JP2008541688A - スイッチモード電源のための帰還情報伝達技術 - Google Patents

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Abstract

ノーマル動作モードとスタンバイ動作モードとの間で切り替え可能に構成されたスイッチモード電源(SMPS)11のための電力変換回路である。一実施例では、SMPS11は、変成器12の一次(入力)側と二次(出力)側を有するAC/DC段を具える。スイッチモード電力段は、一次側に、二次側への電力のスイッチングを制御するコントローラ15を有する。コントローラ15は、変成器12の二次側の帰還回路50から帰還信号を受信する制御入力端子3を有する。SMPS11は、バーストモードにおけるスイッチングサイクルの開始と終了を指示する帰還信号をコントローラ15の制御入力端子3に伝達するように構成されたフォトカプラ20を具える。

Description

本発明は、スイッチモード電源、スイッチモード電源を駆動する方法、スイッチモード電源をスイッチングするコントローラ、及び異なる動作モード間の切り替えのための情報伝達技術に関する。
スイッチモード電源(SMPS)は、テレビジョン、独立電源アダプタなどのようなアプリケーションに電圧を供給するために広く使用されている。アプリケーションは一般に複数のモードで動作し、各モードは異なる負荷が電源に供給されるときに駆動される。一般に、スタンバイモードは、例えばテレビジョンを低減された機能及び低減された電力消費で給電状態に維持するときに採用される。このモードでは、テレビジョンは画像や音声を出力しないで、一部の回路が関連するリモートコントロールからの入力を検出できるようにアクティブに維持される。
このようなスタンバイモードにおいて動作するSMPSとアプリケーションの相対電力消費は低い。しかし、アプリケーションはこのモードで長期間動作することが多いので、低電力モード動作時の電力消費を下げることが引き続き望まれている。
既知のSMPS回路11の一例を図1に示す。この回路は、2つの入力端子10a,10bと、変成器12と、2つの出力端子14a,14bを具える。入力AC電圧は整流器16で直流電圧に変換され、キャパシタ17で平滑化される。MOSFET18は、そのゲート電圧がコントローラIC15(本例ではフィリップスセミコンダクタズ社から市販されているTEA1507)によりパルス幅変調(PWM)され、変成器12の一次巻線を流れる電流を調整する。負荷は、変成器12の二次巻線が接続された2つの出力端子14a,14bに接続される。
出力電力は、MOSFET18により調整される一次巻線を流れる電流の高周波数スイッチングにより決定される。単位時間当たりの平均スイッチング動作数と、各スイッチング動作中にトランジスタ18に流される電流とによって負荷に送給される平均電力が決まる。
所要の出力(出力電圧及び/又は電流)の供給を調整するために、例えば変成器12の二次側の出力電圧を一次側のコントローラIC15に伝達するために、帰還動作が使用される。安全の理由のために、SMPS回路11の出力は、一般に電源プラグに接続される入力端子に対してフローティングである。この理由のために、変成器12の一次側と二次側との間の電気的分離が必要とされ、この分離はフォトカプラ20で達成される。このフォトカプラはLEDとフォトトランジスタを具える。LEDを流れる電流(ILED)は出力端子14a,14b間の電圧に比例し、その明るさを決定する。LEDからの光出力はフォトトランジスタで検出され、検出信号をコントローラIC15のCtrl入力3に送る。これに応じて変成器12の一次巻線を流れる電流がコントローラ15により調整される。
負荷が小さいとき、SMPS11は電力を節約すように低電力モードで動作させることができる。このような一つの方法は、MOSFET18の周期的スイッチングを中断させてそのスイッチング動作の数を低減する「バーストモード」を与えることにある。従って、「バーストモード」では、スイッチングサイクルは電力パルスのない期間で分離された高周波数の電力パルスのバーストを具えるものとなる。この既知の技術は、2000年12月5日にフィリップスセミコンダクタズ社により公表された「Data Sheet TEA1507」に開示されており、図2に示す回路で実現でき、以下にもう少し詳しく検討する。
図2は、既知のSMPS回路11の基本バーストモード構成における回路配置を示し、図1の回路に等価な構成要素(同じ参照番号を有する)を含んでいる。図1の回路の構成要素に加えて、バーストモード機能を与えるために、変成器12の二次側は、リニアスタビライザ24の前に、変成器12の二次側の両端間に並列に接続されたバッファキャパシタCSTABを含む。電流パルス発生器22が、リニアスタビライザ24の入力端子の前の電圧VSTABを有するノードXに接続され、トランジスタ26をスイッチングし、このトランジスタが同じノードXからフォトカプラ20を経て流れる電流を制御する。
バーストモードは、スタンバイ時に電力消費を1W以下に低減するために使用できるサイクリック動作モードである。バーストモード中は、コントローラIC15は短時間の間のみ活性(ゲートパルスをMOSFET18へと発生する)であり、長い時間に亘って不活性であり、次のバーストサイクルを待つ。活性期間においては、以下に記載するように、エネルギー(電力)が変成器12の二次巻線へ転送され、リニアスタビライザ24の前のバッファキャパシタCSTABに蓄積される。不活性期間中は、負荷(例えば、図示してないがマイクロプロセッサ)がこのバッファキャパシタCSTABを放電する。このモードでは、コントローラ15は所謂「セーフリスタートモード」を使用する。
バーストモードにおける一つのスイッチングサイクル(以後「バーストサイクル」という)のもっと詳細な説明のために、3つの時間間隔を定義する。
・t1 ゲート駆動が活性のとき、Vccの放電
・t2 ゲート駆動が不活性のとき、Vccの放電
・t3 ゲート駆動が不活性のとき、Vccの充電
当業者は、VccはコントローラIC15への電源電圧であり、ピン1に供給されてコントローラICをスイッチオン及びオフすることを知っている。コントローラIC15は、Vccがスタート電圧Vstartに等しくなると、スイッチオンする。キャパシタCVccがピン1とグラウンドとの間に接続され、このキャパシタはコントローラICへの電源電圧がスイッチオフされると線形に放電し、線形に減少する電源電圧Vccがピン1に維持される。この電源電圧が、「低電圧ロックアウト(under voltage lock out)」電圧VUVLOという閾値に到達すると、セーフリスタートモードに従って、コントローラIC15はスイッチオフする。図3はこれらの3つの時間間隔t1,t2,t3中のバーストモード波形を示す。
第1の時間間隔t1中、コントローラIC15はゲートパルスをMOSFET18へと発生し、MOSFET18は高周波数でスイッチングするため、エネルギーが変成器12の一次側から二次側へ転送され、リニアスタビライザ24の前の出力電圧(VSTAB)の上昇を生じる。十分なエミッタがキャパシタCSTABに蓄積されると、コントローラIC15は下記のようにスイッチオフする。
時間間隔t1中、変成器の二次側で、関連するトランジスタ26をスイッチングする電流パルス発生器22により電流パルスが発生され、フォトカプラ20に電流ILEDを流す。これらの電流パルスは、フォトカプラ20を介して一次側へ転送され、図3に示すように、バッファキャパシタCSTABが充電されるにつれて大きくなる。コントローラ15は、コントローラ15のCtrlピン(ICピン3)への一次側の電流パルスが16mAの閾値レベルに到達するとき、出力ドライバ(ICピン6)をディセーブルする。フォトカプラ20の電流転送比(CTR)の大きな変化のために、Ctrlピンへと流れる電流を制限すべく抵抗R1が直列に挿入される。一方、VccキャパシタCVCCが放電されるが、この時間間隔中は低電圧ロックアウト電圧VUVLO以上にとどまる(図3参照)。
第2の時間間隔t2中に、VccキャパシタCVCCがVUVLOまで放電する。出力電圧(VSTAB)は、バッファキャパシタCSTABが放電するにつれて負荷に依存して減少する。
キャパシタVccからの電圧が低電圧ロックアウト電圧VUVLOに到達するとき、第3の時間間隔t3が開始し、コントローラIC15がスイッチオフされる。このとき内部電流源(図示せず)がVccキャパシタCVCCを充電する。VccキャパシタCVCCが開始電圧レベルVstartまで充電されると、コントローラIC15がスイッチオンされ、ドライバ(ICピン6)が活性化され、新しいバーストサイクルが開始する。
図3を参照すると、バーストモードパルスの間(時間間隔t2及びt3中)に、線X−Xで例示される「デッドタイム」が存在することがわかる。負荷がこの期間中にSMPS11の出力に印加される場合(例えばアプリケーションがスタンバイからスイッチオンされる場合)、バッファキャパシタCSTABが出力電圧を維持するように電荷を流出しなければならない。従って、従来の構成では、キャパシタCSTABは比較的大きくする必要があり(例えば4700μF)、貴重なボードスペースを占有し、デバイスサイズを増大するとともに比較的高価になる。
従って、大きなエネルギー蓄積デバイスを使用しないで、バーストモードなどのスイッチングサイクル中の任意の時点における負荷変化に反応しないように改良されたSMPSを提供することが望ましい。
本発明の一つの態様によれば、スイッチングサイクルを有する第1の動作モードと第2のノーマル動作モードとを有する電力変換回路が提供され、前記電力変換回路は、変成器の一次側にあって電力を受け取る入力端子と、変成器の二次側にあって出力電力を負荷に供給する出力端子と、前記変成器の一次側にあって前記変成器の一次側から二次側への電力のスイッチングを制御するコントローラとを有するスイッチモード電力段を具え、前記電力変換回路は、更に、前記変成器の二次側に、前記コントローラの制御入力端子に、前記第1の動作モードにおけるスイッチングサイクルの終了を指示する帰還信号を供給する帰還回路を具える。
前記第1の動作モードにおけるスイッチングサイクルの終了を指示する帰還信号を供給することにより、電力変換回路は、スイッチングサイクル中に負荷が与えられた場合に、第2のノーマル動作モードへ円滑に直ちに移行することができる。
一実施例では、前記スイッチモード電力段は、更に、前記変成器の二次側に並列に結合され前記第1の動作モード中に電荷を蓄積するバッファキャパシタを具え、前記帰還回路は、前記バッファキャパシタ間の電圧の低下に応答して前記第1の動作モードにおける一つのスイッチングサイクルの終了を指示する信号を供給するよう構成する。
他の実施例では、前記第1の動作モードはスタンバイバーストモードであり、前記第2の動作モードはノーマル動作モードであり、前記帰還回路は、一般に、前記バーストモードスイッチングサイクルの開始と終了の両方を指示する帰還信号を供給することを特徴とする。
この実施例は、スタンバイモードにおけるバーストモードスイッチングサービスの開始の伝達のみならず、バッファスイッチングサイクルの終了の関し及び伝達も提供する利点を有する。これをSMPS回路で実施すると、その出力側の前記バッファキャパシタCSTABを小さくできる。特に、バーストモードスイッチングサイクル中に負荷がSMPS回路の出力に印加される場合、帰還回路はこのスイッチングサイクルの(早くなるかもしれない)終了を示す帰還信号を提供する。このとき、ノーマル動作モードが直ちに再開し、従って大きなバッファキャパシタが不要になる。
第1の(スタンバイ)動作モードにおけるスイッチングサイクルの開始と終了は、VSTAB電圧レベルを監視することにより検出できる。第1の(スタンバイ)動作モードにおけるスイッチングサイクルの終了の監視は、キャパシタCSTABの最小電圧VμCを検出し対応する信号をコントローラに供給する手段を設けることにより行うことができる。
一実施例では、前記帰還回路は、ノーマル動作モードにおける出力電圧を調整するため、及びスタンバイ動作モードのバーストモードスイッチングサイクルの開始と終了を指示するために、帰還信号を前記コントローラの制御入力端子に供給するように構成され、前記バーストモードスイッチングサイクルの終了を指示する帰還信号が前記変成器の一次側から二次側への電力のスイッチングの開始を始めさせる。
本発明の他の態様によれば、第1及び第2の動作モードの間で動作モードを切り替え可能に構成された電力変換回路であって、変成器の一次側にあって電力を受け取る入力端子と、変成器の二次側にあって出力電力を負荷に供給する出力端子と、前記変成器の一次側にあってモード切り替えのための帰還信号を受信するモード監視入力端子とを有するスイッチモード電力段を具える電力変換回路が提供され、前記電力変換回路は、当該電力変換回路の動作状態を示す帰還信号を前記モード監視入力端子に供給するよう構成された帰還回路を具える。
本発明の更に他の態様によれば、本発明の上述した態様の任意の一つに基づく電力変換回路を内包する電子デバイスが提供される。
本発明の更に他の態様によれば、変成器の一次側にあって電力を受け取る入力端子と、変成器の二次側にあって出力電力を負荷に供給する出力端子と、前記変成器の一次側にあって前記変成器の一次側から二次側への電力のスイッチングを制御するコントローラと、前記変成器の二次側にあって、前記変成器の二次側のノードにおける電圧出力レベル(VSTAB)に依存して帰還信号を前記コントローラの制御入力端子に供給する帰還回路とを有するスイッチモード電力段を具えている電力変換回路を、スイッチングサイクルを有する第1の動作モードで動作させる方法が提供され、この方法は、
前記帰還回路が前記ノードにおける最大電圧レベルの検出に応答して、帰還信号を第1の信号レベルで供給し、
前記第1の信号レベルの帰還信号に応答して、前記変成器の一次側から二次側への電力のスイッチングを停止させ、
その後、帰還信号を第2の信号レベルで供給し、
前記帰還回路が前記ノードにおける最小電圧出力レベルの検出に応答して、帰還信号を第3の信号レベルで供給し、
前記第3の信号レベルの帰還信号に応答して、前記変成器の一次側から二次側への電力のスイッチングを開始させる、
ことを特徴とする。
従って、本発明は、既知の装置を改善するスイッチモード電源用の電力変換回路に関する。種々の新規性及び進歩性を有する思想及び特定の実施例が図面を参照してここに開示されるが、本発明はこれらに限定されない。
本発明の他の特徴及び利点は、一例にすぎない以下の好適実施例の詳細の説明及び添付図面を参照すれば明らかになる。
既知のSMPSの構成と関連の波形を示す図及び図3を参照すると、スタンバイモードの開始は帰還回路により検出され、帰還回路が信号をコントローラIC15に供給して入力電力を動作モードからオフモードへ切り替えている。マイクロプロセッサ(図示せず)が信号を電流パルス発生器22を介してコントローラIC15のモード切替入力(ICピン3)に供給し、コントローラがバーストサイクルの第1のバーストパルスを供給してスイッチモード電力段をスタンバイモードへ切り替える。先に説明したように、このスタンバイモードにおいて、バーストパルスの間に「デッドタイム」があり、この時間中に、アプリケーションがノーマルモードにスイッチされる場合には、要求アプリケーションに出力を維持するためにバッファキャパシタCSTABの電荷が流出される。従って、この目的のためにキャパシタVSTABのサイズを十分に大きくする必要がある。
本願発明の一実施例では、図2の既知のSMPS回路と異なり、スタンバイモードにおけるバーストサイクルの開始を指示する信号のみならずスタンバイモードのバーストサイクルの終了を指示する信号もコントローラ15に供給するよう構成された帰還手段をSMPS回路に設ける。バーストサイクルの終了はスタンバイモードからノーマルモードへの遷移中に発生できるので、以下の説明から理解されるように、帰還信号によってスタンバイモードからノーマルモードへの円滑な遷移を保証することができる。
バーストスタンバイモードの終了は、2つの方法、即ち新しいバーストサイクル(即ち新しいバーストパルス)の開始の欠如とノーマルモードへの円滑な切替えによって、又はCSTABの急激な電圧低下によって、表すことができる。好適実施例では、CSTABの急激な放電をバーストサイクルの終了の指示として検出し、これがコントローラ15に伝達される。このとき、SMPS回路は、システムリセットを伴うことなく、円滑なほぼ即時のモード間遷移でノーマルモードに戻る。スタンバイモードにおけるバーストサイクルの終了を監視して知らせることによって、本発明のシステムは、バーストサイクル中の負荷の印加時に、スタンバイ動作モードからノーマル動作モードへのほぼ即時の切替えが可能になる。こうして、所要の出力がバッファキャパシタCSTABの最小電荷流出で容易に維持される。従って、本発明は従来の構成に比較して小さいサイズのバッファキャパシタCSTABで実現することができる。
図4は本願発明の一実施例によるSMPS回路11を示し、ノーマル及びスタンバイ動作モードに対する帰還回路50を具えている。帰還回路50は、SMPS回路11の動作モードを決定するスイッチS1を具える。スイッチS1が開いているとき、SMPS回路11はノーマルモードで動作する。スイッチS1が閉じているときは、SMPS回路11はスタンバイモードで動作する。スイッチS1は、例えばSMPS回路11が内蔵された電子デバイス又は他のアプリケーションのマイクロプロセッサにより制御される。
帰還回路50は、更に、出力14a及び14b間のキャパシタの前で出力ライン14aに直列に接続された一対の抵抗30,31を具える。スイッチS1は抵抗31の両端間に接続される。ダイオードZ1が抵抗30及び31間のノードYに接続されるとともに抵抗を経てフォトカプラ20に接続される。最後に、並列接続のキャパシタ33と抵抗32もツェナーダイオードZ2を経てフォトカプラ20に接続される。
ノーマル動作モードでは、スイッチS1は開であり、出力電圧Voが抵抗30及び31、ダイオードZ1及びフォトカプラ20を含む帰還回路50により、図1の回路に関連して先に説明した慣例の方法で制御される。
スタンバイ動作モードでは、スイッチS1が閉であり、出力電圧のレプリカが最早ダイオードZ1の両端間に存在せず、出力電圧の制御は不可能である。従って、出力電圧Voと、VSTAB(変成器12の出力結合のため)が上昇する。VSTABが、ダイオードZ2の導通開始レベルに増大すると、電流ILEDがフォトカプラ20を流れ始める。好適な構成では、ダイオードZ2としてツェナーダイオードが使用されるが、本発明の実施のために種々の代替構成(例えばNPN及びツェナーダイオードの組合せ)を使用できることは当業者に明らかである。
スイッチS1の閉成はスタンバイモードに入ること、即ち低出力負荷状態に入ることを表すため、Voの上昇及びその結果のVSTABとILEDの上昇は急峻で、フォトカプラ20にパルス電流を生じる。このパルスは、Ctrlピン(ピン3)でコントローラIC15により、バーストサイクルの開始として検出され、コントローラ15のMOSFET18のゲートを駆動するドライバピン6をスイッチオフする。帰還回路50内のキャパシタ33によりパルスの峻度が向上し、パルスのトップレベルがほぼ決まる。この瞬時にコントローラ15はスイッチングを停止し,Voと、VSTAB(変成器結合のため)が低下する。抵抗32がキャパシタ33を、VSTABの接地に対する電圧降下より速くキャパシタ33の電圧が接地に対して降下するように放電する。従って、ツェナーダイオードZ2及びフォトカプラ20を流れる電流は図5のIburst_holdに対応する中間レベルに維持される。コントローラ15はスイッチオフされるため、VSTABは低下し続け、比較的低い出力電力が負荷に出力され、所定の時点でツェナーダイオードZ2が導通停止する(理論的にはVZ2=VSTAB−VfLEDの時点)。フォトカプラ20には電流が流れず、コントローラ15がこの信号をCtrl入力(ICピン3)から検出し、もう一つのバーストパルスのためにMOSFET18のゲートを駆動することによって動作を再び開始する。
スタンバイモードにおけるバーストパルス間においてフォトカプラ20を流れる電流を中間電流レベル又はオフセットレベルIburst_holdに維持することによって、負荷がスタンバイモードの終了時に印加される際にノーマルモードへの円滑な復帰遷移が可能になる。特に、スタンバイモード中、上述したように、スイッチS1は閉であり、Iburst_holdが零に降下するとき、新しいバーストパルスが開始する。しかし、例えばスタンバイモードの終了時における突然の負荷印加の場合には、Iburst_holdも降下する(そして、スイッチS1がμPにより制御されて開く)。従って、バーストパルスの間で出力端子14a、14bから電力が高出力負荷により引き出される場合、電圧Voは降下し、同様にバッファキャパシタCSTABの電圧VμCは最大レベルVμC_maxから最小レベルVμC_minへ降下し(図5参照)、帰還電流ILEDはIburst_holdからゼロの降下する。この電流降下が、上述したように、コントローラ15によりCtrl入力(ピン3)で検出され、コントローラはMOSFET18をスイッチオンする。今や帰還回路はスイッチS1が開いたノーマルモードで動作するため、、コントローラ15はノーマル動作モードを再開する。
従って、図5につき説明すると、バーストモードスイッチングサイクルは(スイッチS1が閉じたとき)開始し、帰還回路50がフォトカプラ20を流れるバーストパルスILED=Iburst_startを発生し、これがコントローラIC15のCtrlピン(ピン3)に伝達され、コントローラ15がMOSFET18のゲートドライバ(ピン6)をスイッチオフする。かくして、コントローラIC15はゲートパルスを停止し、Vdriver=0とする。電圧VSTABはVμC_maxであり、バッファキャパシタCSTABが完全に充電されていることを示す。
バーストパルスの直後から、帰還回路50はフォトカプラ20に中間レベル信号Iburst_holdを発生し続け、これが同様にコントローラIC15のCtrlピンに伝達される。この時間中、MOSFET18のゲートを駆動する電圧はオフ(Vdrive=0)であり、バッファキャパシタCSTABが負荷への出力供給のために電荷放出するにつれて電圧VSTABは降下する。
帰還回路50は、電圧VSTABが最小レベルVμC_minに到達するとき、これを検出し、フォトカプラ20を流れる電流を停止させる(ILED=0)。フォトカプラ20を流れる帰還信号ILEDのIburst_holdからゼロへのこの降下がコントローラIC15のCtrlピン(ピン3)に伝達され、バーストモードスイッチングサイクルの終了を知らせる。上述したように、電圧VSTABのVμC_minへの降下は負荷の印加に応答しても起こり、これはスタンバイモードの終了を示し、これも同様にコントローラIC15のCtrlピン(ピン3)に伝達される。
図5に示すように、スイッチングサイクル間ではILED=0であり、コントローラICはMOSFET18を駆動して電力を変成器12の二次側に転送し、従ってバッファキャパシタCSTABを再充電するため、VSTABは上昇して最大レベルVμC_maxに戻る。この段階で、ノーマルモードへの遷移が起こり得る。具体的に言うと、スイッチS1が開くと、帰還回路50がコントローラIC15のCtrlピンへ出力Voを示す帰還信号を供給し、コントローラIC15による出力Voの調整を可能にする。
従って、図示の実施例では、スタンバイモードのバーストサイクルの開始及び終了の監視が、SMPS回路11のキャパシタCSTABの電圧VSTABの最大及び最小電圧レベルを検出する帰還回路50によって達成される。これらの両電圧レベルVμC_max及びVμC_minはSMPSの二次側の帰還回路の構成要素によって決まり、当業者に明らかなように、キャパシタCSTABの最小値が得られるようにアプリケーションに合わせて調整することができる。
当業者に明らかなように、Vccキャパシタを充放電する慣例のバーストモードを適用すると、コンバータはバースト維持信号がIburst_holdからゼロへ降下するとき直ちに動作を再開しない。それどころか、コンバータが実際に始動する前にVccキャパシタが最初にVcc始動電圧に充電されなければならない。しかし、この遅延は従来の場合より著しく短い(デッドタイムがより短くなり、負荷によく適応する)。それにもかかわらず、本発明の帰還技術を用いるバーストモードを適用する技術はこの遅延を低減するように変更することができる。例えば、Vccがバースト中にVUVLOまで降下しない技術を使用すれば、バースト維持信号が降下するときコンバータはノーマル動作を直ちに再開する。この場合も、その結果として、CSTABを最小にできる。
既知の構成と異なり、フォトカプラ20には、ノーマルモードレベル、バーストパルスレベル及び中間バースト維持レベルに対応する3つ以上の電流レベルILEDが供給される。当業者に明らかなように、本発明に従って、1以上の追加の電流レベルを与えることによって、動作モードに関する情報のみならず他のタイプの情報、例えば保護及び安全機能に関するステータス更新情報も搬送することができ、これらの情報は子15で弁別できる。
本発明の電力変換回路は慣例のSMPS回路より優れた多くの利点を有する。
例えば、当然のことながら、本発明の回路はノーマル動作モードからスタンバイ動作モードへの及びその逆への適切なモード変換を提供する。
既知の回路構成のように、スタンバイモードの直後にノーマルモードへ復帰する最悪条件によってキャパシタCSTABのサイズが制約されないので、CSTABの値を低減でき、コストを低減できる。例えば、代表的なCRT−TV SMPSでは、このキャパシタを3300μF/16Vから66μF/16Vへ低減できる。
更に、バッファキャパシタを増大することなく、より小さい調整可能な電圧リプル調整が可能である。
モード周波数を容易に調整することができ、他の動作モードに影響を与えることはない。
上述した実施例のコントローラは集積回路(IC)の形態をとるが、その機能は他の形態で等しく実施可能である。
当業者に明らかなように、図示の実施例に示され、説明された帰還回路は、中間バースト維持電流レベル及びスタンバイ期間の終了に対応するバーストサイクルの終了時における負荷の変化に応答する信号変化を提供する多くの回路構成の一例にすぎない。本発明を実施する多くの他の回路が可能であり、見込まれる。
更に、Iburst_hold電流レベルは固定のDCレベルに固定する必要はない。それどころか、情報を搬送し弁別するために使用できる中間レベルを与えるために零とパルスレベルとの間の任意の中間レベルを仕様することができる(上述の実施例では、搬送される情報はバースト開始、バースト終了及びノーマル動作モードである)。
当業者に明らかなように、本発明は種々の種類の帰還情報を伝達するように拡張でき、例えば動作状態を帰還技術を用いて伝達することができる。
要するに、スイッチモード電源(SMPS)に実現できる電力変換回路を提供できる。この回路は、ノード丸動作モードと体躯動作モードとの間で切り替え可能に構成される。スイッチモード電力段は帰還信号を受信する制御入力端子を持つコントローラを有する。この回路は、帰還回路からの、スタンバイモードにおけるバーストサイクルの開始と終了を示す帰還信号をコントローラに供給するように構成されたフォトカプラ具える。これは、SMPSがバーストスタンバイモードにおいて印加された負荷により急速に応答することを可能にするとともに、バーストパルスの間で電圧を供給するための大きなバーストキャパシタの必要性を回避可能とする利点をもたらす。SMPSはノーマル動作モード及びスタンバイ動作モードを有する電子デバイス、例えばテレビジョン二期見込むことができる。
本発明の開示から、他の変形及び変更が当業者に明らかである。このような変形及び変更は、当該技術分野で既に知られている特徴やここに記載された特徴に代えて又は加えて使用可能な他の特徴を含んでよい。
添付の特許請求の範囲は特定の特徴の組合せについて記載しているが、ここに明示的に又は暗示的に開示したいかなる新規な特徴又は特徴の如何なる組合せも、それが何れかの請求項に記載された発明と同一であるか否かにかかわらず、本発明が解決する技術的課題と同じ課題の一部又は前部を解決するか否かにかかわらず、本発明の開示の範囲に含まれるものと解されるべきである。
別々の実施例に関連して記載された特徴は単一の実施例に組み合わせて設けもよい。逆に、単一の実施例に関連して略して記載された種々の特徴は個別に又は任意の組合せで設けてもよい。本出願人は、ここに、この出願又はこの出願から継続された出願が手続に継続中に、前記の特徴及び/又は前記の特徴の組合せについて新しい請求項を提出することがあり得ることを明記する。
既知のスイッチモード電源(SMPS)の回路配置を示す。 既知のSMPSの基本バーストモード構成における回路配置を示す。 図2の回路配置に対するバーストモード信号波形を示す。 本発明の一実施例によるSMPS回路の回路配置を示す。 図4の実施例のSMPS回路に存在する波形例を示す。

Claims (11)

  1. スイッチングサイクルを有する第1の動作モードと第2のノーマル動作モードとを有する電力変換回路であって、
    前記電力変換回路は、変成器の一次側にあって電力を受け取る入力端子と、変成器の二次側にあって出力電力を負荷に供給する出力端子と、前記変成器の一次側にあって前記変成器の一次側から二次側への電力のスイッチングを制御するコントローラとを有するスイッチモード電力段を具え、
    前記電力変換回路は、更に、前記変成器の二次側に、前記第1の動作モードにおけるスイッチングサイクルの終了を指示する帰還信号を前記コントローラの制御入力端子に供給する帰還回路を具える、
    ことを特徴とする電力変換回路。
  2. 前記スイッチモード電力段は、更に、前記変成器の二次側に並列に結合された、前記第1の動作モード中に電荷を蓄積するバッファキャパシタを具え、前記帰還回路は、前記バッファキャパシタ間の電圧の低下に応答して前記第1の動作モードにおけるスイッチングサイクルの終了を指示する信号を供給することを特徴とする請求項1記載の電力変換回路。
  3. 前記第1の動作モードはスタンバイバーストモードであり、前記第2の動作モードはノーマル動作モードであり、前記帰還回路は、前記バーストモードスイッチングサイクルの開始と終了の両方を指示する帰還信号を供給することを特徴とする請求項1又は2記載の電力変換回路。
  4. 前記帰還回路は、
    前記ノーマル動作モードにおける出力電圧を調整するため、及び
    前記スタンバイ動作モードのバーストモードスイッチングサイクルの開始と終了を指指示するるために、
    帰還信号を前記コントローラの制御入力端子に供給するように構成され、
    前記バーストモードスイッチングサイクルの終了を指示する帰還信号が前記変成器の一次側から二次側への電力のスイッチングの開始を始めさせることを特徴とする請求項3記載の電力変換回路。
  5. 前記帰還回路は、前記スタンバイ動作モードにおけるバーストモードスイッチングサイクルにおいて、前記バーストモードスイッチングサイクルの開始を指示するために、最初に帰還信号を前記制御端子に第1の信号レベルで供給し、その後、前記変成器の二次側のバッファキャパシタが所定の最小レベルに放電するまで帰還信号を第2の信号レベルで前記制御入力端子に供給するように構成されていることを特徴とする請求項4記載の電力変換回路。
  6. 前記バッファキャパシタが前記所定の最小レベルに放電されたとき、前記帰還回路は帰還信号を第3の信号レベルで前記制御入力端子に供給するように構成され、前記第3の信号レベルがバーストモードスイッチングサイクルの終了を示すことを特徴とする請求項5記載の電力変換回路。
  7. 前記帰還回路は前記データ変換回路の動作モードを切り替えるスイッチを含み、スタンバイ動作モードからノーマル動作モードへ切り替える前記スイッチの動作に応答して、前記帰還回路は、前記バッファキャパシタの前記所定の最小レベルへの急放電を検出し、帰還信号を前記第3の信号レベルで供給することによってノーマル動作モードにおける前記変成器の一次側から二次側への電力のスイッチングの開始を指示するように構成されていることを特徴とする請求項5又は6に記載の電力変換回路。
  8. 前記第3の信号レベルは前記第2の信号レベルより低く、前記第2のシステムレベルは前記第1の信号レベルより低いことを特徴とする請求項7記載の電力変換回路。
  9. 前記帰還回路は、帰還信号を前記データ変換回路の動作状態を示す第4の信号レベルで前記制御入力端子に供給するよう構成されていることを特徴とする請求項1記載の電力変換回路。
  10. 請求項1−9のいずれかに記載の電力変換回路を内包する電力電子デバイス。
  11. 変成器の一次側にあって電力を受け取る入力端子と、変成器の二次側にあって出力電力を負荷に供給する出力端子と、前記変成器の一次側にあって前記変成器の一次側から二次側への電力のスイッチングを制御するコントローラと、前記変成器の二次側にあって前記変成器の二次側のノードにおける電圧出力レベルに応じて帰還信号を前記コントローラの制御入力端子に供給する帰還回路とを有するスイッチモード電力段を具えている電力変換回路を、スイッチングサイクルを有する第1の動作モードで動作させる方法であって、前記方法は、
    前記帰還回路が前記ノードにおける最大電圧レベルの検出に応答して、帰還信号を第1の信号レベルで供給し、
    前記第1の信号レベルの帰還信号に応答して、前記変成器の一次側から二次側への電力のスイッチングを停止させ、
    その後、帰還信号を第2の信号レベルで供給し、
    前記帰還回路が前記ノードにおける最小電圧出力レベルの検出に応答して、帰還信号を第3の信号レベルで供給し、
    前記第3の信号レベルの帰還信号に応答して、前記変成器の一次側から二次側への電力のスイッチングを開始させる、
    ことを特徴とする電力変換回路の動作方法。
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