、汎用性
に優れたスイッチング電源装置を提供できる。

【０１４５】加えて、負荷状態に応じて電力損失が最小
になるようにＰＷＭ制御手段の発振周波数が変化するの
で（従来のように固定されないので）、対応可能な用途
の範囲を広げることが可能となる。すなわち、本スイッ
チング電源装置によれば、発振周波数が固定されること
なく各負荷状態に応じて発振周波数が変化し、常に、各
負荷状態で電力損失を最小にできるので、例えば、待機
動作時に要求される負荷電力が互いに異なる用途に対し
ても、唯一のスイッチング電源装置で対応可能となる。

【０１４６】上記ＰＷＭ制御手段は、コンデンサと抵抗
によって決まる放電時定数に基づいて上記発振周波数が
設定されると共に、上記発振周波数制御手段は、上記Ｐ
ＷＭ制御手段の上記抵抗に並列に接続された電流増減手
段を有し、該電流増減手段を流れる電流は、負荷状態が
軽くなるにしたがって減少して上記発振周波数を連続的
に低く変化させることが好ましい。

【０１４７】この場合、上記ＰＷＭ制御手段の発振周波
数は、コンデンサの静電容量が一定の場合、抵抗と電流
増減手段の並列接続されたものの合成抵抗値が大きいほ
ど低くなる一方、合成抵抗値が小さいほど高くなる。こ
れは、合成抵抗値が大きいほど上記放電時定数が長くな
る（発振周波数は低くなる）一方、合成抵抗値が小さい
ほど上記放電時定数が短くなる（発振周波数は高くな
る）からである。

【０１４８】上記合成抵抗値の可変は、上記発振周波数
制御手段が有する電流増減手段によって、負荷状態に応
じて連続的に行われる。つまり、負荷状態が重くなるに
したがって上記電流増減手段に流れる電流を大きくする
ことによって上記合成抵抗値を小さくする一方、負荷状
態が軽くなるにしたがって上記電流増減手段に流れる電
流を小さくすることによって上記合成抵抗値を大きくし
ている。

【０１４９】これにより、上記抵抗は発振周波数の最低
値を設定するものであるので、発振周波数の最低値を正
確に設定することが可能となり、スイッチング電源装置
の生産バラツキに起因していた、スイッチング周波数が
低くなりすぎて耳障りに聞こえるという騒音障害を未然
に回避できるという効果を併せて奏する。

【０１５０】また、上記抵抗の両端には定電圧が印加さ
れており、上記電流増減手段はトランジスタを有し、負
荷状態が重くなるにしたがって該トランジスタに流れる
電流を大きくすると共に、負荷状態が軽くなるにしたが
って該トランジスタに流れる電流を小さくすることが好
ましい。

【０１５１】この場合、上記電流増減手段はトランジス
タを有し、このトランジスタは、負荷状態が重くなるに
したがって流れる電流が大きくなると共に、負荷状態が
軽くなるにしたがって流れる電流が小さくなるが、上記
抵抗の両端に定電圧が印加されているので、トランジス
タを流れる電流の大きさは負荷状態に正確に比例する。
これにより、上記ＰＷＭ制御手段の発振周波数を正確に
制御することが可能となるという効果を併せて奏する。

【０１５２】また、上記負荷状態検出手段は、負荷状態
に応じた電流をコンデンサに充電する充電抵抗と、上記
コンデンサの両端の電圧を分圧する複数の抵抗とを備
え、この分圧された電圧に基づいて上記発振周波数が上
記発振周波数制御手段によって連続的に変化されると共
に、上記充電抵抗および複数の抵抗は何れも高抵抗であ
ることが好ましい。

【０１５３】この場合、負荷状態に応じた電流がコンデ
ンサに流れ、このコンデンサが充電される。コンデンサ
の両端の電圧は、複数の抵抗によって分圧され、このよ
うに分圧された電圧に基づいて上記発振周波数が上記発
振周波数制御手段によって連続的に変化される。この
際、上記負荷状態検出手段は、充電抵抗および複数の抵
抗は何れも高抵抗で構成できるので、消費電力を僅少に
することができると共に、低コストで実現できるという
効果を併せて奏する。

【０１５４】上記ＰＷＭ制御手段は、周波数設定抵抗に
基づいて上記発振周波数が設定されると共に、上記発振
周波数制御手段は、上記ＰＷＭ制御手段の上記周波数設
定抵抗に並列に接続された電流増減手段を有し、該電流
増減手段を流れる電流は、負荷状態が軽くなるにしたが
って減少して上記発振周波数を連続的に変化させること
が好ましい。

【０１５５】この場合、上記ＰＷＭ制御手段の発振周波
数は、周波数設定抵抗と電流増減手段の並列接続された
ものの合成抵抗値に応じて変化する。この合成抵抗値の
可変は、上記発振周波数制御手段が有する電流増減手段
によって、負荷状態に応じて連続的に行われる。つま
り、負荷状態が軽くなるにしたがって上記電流増減手段
に流れる電流を小さくすることによって上記合成抵抗値
を大きくしている。このように、電流増減手段を流れる
電流は、負荷状態が軽くなるにしたがって減少して上記
発振周波数を連続的に変化させる。

【０１５６】これにより、上記周波数設定抵抗は発振周
波数の最低値を設定するものであるので、発振周波数の
最低値を正確に設定することが可能となり、スイッチン
グ電源装置の生産バラツキに起因していた、スイッチン
グ周波数が低くなりすぎて耳障りに聞こえるという騒音
障害を未然に回避できるという効果を併せて奏する。

【０１５７】上記電流増減手段は、トランジスタを有
し、負荷状態が重くなるにしたがって上記トランジスタ
に流れる電流を大きくすると共に、負荷状態が軽くなる
にしたがって上記トランジスタに流れる電流を小さくす
ることが好ましい。この場合、トランジスタという簡単
な構成で、上記作用を奏することが可能となるという効
果を併せて奏する。

【０１５８】上記負荷状態検出手段は、負荷状態に応じ
た直流電流をコンデンサに充電するインピーダンス素子
と、上記コンデンサの充電電圧に基づいて上記発振周波
数が上記発振周波数制御手段によって連続的に変化させ
ることが好ましい。この場合、簡単な構成で、負荷状態
を検出することが可能となるという効果を併せて奏す
る。

【０１５９】上記ＰＷＭ制御手段は、周波数設定抵抗に
基づいて上記発振周波数が設定されると共に、上記負荷
状態検出手段は、負荷の大きさに応じて充電される極性
コンデンサを有し、上記極性コンデンサは、回路上、上
記周波数設定抵抗と並列になるように接続されている構
成でもよい。

【０１６０】この場合、負荷状態検出手段において、極
性コンデンサは、負荷の大きさに応じて充電される。こ
のとき、極性コンデンサは上記周波数設定抵抗と回路上
並列になるように接続されているので、負荷の大きさに
応じて、上記周波数設定抵抗の両端の抵抗値が連続的に
変化する。

【０１６１】例えば、出力電力量が大きくなると、上記
極性コンデンサの充電電荷が増加し、上記極性コンデン
サに流れる電流が大きくなる。その結果、上記周波数設
定抵抗の両端の抵抗値は小さくなる。これにより、発振
周波数は高くなる。

【０１６２】これに対して、出力電力量が小さくなる
と、上記極性コンデンサの充電電荷が減少し、上記極性
コンデンサに流れる電流が小さくなる。その結果、上記
周波数設定抵抗の両端の抵抗値は大きくなる。これによ
り、発振周波数は低くなる。

【０１６３】以上のように、スイッチング電源装置の負
荷状態に応じて、ＰＷＭ制御手段の発振周波数を連続的
に変化させることが可能となる。しかも、この場合、電
流増減手段としてトランジスタ等を介して上記発振周波
数が変化するのではないので、その分、製造コストの低
減が図れると共に、このトランジスタの特性の温度変化
等による発振周波数のドリフトを減少させることが可能
となるという効果を併せて奏する。

【０１６４】また、上記ＰＷＭ制御手段は、周波数設定
抵抗に流れる電流に応じて上記発振周波数を高くすると
共に、上記負荷状態検出手段は、負荷の大きさに応じて
充電される極性コンデンサを有し、上記極性コンデンサ
は、充電量に応じて上記周波数設定抵抗に流れる電流を
変化させるように接続された構成でもよい。

【０１６５】この場合、負荷状態検出手段において、極
性コンデンサは、負荷の大きさに応じて充電される。こ
のとき、周波数設定抵抗に流れる電流は、上記極性コン
デンサの充電量に応じて変化する。

【０１６６】例えば、出力電力量が大きくなると、上記
極性コンデンサの充電量が増加し、上記周波数設定抵抗
に流れる電流が大きくなる。その結果、発振周波数は高
くなる。

【０１６７】これに対して、出力電力量が小さくなる
と、上記極性コンデンサの充電量が減少し、上記周波数
設定抵抗に流れる電流が小さくなる。その結果、発振周
波数は低くなる。

【０１６８】以上のように、スイッチング電源装置の負
荷状態に応じて、ＰＷＭ制御手段の発振周波数を連続的
に変化させることが可能となる。しかも、この場合、電
流増減手段としてトランジスタ等を介して上記発振周波
数が変化するのではないので、その分、製造コストの低
減が図れると共に、このトランジスタの特性の温度変化
等による発振周波数のドリフトを減少させることが可能
となるという効果を併せて奏する。

【０１６９】上記スイッチング電源装置をＡＣアダプタ
に適用することが好ましい。一般に各用途（製品）によ
って、待機時における所要電力が異なり、従来は、無理
に切替位置（発振周波数の切替ポイント）を共通化しよ
うとすると、複数の共通化対象製品の内で、最も待機時
の所要電力が大きいものに切替位置をあわさざるを得な
い。このようにしないと、製品によっては、待機中にか
かわらず、電源装置のスイッチング周波数が下がってい
ない場合が生じてしまう。

【０１７０】また、スイッチング電源装置においては、
１スイッチング周期当たりに出力できる電力量に限りが
あり、電源装置の待機動作時におけるスイッチング周波
数は、上記待機動作時における所要電力を送出でき得る
発振周波数に設定される必要がある。したがって、対象
製品（対象機器）中の待機時の所要電力の比較的小さい
ものに対して、待機時のスイッチング周波数が高すぎて
しまい、省エネルギ効果が得られないという結果にな
る。一方、待機時の所要電力の小さい製品（機器）にと
っては、もっと発振周波数を下げて省エネルギ効果を上
げることが望まれる。

【０１７１】そこで、本スイッチング電源装置によれ
ば、各出力状態（各負荷状態）において、電力損失が最
小になるように、上記ＰＷＭ制御手段の発振周波数が連
続的に変化するので、多種多様な用途の電源として使用
することが可能となる。例えば、電源の供給先の機器
（必要とする消費電力が類似の機器）のうち、一番消費
電力が大きい機器に対応できるようにしておけば、これ
よりも小さい消費電力の機器に対して、最小の消費電力
で使用可能となる。それゆえ、本スイッチング電源装置
を複数の用途の製品に共通に使用でき、共通化が図れ
る。また、同じ機器でも、負荷の状態で電力が変わる
（例えば、液晶表示装置では白表示と黒表示とでは消費
電力が異なる）ので、このような場合にも、本スイッチ
ング電源装置は有効である。

【０１７２】従って、ＡＣアダプタに本スイッチング電
源装置を適用した場合、一つのＡＣアダプタを最大負荷
で設計すれば、この最大負荷より小さい如何なる負荷の
機器が接続された場合でも、発振周波数が最適発振周波
数になるように変化し、電力損失の低減を図ることがで
きるので、上記最大負荷以下の機器であれば、如何なる
負荷の機器にも共通して使用できる。しかも、電力損失
の低減を図ることができるので、密閉容器に収納されて
なるＡＣアダプタに使用することは、発生熱を抑えるこ
とできる観点からも好ましい。しかも、発振周波数の切
替のための制御線が不要となり、構成の簡素化が図れる
という効果を併せて奏する。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係るスイッチング電源装置の構成例を
示す回路図である。

【図２】図１のスイッチング電源装置において、発振周
波数を連続的に変化させる例を示す回路図である。

【図３】本スイッチング電源装置の最適発振周波数と出
力電力量の関係を表す特性図である。

【図４】本発明に係るスイッチング電源装置の具体的構
成例を示す回路図である。

【図５】フライバック型のスイッチング電源装置におい
て、メインスイッチング素子に流れる電流、及び二次巻
線に接続されたダイオードに流れる電流を示す波形図で
ある。

【図６】スイッチング電源装置において、電力損失の主
たるものの周波数に対する特性図である。

【図７】本発明のスイッチング電源装置の他の具体的構
成例を示す回路図である。

【図８】本発明に係るスイッチング電源装置の更に他の
具体的構成例を示す回路図である。

【図９】図８に示す構成例の具体的な回路定数例を示す
回路図である。

【図１０】図１０は、本発明のスイッチング電源装置の
電力変換効率と従来のスイッチング電源装置の電力変換
効率とをそれぞれ実測し、比較した説明図である。

【図１１】図１０の部分拡大図である。

【図１２】本発明に係るスイッチング電源装置の更に他
の具体的構成例を示す回路図である。

【符号の説明】

６変圧器７起動用電源８ＰＷＭ制御回路１０出力電力検出回路（負荷状態検出手段）１１発振周波数制御回路（発振周波数制御手段）１４平滑コンデンサ１１ａ電流増減回路（電流増減手段）１５電圧検出回路

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】変圧器の一次巻線に流れる電流をＰＷＭ制
御手段によってスイッチングして二次巻線から所定出力
を負荷に供給するスイッチング電源装置であって、上記負荷の状態を検出する負荷状態検出手段と、検出された負荷状態に基づいて、電力損失が最小になる
ように、上記ＰＷＭ制御手段の発振周波数を連続的に変
化させる発振周波数制御手段とを備えていることを特徴
とするスイッチング電源装置。
【請求項２】上記ＰＷＭ制御手段は、コンデンサと抵抗
によって決まる放電時定数に基づいて上記発振周波数が
設定されると共に、上記発振周波数制御手段は、上記ＰＷＭ制御手段の上記
抵抗に並列に接続された電流増減手段を有し、該電流増
減手段を流れる電流は、負荷状態が軽くなるにしたがっ
て減少して上記発振周波数を連続的に低く変化させるこ
とを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装
置。
【請求項３】上記抵抗の両端には定電圧が印加されてお
り、上記電流増減手段はトランジスタを有し、負荷状態が重
くなるにしたがって該トランジスタに流れる電流を大き
くすると共に、負荷状態が軽くなるにしたがって該トラ
ンジスタに流れる電流を小さくすることを特徴とする請
求項２に記載のスイッチング電源装置。
【請求項４】上記負荷状態検出手段は、負荷状態に応じ
た直流電流をコンデンサに充電する充電抵抗と、上記コ
ンデンサの両端の電圧を分圧する複数の抵抗とを備え、
この分圧された電圧に基づいて上記発振周波数が上記発
振周波数制御手段によって連続的に変化されると共に、
上記充電抵抗および複数の抵抗は何れも高抵抗であるこ
とを特徴とする請求項１、２、又は３に記載のスイッチ
ング電源装置。
【請求項５】上記ＰＷＭ制御手段は、周波数設定抵抗に
基づいて上記発振周波数が設定されると共に、上記発振周波数制御手段は、上記ＰＷＭ制御手段の上記
周波数設定抵抗に並列に接続された電流増減手段を有
し、該電流増減手段を流れる電流は、負荷状態が軽くな
るにしたがって減少して上記発振周波数を連続的に変化
させることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング
電源装置。
【請求項６】上記電流増減手段は、トランジスタを有
し、負荷状態が重くなるにしたがって上記トランジスタ
に流れる電流を大きくすると共に、負荷状態が軽くなる
にしたがって上記トランジスタに流れる電流を小さくす
ることを特徴とする請求項５に記載のスイッチング電源
装置。
【請求項７】上記負荷状態検出手段は、負荷状態に応じ
た直流電流をコンデンサに充電するインピーダンス素子
と、上記コンデンサの充電電圧に基づいて上記発振周波
数が上記発振周波数制御手段によって連続的に変化させ
ることを特徴とする請求項１、５、又は６に記載のスイ
ッチング電源装置。
【請求項８】上記ＰＷＭ制御手段は、周波数設定抵抗に
基づいて上記発振周波数が設定されると共に、上記負荷状態検出手段は、負荷の大きさに応じて充電さ
れる極性コンデンサを有し、上記極性コンデンサは、回
路上、上記周波数設定抵抗と並列になるように接続され
ていることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング
電源装置。
【請求項９】上記ＰＷＭ制御手段は、周波数設定抵抗に
流れる電流に応じて上記発振周波数を高くすると共に、上記負荷状態検出手段は、負荷の大きさに応じて充電さ
れる極性コンデンサを有し、上記極性コンデンサは、充
電量に応じて上記周波数設定抵抗に流れる電流を変化さ
せるように接続されていることを特徴とする請求項１に
記載のスイッチング電源装置。
【請求項１０】請求項１乃至９のいずれかに記載のスイ
ッチング電源装置を用いたＡＣアダプタ。