JP2008541688A - スイッチモード電源のための帰還情報伝達技術 - Google Patents

Abstract

ノーマル動作モードとスタンバイ動作モードとの間で切り替え可能に構成されたスイッチモード電源（ＳＭＰＳ）１１のための電力変換回路である。一実施例では、ＳＭＰＳ１１は、変成器１２の一次(入力)側と二次(出力)側を有するＡＣ／ＤＣ段を具える。スイッチモード電力段は、一次側に、二次側への電力のスイッチングを制御するコントローラ１５を有する。コントローラ１５は、変成器１２の二次側の帰還回路５０から帰還信号を受信する制御入力端子３を有する。ＳＭＰＳ１１は、バーストモードにおけるスイッチングサイクルの開始と終了を指示する帰還信号をコントローラ１５の制御入力端子３に伝達するように構成されたフォトカプラ２０を具える。

Description

本発明は、スイッチモード電源、スイッチモード電源を駆動する方法、スイッチモード電源をスイッチングするコントローラ、及び異なる動作モード間の切り替えのための情報伝達技術に関する。

スイッチモード電源（SMPS）は、テレビジョン、独立電源アダプタなどのようなアプリケーションに電圧を供給するために広く使用されている。アプリケーションは一般に複数のモードで動作し、各モードは異なる負荷が電源に供給されるときに駆動される。一般に、スタンバイモードは、例えばテレビジョンを低減された機能及び低減された電力消費で給電状態に維持するときに採用される。このモードでは、テレビジョンは画像や音声を出力しないで、一部の回路が関連するリモートコントロールからの入力を検出できるようにアクティブに維持される。

このようなスタンバイモードにおいて動作するＳＭＰＳとアプリケーションの相対電力消費は低い。しかし、アプリケーションはこのモードで長期間動作することが多いので、低電力モード動作時の電力消費を下げることが引き続き望まれている。

既知のＳＭＰＳ回路１１の一例を図１に示す。この回路は、２つの入力端子１０ａ，１０ｂと、変成器１２と、２つの出力端子１４ａ，１４ｂを具える。入力ＡＣ電圧は整流器１６で直流電圧に変換され、キャパシタ１７で平滑化される。ＭＯＳＦＥＴ１８は、そのゲート電圧がコントローラＩＣ１５（本例ではフィリップスセミコンダクタズ社から市販されているＴＥＡ１５０７）によりパルス幅変調（ＰＷＭ）され、変成器１２の一次巻線を流れる電流を調整する。負荷は、変成器１２の二次巻線が接続された２つの出力端子１４ａ，１４ｂに接続される。

出力電力は、ＭＯＳＦＥＴ１８により調整される一次巻線を流れる電流の高周波数スイッチングにより決定される。単位時間当たりの平均スイッチング動作数と、各スイッチング動作中にトランジスタ１８に流される電流とによって負荷に送給される平均電力が決まる。

所要の出力（出力電圧及び／又は電流）の供給を調整するために、例えば変成器１２の二次側の出力電圧を一次側のコントローラＩＣ１５に伝達するために、帰還動作が使用される。安全の理由のために、ＳＭＰＳ回路１１の出力は、一般に電源プラグに接続される入力端子に対してフローティングである。この理由のために、変成器１２の一次側と二次側との間の電気的分離が必要とされ、この分離はフォトカプラ２０で達成される。このフォトカプラはＬＥＤとフォトトランジスタを具える。ＬＥＤを流れる電流（Ｉ_LED）は出力端子１４ａ，１４ｂ間の電圧に比例し、その明るさを決定する。ＬＥＤからの光出力はフォトトランジスタで検出され、検出信号をコントローラＩＣ１５のＣtrl入力３に送る。これに応じて変成器１２の一次巻線を流れる電流がコントローラ１５により調整される。

負荷が小さいとき、ＳＭＰＳ１１は電力を節約すように低電力モードで動作させることができる。このような一つの方法は、ＭＯＳＦＥＴ１８の周期的スイッチングを中断させてそのスイッチング動作の数を低減する「バーストモード」を与えることにある。従って、「バーストモード」では、スイッチングサイクルは電力パルスのない期間で分離された高周波数の電力パルスのバーストを具えるものとなる。この既知の技術は、２０００年１２月５日にフィリップスセミコンダクタズ社により公表された「Data Sheet TEA1507」に開示されており、図２に示す回路で実現でき、以下にもう少し詳しく検討する。

図２は、既知のＳＭＰＳ回路１１の基本バーストモード構成における回路配置を示し、図１の回路に等価な構成要素（同じ参照番号を有する）を含んでいる。図１の回路の構成要素に加えて、バーストモード機能を与えるために、変成器１２の二次側は、リニアスタビライザ２４の前に、変成器１２の二次側の両端間に並列に接続されたバッファキャパシタＣ_STABを含む。電流パルス発生器２２が、リニアスタビライザ２４の入力端子の前の電圧Ｖ_STABを有するノードＸに接続され、トランジスタ２６をスイッチングし、このトランジスタが同じノードＸからフォトカプラ２０を経て流れる電流を制御する。

バーストモードは、スタンバイ時に電力消費を１Ｗ以下に低減するために使用できるサイクリック動作モードである。バーストモード中は、コントローラＩＣ１５は短時間の間のみ活性（ゲートパルスをＭＯＳＦＥＴ１８へと発生する）であり、長い時間に亘って不活性であり、次のバーストサイクルを待つ。活性期間においては、以下に記載するように、エネルギー(電力)が変成器１２の二次巻線へ転送され、リニアスタビライザ２４の前のバッファキャパシタＣ_STABに蓄積される。不活性期間中は、負荷（例えば、図示してないがマイクロプロセッサ）がこのバッファキャパシタＣ_STABを放電する。このモードでは、コントローラ１５は所謂「セーフリスタートモード」を使用する。

バーストモードにおける一つのスイッチングサイクル（以後「バーストサイクル」という）のもっと詳細な説明のために、３つの時間間隔を定義する。
・ｔ１ ゲート駆動が活性のとき、Ｖccの放電
・ｔ２ ゲート駆動が不活性のとき、Ｖccの放電
・ｔ３ ゲート駆動が不活性のとき、Ｖccの充電

当業者は、ＶccはコントローラＩＣ１５への電源電圧であり、ピン１に供給されてコントローラＩＣをスイッチオン及びオフすることを知っている。コントローラＩＣ１５は、Ｖccがスタート電圧Ｖstartに等しくなると、スイッチオンする。キャパシタＣ_Vccがピン１とグラウンドとの間に接続され、このキャパシタはコントローラＩＣへの電源電圧がスイッチオフされると線形に放電し、線形に減少する電源電圧Ｖccがピン１に維持される。この電源電圧が、「低電圧ロックアウト(under voltage lock out)」電圧Ｖ_UVLOという閾値に到達すると、セーフリスタートモードに従って、コントローラＩＣ１５はスイッチオフする。図３はこれらの３つの時間間隔ｔ１，ｔ２，ｔ３中のバーストモード波形を示す。

第1の時間間隔ｔ１中、コントローラＩＣ１５はゲートパルスをＭＯＳＦＥＴ１８へと発生し、ＭＯＳＦＥＴ１８は高周波数でスイッチングするため、エネルギーが変成器１２の一次側から二次側へ転送され、リニアスタビライザ２４の前の出力電圧（Ｖ_STAB）の上昇を生じる。十分なエミッタがキャパシタＣ_STABに蓄積されると、コントローラＩＣ１５は下記のようにスイッチオフする。

時間間隔ｔ１中、変成器の二次側で、関連するトランジスタ２６をスイッチングする電流パルス発生器２２により電流パルスが発生され、フォトカプラ２０に電流Ｉ_LEDを流す。これらの電流パルスは、フォトカプラ２０を介して一次側へ転送され、図３に示すように、バッファキャパシタＣ_STABが充電されるにつれて大きくなる。コントローラ１５は、コントローラ１５のＣtrlピン（ＩＣピン３）への一次側の電流パルスが１６ｍＡの閾値レベルに到達するとき、出力ドライバ（ＩＣピン６）をディセーブルする。フォトカプラ２０の電流転送比（ＣＴＲ）の大きな変化のために、Ｃtrlピンへと流れる電流を制限すべく抵抗Ｒ１が直列に挿入される。一方、ＶccキャパシタＣ_VCCが放電されるが、この時間間隔中は低電圧ロックアウト電圧Ｖ_UVLO以上にとどまる（図３参照）。

第２の時間間隔ｔ２中に、ＶccキャパシタＣ_VCCがＶ_UVLOまで放電する。出力電圧（Ｖ_STAB）は、バッファキャパシタＣ_STABが放電するにつれて負荷に依存して減少する。

キャパシタＶccからの電圧が低電圧ロックアウト電圧Ｖ_UVLOに到達するとき、第３の時間間隔ｔ３が開始し、コントローラＩＣ１５がスイッチオフされる。このとき内部電流源(図示せず)がＶccキャパシタＣ_VCCを充電する。ＶccキャパシタＣ_VCCが開始電圧レベルＶstartまで充電されると、コントローラＩＣ１５がスイッチオンされ、ドライバ（ＩＣピン６）が活性化され、新しいバーストサイクルが開始する。

図３を参照すると、バーストモードパルスの間（時間間隔ｔ２及びｔ３中）に、線Ｘ−Ｘで例示される「デッドタイム」が存在することがわかる。負荷がこの期間中にＳＭＰＳ１１の出力に印加される場合（例えばアプリケーションがスタンバイからスイッチオンされる場合）、バッファキャパシタＣ_STABが出力電圧を維持するように電荷を流出しなければならない。従って、従来の構成では、キャパシタＣ_STABは比較的大きくする必要があり（例えば４７００μＦ）、貴重なボードスペースを占有し、デバイスサイズを増大するとともに比較的高価になる。

従って、大きなエネルギー蓄積デバイスを使用しないで、バーストモードなどのスイッチングサイクル中の任意の時点における負荷変化に反応しないように改良されたＳＭＰＳを提供することが望ましい。

本発明の一つの態様によれば、スイッチングサイクルを有する第１の動作モードと第２のノーマル動作モードとを有する電力変換回路が提供され、前記電力変換回路は、変成器の一次側にあって電力を受け取る入力端子と、変成器の二次側にあって出力電力を負荷に供給する出力端子と、前記変成器の一次側にあって前記変成器の一次側から二次側への電力のスイッチングを制御するコントローラとを有するスイッチモード電力段を具え、前記電力変換回路は、更に、前記変成器の二次側に、前記コントローラの制御入力端子に、前記第１の動作モードにおけるスイッチングサイクルの終了を指示する帰還信号を供給する帰還回路を具える。

前記第１の動作モードにおけるスイッチングサイクルの終了を指示する帰還信号を供給することにより、電力変換回路は、スイッチングサイクル中に負荷が与えられた場合に、第２のノーマル動作モードへ円滑に直ちに移行することができる。

一実施例では、前記スイッチモード電力段は、更に、前記変成器の二次側に並列に結合され前記第１の動作モード中に電荷を蓄積するバッファキャパシタを具え、前記帰還回路は、前記バッファキャパシタ間の電圧の低下に応答して前記第１の動作モードにおける一つのスイッチングサイクルの終了を指示する信号を供給するよう構成する。

他の実施例では、前記第１の動作モードはスタンバイバーストモードであり、前記第２の動作モードはノーマル動作モードであり、前記帰還回路は、一般に、前記バーストモードスイッチングサイクルの開始と終了の両方を指示する帰還信号を供給することを特徴とする。

この実施例は、スタンバイモードにおけるバーストモードスイッチングサービスの開始の伝達のみならず、バッファスイッチングサイクルの終了の関し及び伝達も提供する利点を有する。これをＳＭＰＳ回路で実施すると、その出力側の前記バッファキャパシタＣ_STABを小さくできる。特に、バーストモードスイッチングサイクル中に負荷がＳＭＰＳ回路の出力に印加される場合、帰還回路はこのスイッチングサイクルの（早くなるかもしれない）終了を示す帰還信号を提供する。このとき、ノーマル動作モードが直ちに再開し、従って大きなバッファキャパシタが不要になる。

第１の（スタンバイ）動作モードにおけるスイッチングサイクルの開始と終了は、Ｖ_STAB電圧レベルを監視することにより検出できる。第１の（スタンバイ）動作モードにおけるスイッチングサイクルの終了の監視は、キャパシタＣ_STABの最小電圧Ｖ_μCを検出し対応する信号をコントローラに供給する手段を設けることにより行うことができる。

一実施例では、前記帰還回路は、ノーマル動作モードにおける出力電圧を調整するため、及びスタンバイ動作モードのバーストモードスイッチングサイクルの開始と終了を指示するために、帰還信号を前記コントローラの制御入力端子に供給するように構成され、前記バーストモードスイッチングサイクルの終了を指示する帰還信号が前記変成器の一次側から二次側への電力のスイッチングの開始を始めさせる。

本発明の他の態様によれば、第１及び第２の動作モードの間で動作モードを切り替え可能に構成された電力変換回路であって、変成器の一次側にあって電力を受け取る入力端子と、変成器の二次側にあって出力電力を負荷に供給する出力端子と、前記変成器の一次側にあってモード切り替えのための帰還信号を受信するモード監視入力端子とを有するスイッチモード電力段を具える電力変換回路が提供され、前記電力変換回路は、当該電力変換回路の動作状態を示す帰還信号を前記モード監視入力端子に供給するよう構成された帰還回路を具える。

本発明の更に他の態様によれば、本発明の上述した態様の任意の一つに基づく電力変換回路を内包する電子デバイスが提供される。

本発明の更に他の態様によれば、変成器の一次側にあって電力を受け取る入力端子と、変成器の二次側にあって出力電力を負荷に供給する出力端子と、前記変成器の一次側にあって前記変成器の一次側から二次側への電力のスイッチングを制御するコントローラと、前記変成器の二次側にあって、前記変成器の二次側のノードにおける電圧出力レベル（Ｖ_STAB）に依存して帰還信号を前記コントローラの制御入力端子に供給する帰還回路とを有するスイッチモード電力段を具えている電力変換回路を、スイッチングサイクルを有する第１の動作モードで動作させる方法が提供され、この方法は、
前記帰還回路が前記ノードにおける最大電圧レベルの検出に応答して、帰還信号を第１の信号レベルで供給し、
前記第１の信号レベルの帰還信号に応答して、前記変成器の一次側から二次側への電力のスイッチングを停止させ、
その後、帰還信号を第２の信号レベルで供給し、
前記帰還回路が前記ノードにおける最小電圧出力レベルの検出に応答して、帰還信号を第３の信号レベルで供給し、
前記第３の信号レベルの帰還信号に応答して、前記変成器の一次側から二次側への電力のスイッチングを開始させる、
ことを特徴とする。

従って、本発明は、既知の装置を改善するスイッチモード電源用の電力変換回路に関する。種々の新規性及び進歩性を有する思想及び特定の実施例が図面を参照してここに開示されるが、本発明はこれらに限定されない。

本発明の他の特徴及び利点は、一例にすぎない以下の好適実施例の詳細の説明及び添付図面を参照すれば明らかになる。

既知のＳＭＰＳの構成と関連の波形を示す図及び図３を参照すると、スタンバイモードの開始は帰還回路により検出され、帰還回路が信号をコントローラＩＣ１５に供給して入力電力を動作モードからオフモードへ切り替えている。マイクロプロセッサ(図示せず)が信号を電流パルス発生器２２を介してコントローラＩＣ１５のモード切替入力（ＩＣピン３）に供給し、コントローラがバーストサイクルの第１のバーストパルスを供給してスイッチモード電力段をスタンバイモードへ切り替える。先に説明したように、このスタンバイモードにおいて、バーストパルスの間に「デッドタイム」があり、この時間中に、アプリケーションがノーマルモードにスイッチされる場合には、要求アプリケーションに出力を維持するためにバッファキャパシタＣ_STABの電荷が流出される。従って、この目的のためにキャパシタＶ_STABのサイズを十分に大きくする必要がある。

本願発明の一実施例では、図２の既知のＳＭＰＳ回路と異なり、スタンバイモードにおけるバーストサイクルの開始を指示する信号のみならずスタンバイモードのバーストサイクルの終了を指示する信号もコントローラ１５に供給するよう構成された帰還手段をＳＭＰＳ回路に設ける。バーストサイクルの終了はスタンバイモードからノーマルモードへの遷移中に発生できるので、以下の説明から理解されるように、帰還信号によってスタンバイモードからノーマルモードへの円滑な遷移を保証することができる。

バーストスタンバイモードの終了は、２つの方法、即ち新しいバーストサイクル（即ち新しいバーストパルス）の開始の欠如とノーマルモードへの円滑な切替えによって、又はＣ_STABの急激な電圧低下によって、表すことができる。好適実施例では、Ｃ_STABの急激な放電をバーストサイクルの終了の指示として検出し、これがコントローラ１５に伝達される。このとき、ＳＭＰＳ回路は、システムリセットを伴うことなく、円滑なほぼ即時のモード間遷移でノーマルモードに戻る。スタンバイモードにおけるバーストサイクルの終了を監視して知らせることによって、本発明のシステムは、バーストサイクル中の負荷の印加時に、スタンバイ動作モードからノーマル動作モードへのほぼ即時の切替えが可能になる。こうして、所要の出力がバッファキャパシタＣ_STABの最小電荷流出で容易に維持される。従って、本発明は従来の構成に比較して小さいサイズのバッファキャパシタＣ_STABで実現することができる。

図４は本願発明の一実施例によるＳＭＰＳ回路１１を示し、ノーマル及びスタンバイ動作モードに対する帰還回路５０を具えている。帰還回路５０は、ＳＭＰＳ回路１１の動作モードを決定するスイッチＳ１を具える。スイッチＳ１が開いているとき、ＳＭＰＳ回路１１はノーマルモードで動作する。スイッチＳ１が閉じているときは、ＳＭＰＳ回路１１はスタンバイモードで動作する。スイッチＳ１は、例えばＳＭＰＳ回路１１が内蔵された電子デバイス又は他のアプリケーションのマイクロプロセッサにより制御される。

帰還回路５０は、更に、出力１４ａ及び１４ｂ間のキャパシタの前で出力ライン１４ａに直列に接続された一対の抵抗３０，３１を具える。スイッチＳ１は抵抗３１の両端間に接続される。ダイオードＺ１が抵抗３０及び３１間のノードＹに接続されるとともに抵抗を経てフォトカプラ２０に接続される。最後に、並列接続のキャパシタ３３と抵抗３２もツェナーダイオードＺ２を経てフォトカプラ２０に接続される。

ノーマル動作モードでは、スイッチＳ１は開であり、出力電圧Ｖｏが抵抗３０及び３１、ダイオードＺ１及びフォトカプラ２０を含む帰還回路５０により、図１の回路に関連して先に説明した慣例の方法で制御される。

スタンバイ動作モードでは、スイッチＳ１が閉であり、出力電圧のレプリカが最早ダイオードＺ１の両端間に存在せず、出力電圧の制御は不可能である。従って、出力電圧Ｖｏと、Ｖ_STAB（変成器１２の出力結合のため）が上昇する。Ｖ_STABが、ダイオードＺ２の導通開始レベルに増大すると、電流Ｉ_LEDがフォトカプラ２０を流れ始める。好適な構成では、ダイオードＺ２としてツェナーダイオードが使用されるが、本発明の実施のために種々の代替構成（例えばＮＰＮ及びツェナーダイオードの組合せ）を使用できることは当業者に明らかである。

スイッチＳ１の閉成はスタンバイモードに入ること、即ち低出力負荷状態に入ることを表すため、Ｖｏの上昇及びその結果のＶ_STABとＩ_LEDの上昇は急峻で、フォトカプラ２０にパルス電流を生じる。このパルスは、Ｃtrlピン（ピン３）でコントローラＩＣ１５により、バーストサイクルの開始として検出され、コントローラ１５のＭＯＳＦＥＴ１８のゲートを駆動するドライバピン６をスイッチオフする。帰還回路５０内のキャパシタ３３によりパルスの峻度が向上し、パルスのトップレベルがほぼ決まる。この瞬時にコントローラ１５はスイッチングを停止し，Ｖｏと、Ｖ_STAB（変成器結合のため）が低下する。抵抗３２がキャパシタ３３を、Ｖ_STABの接地に対する電圧降下より速くキャパシタ３３の電圧が接地に対して降下するように放電する。従って、ツェナーダイオードＺ２及びフォトカプラ２０を流れる電流は図５のＩburst_holdに対応する中間レベルに維持される。コントローラ１５はスイッチオフされるため、Ｖ_STABは低下し続け、比較的低い出力電力が負荷に出力され、所定の時点でツェナーダイオードＺ２が導通停止する（理論的にはＶ_Z2＝Ｖ_STAB−Ｖf_LEDの時点）。フォトカプラ２０には電流が流れず、コントローラ１５がこの信号をＣtrl入力（ＩＣピン３）から検出し、もう一つのバーストパルスのためにＭＯＳＦＥＴ１８のゲートを駆動することによって動作を再び開始する。

スタンバイモードにおけるバーストパルス間においてフォトカプラ２０を流れる電流を中間電流レベル又はオフセットレベルＩburst_holdに維持することによって、負荷がスタンバイモードの終了時に印加される際にノーマルモードへの円滑な復帰遷移が可能になる。特に、スタンバイモード中、上述したように、スイッチＳ１は閉であり、Ｉburst_holdが零に降下するとき、新しいバーストパルスが開始する。しかし、例えばスタンバイモードの終了時における突然の負荷印加の場合には、Ｉburst_holdも降下する（そして、スイッチＳ１がμＰにより制御されて開く）。従って、バーストパルスの間で出力端子１４ａ、１４ｂから電力が高出力負荷により引き出される場合、電圧Ｖｏは降下し、同様にバッファキャパシタＣ_STABの電圧Ｖ_μCは最大レベルＶ_{μC_max}から最小レベルＶ_{μC_min}へ降下し(図５参照)、帰還電流Ｉ_LEDはＩburst_holdからゼロの降下する。この電流降下が、上述したように、コントローラ１５によりＣtrl入力(ピン３)で検出され、コントローラはＭＯＳＦＥＴ１８をスイッチオンする。今や帰還回路はスイッチＳ１が開いたノーマルモードで動作するため、、コントローラ１５はノーマル動作モードを再開する。

従って、図５につき説明すると、バーストモードスイッチングサイクルは（スイッチＳ１が閉じたとき）開始し、帰還回路５０がフォトカプラ２０を流れるバーストパルスＩ_LED＝Ｉburst_startを発生し、これがコントローラＩＣ１５のＣtrlピン(ピン３)に伝達され、コントローラ１５がＭＯＳＦＥＴ１８のゲートドライバ（ピン６）をスイッチオフする。かくして、コントローラＩＣ１５はゲートパルスを停止し、Ｖdriver＝０とする。電圧Ｖ_STABはＶ_{μC_max}であり、バッファキャパシタＣ_STABが完全に充電されていることを示す。

バーストパルスの直後から、帰還回路５０はフォトカプラ２０に中間レベル信号Ｉburst_holdを発生し続け、これが同様にコントローラＩＣ１５のＣtrlピンに伝達される。この時間中、ＭＯＳＦＥＴ１８のゲートを駆動する電圧はオフ（Ｖdrive＝０）であり、バッファキャパシタＣ_STABが負荷への出力供給のために電荷放出するにつれて電圧Ｖ_STABは降下する。

帰還回路５０は、電圧Ｖ_STABが最小レベルＶ_{μC_min}に到達するとき、これを検出し、フォトカプラ２０を流れる電流を停止させる（Ｉ_LED＝０）。フォトカプラ２０を流れる帰還信号Ｉ_LEDのＩburst_holdからゼロへのこの降下がコントローラＩＣ１５のＣtrlピン(ピン３)に伝達され、バーストモードスイッチングサイクルの終了を知らせる。上述したように、電圧Ｖ_STABのＶ_{μC_min}への降下は負荷の印加に応答しても起こり、これはスタンバイモードの終了を示し、これも同様にコントローラＩＣ１５のＣtrlピン(ピン３)に伝達される。

図５に示すように、スイッチングサイクル間ではＩ_LED＝０であり、コントローラＩＣはＭＯＳＦＥＴ１８を駆動して電力を変成器１２の二次側に転送し、従ってバッファキャパシタＣ_STABを再充電するため、Ｖ_STABは上昇して最大レベルＶ_{μC_max}に戻る。この段階で、ノーマルモードへの遷移が起こり得る。具体的に言うと、スイッチＳ１が開くと、帰還回路５０がコントローラＩＣ１５のＣtrlピンへ出力Ｖｏを示す帰還信号を供給し、コントローラＩＣ１５による出力Ｖｏの調整を可能にする。

従って、図示の実施例では、スタンバイモードのバーストサイクルの開始及び終了の監視が、ＳＭＰＳ回路１１のキャパシタＣ_STABの電圧Ｖ_STABの最大及び最小電圧レベルを検出する帰還回路５０によって達成される。これらの両電圧レベルＶ_{μC_max}及びＶ_{μC_min}はＳＭＰＳの二次側の帰還回路の構成要素によって決まり、当業者に明らかなように、キャパシタC_STABの最小値が得られるようにアプリケーションに合わせて調整することができる。

当業者に明らかなように、Ｖccキャパシタを充放電する慣例のバーストモードを適用すると、コンバータはバースト維持信号がＩburst_holdからゼロへ降下するとき直ちに動作を再開しない。それどころか、コンバータが実際に始動する前にＶccキャパシタが最初にＶcc始動電圧に充電されなければならない。しかし、この遅延は従来の場合より著しく短い（デッドタイムがより短くなり、負荷によく適応する）。それにもかかわらず、本発明の帰還技術を用いるバーストモードを適用する技術はこの遅延を低減するように変更することができる。例えば、Ｖccがバースト中にＶ_UVLOまで降下しない技術を使用すれば、バースト維持信号が降下するときコンバータはノーマル動作を直ちに再開する。この場合も、その結果として、Ｃ_STABを最小にできる。

既知の構成と異なり、フォトカプラ２０には、ノーマルモードレベル、バーストパルスレベル及び中間バースト維持レベルに対応する３つ以上の電流レベルＩ_LEDが供給される。当業者に明らかなように、本発明に従って、１以上の追加の電流レベルを与えることによって、動作モードに関する情報のみならず他のタイプの情報、例えば保護及び安全機能に関するステータス更新情報も搬送することができ、これらの情報は子１５で弁別できる。

本発明の電力変換回路は慣例のＳＭＰＳ回路より優れた多くの利点を有する。
例えば、当然のことながら、本発明の回路はノーマル動作モードからスタンバイ動作モードへの及びその逆への適切なモード変換を提供する。

既知の回路構成のように、スタンバイモードの直後にノーマルモードへ復帰する最悪条件によってキャパシタＣSTABのサイズが制約されないので、ＣSTABの値を低減でき、コストを低減できる。例えば、代表的なＣＲＴ−ＴＶ ＳＭＰＳでは、このキャパシタを３３００μＦ／１６Ｖから６６μＦ／１６Ｖへ低減できる。

更に、バッファキャパシタを増大することなく、より小さい調整可能な電圧リプル調整が可能である。

モード周波数を容易に調整することができ、他の動作モードに影響を与えることはない。

上述した実施例のコントローラは集積回路（ＩＣ）の形態をとるが、その機能は他の形態で等しく実施可能である。

当業者に明らかなように、図示の実施例に示され、説明された帰還回路は、中間バースト維持電流レベル及びスタンバイ期間の終了に対応するバーストサイクルの終了時における負荷の変化に応答する信号変化を提供する多くの回路構成の一例にすぎない。本発明を実施する多くの他の回路が可能であり、見込まれる。

更に、Ｉburst_hold電流レベルは固定のＤＣレベルに固定する必要はない。それどころか、情報を搬送し弁別するために使用できる中間レベルを与えるために零とパルスレベルとの間の任意の中間レベルを仕様することができる（上述の実施例では、搬送される情報はバースト開始、バースト終了及びノーマル動作モードである）。

当業者に明らかなように、本発明は種々の種類の帰還情報を伝達するように拡張でき、例えば動作状態を帰還技術を用いて伝達することができる。

要するに、スイッチモード電源（ＳＭＰＳ）に実現できる電力変換回路を提供できる。この回路は、ノード丸動作モードと体躯動作モードとの間で切り替え可能に構成される。スイッチモード電力段は帰還信号を受信する制御入力端子を持つコントローラを有する。この回路は、帰還回路からの、スタンバイモードにおけるバーストサイクルの開始と終了を示す帰還信号をコントローラに供給するように構成されたフォトカプラ具える。これは、ＳＭＰＳがバーストスタンバイモードにおいて印加された負荷により急速に応答することを可能にするとともに、バーストパルスの間で電圧を供給するための大きなバーストキャパシタの必要性を回避可能とする利点をもたらす。ＳＭＰＳはノーマル動作モード及びスタンバイ動作モードを有する電子デバイス、例えばテレビジョン二期見込むことができる。

本発明の開示から、他の変形及び変更が当業者に明らかである。このような変形及び変更は、当該技術分野で既に知られている特徴やここに記載された特徴に代えて又は加えて使用可能な他の特徴を含んでよい。

添付の特許請求の範囲は特定の特徴の組合せについて記載しているが、ここに明示的に又は暗示的に開示したいかなる新規な特徴又は特徴の如何なる組合せも、それが何れかの請求項に記載された発明と同一であるか否かにかかわらず、本発明が解決する技術的課題と同じ課題の一部又は前部を解決するか否かにかかわらず、本発明の開示の範囲に含まれるものと解されるべきである。

別々の実施例に関連して記載された特徴は単一の実施例に組み合わせて設けもよい。逆に、単一の実施例に関連して略して記載された種々の特徴は個別に又は任意の組合せで設けてもよい。本出願人は、ここに、この出願又はこの出願から継続された出願が手続に継続中に、前記の特徴及び／又は前記の特徴の組合せについて新しい請求項を提出することがあり得ることを明記する。

既知のスイッチモード電源（ＳＭＰＳ）の回路配置を示す。 既知のＳＭＰＳの基本バーストモード構成における回路配置を示す。 図２の回路配置に対するバーストモード信号波形を示す。 本発明の一実施例によるＳＭＰＳ回路の回路配置を示す。 図４の実施例のＳＭＰＳ回路に存在する波形例を示す。

Claims (11)

1. スイッチングサイクルを有する第１の動作モードと第２のノーマル動作モードとを有する電力変換回路であって、
   前記電力変換回路は、変成器の一次側にあって電力を受け取る入力端子と、変成器の二次側にあって出力電力を負荷に供給する出力端子と、前記変成器の一次側にあって前記変成器の一次側から二次側への電力のスイッチングを制御するコントローラとを有するスイッチモード電力段を具え、
   前記電力変換回路は、更に、前記変成器の二次側に、前記第１の動作モードにおけるスイッチングサイクルの終了を指示する帰還信号を前記コントローラの制御入力端子に供給する帰還回路を具える、
   ことを特徴とする電力変換回路。
2. 前記スイッチモード電力段は、更に、前記変成器の二次側に並列に結合された、前記第１の動作モード中に電荷を蓄積するバッファキャパシタを具え、前記帰還回路は、前記バッファキャパシタ間の電圧の低下に応答して前記第１の動作モードにおけるスイッチングサイクルの終了を指示する信号を供給することを特徴とする請求項１記載の電力変換回路。
3. 前記第１の動作モードはスタンバイバーストモードであり、前記第２の動作モードはノーマル動作モードであり、前記帰還回路は、前記バーストモードスイッチングサイクルの開始と終了の両方を指示する帰還信号を供給することを特徴とする請求項１又は２記載の電力変換回路。
4. 前記帰還回路は、
   前記ノーマル動作モードにおける出力電圧を調整するため、及び
   前記スタンバイ動作モードのバーストモードスイッチングサイクルの開始と終了を指指示するるために、
   帰還信号を前記コントローラの制御入力端子に供給するように構成され、
   前記バーストモードスイッチングサイクルの終了を指示する帰還信号が前記変成器の一次側から二次側への電力のスイッチングの開始を始めさせることを特徴とする請求項３記載の電力変換回路。
5. 前記帰還回路は、前記スタンバイ動作モードにおけるバーストモードスイッチングサイクルにおいて、前記バーストモードスイッチングサイクルの開始を指示するために、最初に帰還信号を前記制御端子に第１の信号レベルで供給し、その後、前記変成器の二次側のバッファキャパシタが所定の最小レベルに放電するまで帰還信号を第２の信号レベルで前記制御入力端子に供給するように構成されていることを特徴とする請求項４記載の電力変換回路。
6. 前記バッファキャパシタが前記所定の最小レベルに放電されたとき、前記帰還回路は帰還信号を第３の信号レベルで前記制御入力端子に供給するように構成され、前記第３の信号レベルがバーストモードスイッチングサイクルの終了を示すことを特徴とする請求項５記載の電力変換回路。
7. 前記帰還回路は前記データ変換回路の動作モードを切り替えるスイッチを含み、スタンバイ動作モードからノーマル動作モードへ切り替える前記スイッチの動作に応答して、前記帰還回路は、前記バッファキャパシタの前記所定の最小レベルへの急放電を検出し、帰還信号を前記第３の信号レベルで供給することによってノーマル動作モードにおける前記変成器の一次側から二次側への電力のスイッチングの開始を指示するように構成されていることを特徴とする請求項５又は６に記載の電力変換回路。
8. 前記第３の信号レベルは前記第２の信号レベルより低く、前記第２のシステムレベルは前記第１の信号レベルより低いことを特徴とする請求項７記載の電力変換回路。
9. 前記帰還回路は、帰還信号を前記データ変換回路の動作状態を示す第４の信号レベルで前記制御入力端子に供給するよう構成されていることを特徴とする請求項１記載の電力変換回路。
10. 請求項１−９のいずれかに記載の電力変換回路を内包する電力電子デバイス。
11. 変成器の一次側にあって電力を受け取る入力端子と、変成器の二次側にあって出力電力を負荷に供給する出力端子と、前記変成器の一次側にあって前記変成器の一次側から二次側への電力のスイッチングを制御するコントローラと、前記変成器の二次側にあって前記変成器の二次側のノードにおける電圧出力レベルに応じて帰還信号を前記コントローラの制御入力端子に供給する帰還回路とを有するスイッチモード電力段を具えている電力変換回路を、スイッチングサイクルを有する第１の動作モードで動作させる方法であって、前記方法は、
    前記帰還回路が前記ノードにおける最大電圧レベルの検出に応答して、帰還信号を第１の信号レベルで供給し、
    前記第１の信号レベルの帰還信号に応答して、前記変成器の一次側から二次側への電力のスイッチングを停止させ、
    その後、帰還信号を第２の信号レベルで供給し、
    前記帰還回路が前記ノードにおける最小電圧出力レベルの検出に応答して、帰還信号を第３の信号レベルで供給し、
    前記第３の信号レベルの帰還信号に応答して、前記変成器の一次側から二次側への電力のスイッチングを開始させる、
    ことを特徴とする電力変換回路の動作方法。

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