JP2003324948A - 出力過電流保護回路、及び該出力過電流保護回路を備えた定電圧スイッチング電源回路 - Google Patents

出力過電流保護回路、及び該出力過電流保護回路を備えた定電圧スイッチング電源回路

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JP2003324948A JP2002133292A JP2002133292A JP2003324948A JP 2003324948 A JP2003324948 A JP 2003324948A JP 2002133292 A JP2002133292 A JP 2002133292A JP 2002133292 A JP2002133292 A JP 2002133292A JP 2003324948 A JP2003324948 A JP 2003324948A
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Abstract

(57)【要約】 【課題】定電圧スイッチング電源回路の直流電圧出力側
がショートされた際に、直流電圧出力側に過電流が流れ
てしまうことを防止する。 【解決手段】直流出力電圧側に接続される負荷を無限大
から０へ変化させていくと、スイッチングトランジスタ
Ｑ１が出力する高周波パルスのＯＮデューティーが長く
なり、ある長さになると、第２の一次側巻線Ｐ２に誘起
される電圧のＯＮデューティーの電圧が低下する。コン
デンサＣ２３の放電電流が小さくなって「ＣＲ積分回
路」の出力電圧が上昇し、動作電圧規定用ツェナーダイ
オードＺＤ２１のツェナー電圧を超え、アノード側に
「ＣＲ積分回路」の出力電圧が出力されて「スイッチン
グトランジスタＯＦＦ回路」が動作する。前記トランジ
スタＱ１のゲートは、ダイオードＤ２１、トランジスタ
Ｑ２１及びトランジスタＱ２２を介して放電され、該ト
ランジスタＱ１がＯＦＦする電圧まで低下する。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本願発明は、定電圧スイッチ
ング電源回路の出力過電流保護回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】定電圧スイッチング電源回路は、スイッ
チングトランジスタがＯＮ−ＯＦＦのスイッチ動作を繰
り返すだけなので、不要な電力をトランジスタで熱とし
て放出することが少ない。また、変圧器も小型で損失の
少ない高周波トランスを使用しているので、電力損失が
少ないという利点がある。図４は、従来の定電圧スイッ
チング電源回路の一例を示した回路図である。
【０００３】整流ブリッジＤＢ１とコンデンサＣ１１か
ら成る「平滑回路」で、ＡＣ電源Ｖｉｎの交流電圧を平
滑して直流電圧に変換する。その直流電圧をスイッチン
グトランジスタ（電界効果トランジスタ）Ｑ１でスイッ
チングして高周波パルスに変換する。さらに、高周波パ
ルスを高周波トランスＴ１で変圧し、「高周波整流回
路」で再び直流電圧に戻してＶｏｕｔ端子とＧＮＤ端子
間に出力する。出力電圧に変動があると、「電圧比較検
出部」が電圧変動を検出し、フォトカプラＰＣ１を介し
て「デューディー比制御部」へ伝える。「デューティー
比制御部」は、スイッチングトランジスタＱ１のＯＮ−
ＯＦＦ間隔を変えて、高周波パルスのデューティー比を
コントロールする。高周波パルスの平均電圧が直流出力
電圧となり、デューティー比によって出力電圧がコント
ロールされるので、直流出力電圧が高いときには、ＯＮ
デューティーを狭く、直流出力電圧が低いときは、ＯＮ
デューティーを広くなるように高周波パルスのデューテ
ィー比を制御する。
【０００４】このような構成を成す従来の定電圧スイッ
チング電源回路は、ＡＣ電源Ｖｉｎの交流電圧が、整流
ブリッジＤＢ１とコンデンサＣ１１から成る平滑回路に
よって直流電圧に変換され、その直流電圧によって、起
動抵抗Ｒ１に電流が流れてスイッチングトランジスタＱ
１のゲート電圧が上昇する。すると、スイッチングトラ
ンジスタＱ１がＯＮして高周波トランスＴ１の第１の一
次側巻線Ｐ１に電圧が発生し、位相が反転された巻き数
に応じた電圧が第２の一次側巻線Ｐ２に発生する。第２
の一次側巻線Ｐ２に発生した電圧は、コンデンサＣ１及
び抵抗Ｒ２を介してスイッチングトランジスタＱ１のゲ
ートに＋の正帰還をかけ、トランジスタＱ２のベース
は、直流出力電圧の変動をフィードバックしているフォ
トカプラＰＣ１のカプラ電流と、ツェナーダイオードＺ
Ｄ１を流れる電流にて充電される。
【０００５】第１の一次側巻線Ｐ１に電流が流れると、
高周波トランスＴ１の二次側巻線Ｓ１にも電流が流れよ
うとするが、ダイオードＤ１により電流は流れないた
め、エネルギーが高周波トランスＴ１に蓄えられる。そ
して、トランジスタＱ２のベース電圧がＯＮ電圧に達す
ると、スイッチングトランジスタＱ１がターンＯＦＦ
し、二次側巻線Ｓ１からエネルギーが伝達される。第２
の一次側巻線Ｐ２には逆バイアスが掛かり、トランジス
タＱ２のベースが放電される。高周波トランスＴ１に蓄
えられたエネルギーが二次側巻線Ｓ１から全て放出され
ると、逆起電力により再びスイッチングトランジスタＱ
１がターンＯＮを始める。
【０００６】以上の動作を繰り返すことによって高周波
パルスが発生する。そして、直流出力電圧の変動をフィ
ードバックしているフォトカプラＰＣ１のカプラ電流に
よってトランジスタＱ２がＯＮ−ＯＦＦ制御される。そ
れによって、スイッチングトランジスタＱ１がＯＮ−Ｏ
ＦＦ制御されて、高周波パルスのデューティー比が制御
され、直流出力電圧には、ツェナーダイオードＺＤ２に
よって規定される電圧が安定して出力されることにな
る。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】図５は、従来の定電圧
スイッチング電源回路における高周波トランスＴ１の一
次側巻線の電圧波形と、トランジスタＱ２のベース−エ
ミッタ間の電圧波形を示したものである。また、図６
は、従来の定電圧スイッチング電源回路の直流出力電圧
に対する直流出力電流の特性を示したグラフである。
【０００８】ここで、直流電圧出力側の負荷を無限大〜
０まで減らしていくと負荷に流れる電流が増加し、スイ
ッチングトランジスタＱ１のＯＮデューティー（第１の
一次側巻線Ｐ１に発生する電圧のＯＮデューティー）が
長くなっていく。そして、あるＯＮデューティーの長さ
になると、トランジスタＱ２のベースは、フォトカプラ
ＰＣ１がＯＮしなくても充電されるようになり、それに
よって、直流出力電圧が低下していく（図６の符号Ａで
示した点）。直流出力電圧が低下していくと、スイッチ
ングトランジスタＱ１のＯＮデューティーの電圧、つま
り、第１の一次側巻線Ｐ１に発生する電圧（図４のＰ１
波形）のＯＮデューティーの電圧が低下していく（図４
のＰ１波形の一点鎖線で示した波形）。それによって、
第２の一次側巻線Ｐ２に発生する電圧（図４のＰ２波
形）のＯＮデューティーの電圧も低下していき（図４の
Ｐ２波形の一点鎖線で示した波形）、トランジスタＱ２
の負へのバイアス電圧（ベース−エミッタ間電圧）が浅
くなっていって（図４のＱ２Ｖｂｅ波形の一点鎖線で示
した波形）、トランジスタＱ２がＯＮしやすくなってい
く。したがって、直流電圧の出力特性としては、フォー
ルドバックとなる。
【０００９】さらに直流出力電圧が低下していくことに
よって、第２の一次側巻線Ｐ２の電圧が低下していき、
ツェナーダイオードＺＤ１のツェナー電圧以下になる
と、トランジスタＱ２をＯＮすることができなくなる。
すると、トランジスタＱ２でスイッチングトランジスタ
Ｑ１を連続駆動できなくなり、スイッチングトランジス
タＱ１が間欠発振を始める（図６の符号Ｂで示した
点）。この間欠発振のＯＮ時間は、起動抵抗Ｒ１とコン
デンサＣ２との時定数によって決定され、ＯＦＦ時間
は、負荷で決定されるので、負荷が重いほど間欠発振周
期が速くなり、直流電圧出力側をショートした状態で出
力電流が最大となる（図６の符号Ｃで示した点）。
【００１０】このように、直流電圧出力側をショートし
た状態で出力電流が最大となってしまうので、この定電
圧スイッチング電源回路を搭載した装置の負荷側に何ら
かの異常やショートモード故障等が生じて直流電圧出力
側がショートされると、ショートしているところに過電
流が流れる虞がある。
【００１１】本願発明は、このような状況に鑑み成され
たものであり、その課題は、定電圧スイッチング電源回
路の直流電圧出力側がショートされた際に、直流電圧出
力側に過電流が流れてしまうことを防止することにあ
る。
【００１２】
【課題を解決するための手段】上記課題を達成するた
め、本願請求項１に記載の発明は、交流電源が出力する
交流電圧を直流電圧に変換する平滑回路と、該平滑回路
が出力する直流電圧を高周波パルスに変換するスイッチ
ングトランジスタと、該スイッチングトランジスタが出
力する高周波パルスを変圧する高周波トランスと、該高
周波トランスによって変圧された高周波パルスを整流し
て直流出力電圧を得る高周波整流回路と、前記直流出力
電圧の電圧変動を検出する電圧比較検出部と、該電圧比
較検出部が検出した電圧変動に応じて前記スイッチング
トランジスタが出力する高周波パルスのデューティー比
を調節するデューティー比制御部とを備えた定電圧スイ
ッチング電源回路の出力過電流保護回路であって、前記
スイッチングトランジスタが出力する高周波パルスのデ
ューティー比を監視し、ＯＮデューティーの比率が所定
の比率に達した時点で、前記スイッチングトランジスタ
をＯＦＦにする、ことを特徴とした出力過電流保護回路
である。
【００１３】直流電圧出力側に接続されている負荷が重
くなっていくと、スイッチングトランジスタのＯＮデュ
ーティーが長くなっていく。そこで、スイッチングトラ
ンジスタのＯＮデューティーの長さ、つまり、ＯＮデュ
ーティーの比率が所定の比率に達した時点で、スイッチ
ングトランジスタをＯＦＦにして高周波トランスへの高
周波パルス出力を停止する。それによって、ＯＮデュー
ティーの比率が所定の比率に達した時点で、つまり、直
流電圧出力側に過電流が流れる前に、高周波トランスへ
のエネルギーの供給が行われなくなるので、直流電圧出
力側に電流が流れなくなり、直流電圧出力側に過電流が
流れることを防止することができる。
【００１４】これにより、本願請求項１に記載の発明に
係る出力過電流防止回路によれば、直流電圧出力側に過
電流が流れる前に、直流電圧出力側に電流が流れなくな
って、直流電圧出力側に過電流が流れることを防止する
ことができるので、定電圧スイッチング電源回路の直流
電圧出力側がショートされた際に、直流電圧出力側に過
電流が流れてしまうことを防止することができるという
作用効果が得られる。
【００１５】本願請求項２に記載の発明は、請求項１に
おいて、前記スイッチングトランジスタが出力する高周
波パルスのデューティー比を監視し、ＯＮデューティー
の比率が所定の比率以上になったときに所定の直流電圧
を出力するデューティー比監視回路と、該デューティー
比監視回路から所定の直流電圧が出力された時点で、前
記スイッチングトランジスタのベース電圧を、該スイッ
チングトランジスタがＯＦＦとなる一定の電圧に維持す
るスイッチングトランジスタＯＦＦ回路とを備える、こ
とを特徴とした出力過電流保護回路である。
【００１６】本願請求項２に記載の発明に係る出力過電
流防止回路によれば、デューティー比監視回路と、スイ
ッチングトランジスタＯＦＦ回路とによって、スイッチ
ングトランジスタが出力する高周波パルスのＯＮデュー
ティーの比率が所定の比率に達した時点で、スイッチン
グトランジスタをＯＦＦにすることができ、それによっ
て、前述した本願請求項１に記載の発明による作用効果
を得ることができる。
【００１７】本願請求項３に記載の発明は、請求項２に
おいて、前記高周波トランスは、前記スイッチングトラ
ンジスタが出力する高周波パルスが印加される第１の一
次側巻線と、該第１の一次側巻線に印加された高周波パ
ルスが誘起される第２の一次側巻線とを備え、前記デュ
ーティー比監視回路は、前記第２の一次側巻線に誘起さ
れた高周波パルスのデューティー比を監視する、ことを
特徴とした出力過電流保護回路である。
【００１８】第２の一次側巻線には、第１の一次側巻線
に印加された高周波パルスが、第１の一次側巻線と第２
の一次側巻線との巻線比に応じた電圧で誘起される。し
たがって、デューティー比監視回路が第２の一次側巻線
に誘起される高周波パルスのデューティー比を監視する
ことで、スイッチングトランジスタが出力する高周波パ
ルスのデューティー比を監視することができる。
【００１９】これにより、本願請求項３に記載の発明に
係る出力過電流防止回路によれば、デューティー比監視
回路が第２の一次側巻線に誘起される高周波パルスのデ
ューティー比を監視することで、スイッチングトランジ
スタが出力する高周波パルスのデューティー比を監視す
ることができ、それによって、前述した本願請求項２に
記載の発明による作用効果を得ることができる。
【００２０】本願請求項４に記載の発明は、請求項３に
おいて、前記デューティー比監視回路は、前記第２の一
次側巻線の電圧を積分して出力するＣＲ積分回路と、動
作電圧規定用ツェナーダイオードとを備え、前記ＣＲ積
分回路の出力電圧を前記動作電圧規定用ツェナーダイオ
ードのカソード側に入力し、前記ＣＲ積分回路の出力電
圧が前記動作電圧規定用ツェナーダイオードのツェナー
電圧を超えることで前記動作電圧規定用ツェナーダイオ
ードのアノード側に出力される前記積分回路の出力電圧
によって、前記スイッチングトランジスタＯＦＦ回路が
動作する、ことを特徴とした出力過電流保護回路であ
る。
【００２１】直流電圧出力側に流れる電流が増加する
と、第２の一次側巻線に誘起される高周波パルスのＯＮ
デューティーが長くなるので、第２の一次側巻線の電圧
を積分して出力するＣＲ積分回路の出力電圧が上昇す
る。そこで、直流電圧出力側に過電流が流れる前に、第
２の一次側巻線に誘起される高周波パルスのデューティ
ー比によるＣＲ積分回路の出力電圧が、動作電圧規定用
ツェナーダイオードのツェナー電圧になるようにＣＲ積
分回路の時定数等を設定する。
【００２２】このような構成を成すデューティー比監視
回路は、第２の一次側巻線に誘起される高周波パルスの
ＯＮデューティーの比率が所定の比率に達した時点で、
つまり、直流電圧出力側に過電流が流れる前に、ＣＲ積
分回路の出力電圧が動作電圧規定用ツェナーダイオード
のツェナー電圧まで上昇する。すると、ＣＲ積分回路の
出力電圧が動作電圧規定用ツェナーダイオードのアノー
ド側に出力され、その電圧によってスイッチングトラン
ジスタＯＦＦ回路が動作する。したがって、スイッチン
グトランジスタＯＦＦ回路が動作するときの第２の一次
側巻線に誘起される高周波パルスのＯＮデューティーの
比率は、デューティー比監視回路のＣＲ積分回路の時定
数と、動作電圧規定用ツェナーダイオードのツェナー電
圧によって決定されることになる。
【００２３】これにより、本願請求項４に記載の発明に
係る出力過電流防止回路によれば、第２の一次側巻線の
電圧を積分して出力するＣＲ積分回路と、ＣＲ積分回路
が出力する電圧がツェナー電圧に達した時点でスイッチ
ングトランジスタＯＦＦ回路を動作させる動作電圧規定
用ツェナーダイオードとによって、第２の一次側巻線に
誘起される高周波パルスのＯＮデューティーの比率が所
定の比率に達した時点でスイッチングトランジスタＯＦ
Ｆ回路を動作させることができ、それによって、前述し
た本願請求項３に記載の発明による作用効果を得ること
ができる。
【００２４】本願請求項５に記載の発明は、請求項４に
おいて、前記デューティー比監視回路は、放電電流制限
用ツェナーダイオードを備え、前記第２の一次側巻線に
誘起される高周波パルスの負の電圧が前記放電電流制限
用ツェナーダイオードのツェナー電圧未満になったとき
に、前記ＣＲ積分回路のコンデンサから放電される電流
が、前記放電電流制限用ツェナーダイオードに制限され
て前記ＣＲ積分回路の出力電圧が上昇する、ことを特徴
とした出力過電流保護回路である。
【００２５】第２の一次側巻線に誘起される高周波パル
スの負の電圧が、放電電流制限用ツェナーダイオードの
ツェナー電圧未満になると、ＣＲ積分回路のコンデンサ
から放電される電流が放電電流制限用ツェナーダイオー
ドによって制限された状態で、第２の一次側巻線に誘起
される高周波パルスの正の電圧によってＣＲ積分回路の
コンデンサに充電される。したがって、コンデンサの放
電電流が減少し、ＣＲ積分回路の出力電圧が一気に上昇
して、スイッチングトランジスタＯＦＦ回路が動作する
ことになる。
【００２６】したがって、直流電圧出力側に流れる電流
が急激に増加した場合においても、第２の一次側巻線に
誘起される高周波パルスの負の電圧が放電電流制限用ツ
ェナーダイオードのツェナー電圧未満になった時点か
ら、短時間でスイッチングトランジスタＯＦＦ回路を動
作させることができる。
【００２７】これにより、本願請求項５に記載の発明に
係る出力過電流防止回路によれば、本願請求項４に記載
の発明による作用効果に加えて、直流電圧出力側の負荷
がいきなりショートされた場合においても、第２の一次
側巻線に誘起される高周波パルスの負の電圧が放電電流
制限用ツェナーダイオードのツェナー電圧未満になった
時点から短時間でスイッチングトランジスタＯＦＦ回路
を動作させることができるので、過電流に対して直流出
力電圧を停止させるレスポンスを向上させることができ
るという作用効果が得られる。また、ＣＲ積分回路のコ
ンデンサへの充電速度が速くなるので、コンデンサの容
量を大きく設定することも可能になり、ＣＲ積分回路の
定数設定の自由度が増すという作用効果も得られる。
【００２８】本願請求項６に記載の発明は、請求項４又
は５において、前記デューティー比監視回路は、前記定
電圧スイッチング電源回路の起動時に、前記ＣＲ積分回
路の出力電圧が前記動作電圧規定用ツェナーダイオード
のツェナー電圧に達する前に、前記第２の一次側巻線の
電圧が前記デューティー比制御部を駆動可能な電圧に達
する如く、前記ＣＲ積分回路の時定数が設定されてい
る、ことを特徴とした出力過電流保護回路である。
【００２９】定電圧スイッチング電源回路の起動時に直
流出力電圧が上昇していていく過程で出力電圧が低い状
態においては、第２の一次側巻線の電圧も低いので、Ｃ
Ｒ積分回路のコンデンサは、ＣＲ積分回路の時定数で充
電され、ＣＲ積分回路の出力電圧が上昇する。そして、
第２の一次側巻線の電圧が上昇し、第２の一次側巻線の
電圧がデューティー比制御部を駆動可能な電圧になる
と、スイッチング動作が始まり、ＣＲ積分回路のコンデ
ンサが充放電を繰り返し、ＣＲ積分回路の出力電圧が徐
々に低下して一定の電圧値になる。したがって、定電圧
スイッチング電源回路の起動時において、スイッチング
動作が始まる前にＣＲ積分回路の出力電圧が上昇し、動
作電圧規定用ツェナーダイオードのツェナー電圧に達し
てしまうと、スイッチングトランジスタＯＦＦ回路が誤
動作してスイッチング動作が停止したままになってしま
う。
【００３０】したがって、定電圧スイッチング電源回路
の起動時に、ＣＲ積分回路の出力電圧が動作電圧規定用
ツェナーダイオードのツェナー電圧に達する前に、第２
の一次側巻線の電圧がデューティー比制御部を駆動可能
な電圧に達するように、ＣＲ積分回路のコンデンサの容
量を設定することによって、定電圧スイッチング電源回
路の起動時に、スイッチングトランジスタＯＦＦ回路が
誤動作して、スイッチング動作が停止したままになって
しまうことを防止することができる。
【００３１】これにより、本願請求項６に記載の発明に
係る出力過電流防止回路によれば、本願請求項４又は５
に記載の発明による作用効果に加えて、定電圧スイッチ
ング電源回路の起動時に、スイッチングトランジスタＯ
ＦＦ回路が誤動作して定電圧スイッチング電源回路が起
動できなくなることを防止することができるという作用
効果が得られる。
【００３２】本願請求項７に記載の発明は、請求項２〜
６のいずれか１項において、前記スイッチングトランジ
スタＯＦＦ回路は、前記デューティー比監視回路が出力
する直流電圧によって動作し、前記スイッチングトラン
ジスタのベース電圧を、該スイッチングトランジスタが
ＯＦＦとなる一定の電圧に維持した後、前記デューティ
ー比監視回路が直流電圧を出力しなくなっても前記スイ
ッチングトランジスタがＯＦＦとなる一定の電圧に維持
し続ける自己保持回路である、ことを特徴とした出力過
電流保護回路である。
【００３３】出力過電流保護回路によって過電流を検出
し、スイッチングトランジスタＯＦＦ回路が動作したと
きは、直流電圧出力側に接続されている負荷側に何らか
の異常が起きている可能性が高い。そのため、出力過電
流保護回路が過電流を検出していない状態に復帰しても
再度、過電流を検出してしまうことになる。したがっ
て、スイッチングトランジスタＯＦＦ回路を自己保持回
路とし、一旦過電流が検出された後は、過電流が検出さ
れていない状態に復帰してもスイッチングトランジスタ
のベース電圧をスイッチングトランジスタがＯＦＦとな
る一定の電圧に維持し続けることによって、直流電圧出
力側に電流が流れない状態を維持し続けることができ
る。
【００３４】これにより、本願請求項７に記載の発明に
係る出力過電流防止回路によれば、本願請求項２〜６の
いずれか１項に記載の発明による作用効果に加えて、一
旦過電流が検出された後は、過電流が検出されていない
状態に復帰しても直流電圧出力側に電流が流れない状態
を維持し続けることができるので、定電圧スイッチング
電源回路の出力過電流保護を、より安全で確実に行うこ
とができるという作用効果が得られる。
【００３５】本願請求項８に記載の発明は、請求項１〜
７のいずれか１項に記載の出力過電流保護回路を備えた
定電圧スイッチング電源回路である。本願請求項８に記
載の発明に係る定電圧スイッチング電源回路によれば、
定電圧スイッチング電源回路において、前述した本願請
求項１〜７のいずれか１項に記載の発明による作用効果
を得ることができる。
【００３６】本願請求項９に記載の発明は、請求項８に
おいて、前記スイッチングトランジスタは、電界効果ト
ランジスタである、ことを特徴とした定電圧スイッチン
グ電源回路である。
【００３７】本願請求項９に記載の発明に係る定電圧ス
イッチング電源回路によれば、本願請求項８に記載の発
明による作用効果に加えて、電界効果トランジスタは、
バイポーラトランジスタより少ない電流で動作させるこ
とができるので、より安定したスイッチング動作が可能
になり、より安定した直流電圧を出力することができる
という作用効果が得られる。
【００３８】
【発明の実施の形態】以下、本願発明の一実施の形態を
図面に基づいて説明する。図１は、本願発明に係る「定
電圧スイッチング電源回路」を示した回路図である。図
２は、本願発明に係る「定電圧スイッチング電源回路」
の要部の電圧波形を示したグラフであり、図３は、本願
発明に係る「定電圧スイッチング電源回路」の直流出力
電圧に対する直流出力電流の特性を示したグラフであ
る。以下、図１〜図３を参照しながら、まず、本願発明
に係る「定電圧スイッチング電源回路」の概略構成につ
いて説明する。
【００３９】整流ブリッジＤＢ１とコンデンサＣ１１か
ら成る「平滑回路」で、ＡＣ電源Ｖｉｎの交流電圧を平
滑して直流電圧に変換する。その直流電圧をスイッチン
グトランジスタＱ１でスイッチングして高周波パルスに
変換する。さらに、高周波パルスを高周波トランスＴ１
で変圧し、「高周波整流回路」で再び直流電圧に戻して
Ｖｏｕｔ端子とＧＮＤ端子間に出力する。出力電圧に変
動があると、「電圧比較検出部」が電圧変動を検出し、
フォトカプラＰＣ１を介して「デューディー比制御部」
へ伝える。「デューティー比制御部」は、スイッチング
トランジスタＱ１のＯＮ−ＯＦＦ間隔を変えて、高周波
パルスのデューティー比をコントロールする。高周波パ
ルスの平均電圧が直流出力電圧となり、デューティー比
によって出力電圧がコントロールされるので、直流出力
電圧が高いときには、ＯＮデューティーを狭く、直流出
力電圧が低いときは、ＯＮデューティーを広くなるよう
に高周波パルスのデューティー比を制御する。
【００４０】尚、当該実施の形態においては、スイッチ
ングトランジスタＱ１は、電界効果トランジスタであ
る。電界効果トランジスタは、バイポーラトランジスタ
と比較して、少ない電流で動作させることができるの
で、より安定したスイッチング動作が可能になり、より
安定した直流電圧を出力することができる。
【００４１】「定電圧スイッチング電源回路」は、本願
発明に係る「出力過電流保護回路」を構成する「デュー
ティー比監視回路」と「スイッチングトランジスタＯＦ
Ｆ回路」とを備えている。「デューティー比監視回路」
は、スイッチングトランジスタＱ１が出力する高周波パ
ルスのデューティー比を監視し、ＯＮデューティーの比
率が所定の比率以上になったときに所定の直流電圧を
「スイッチングトランジスタＯＦＦ回路」へ出力する。
「スイッチングトランジスタＯＦＦ回路」は、「デュー
ティー比監視回路」が出力する直流電圧によって動作
し、その電圧が一定の点圧値以上に上昇した際に、スイ
ッチングトランジスタＱ１のベース電圧をスイッチング
トランジスタＱ１がＯＦＦとなる一定の電圧に維持す
る。
【００４２】次に、本願発明に係る「定電圧スイッチン
グ電源回路」の動作について説明する。ＡＣ電源Ｖｉｎ
の交流電圧は、整流ブリッジＤＢ１とコンデンサＣ１１
から成る平滑回路によって直流電圧に変換され、その直
流電圧によって、起動抵抗Ｒ１に電流が流れてスイッチ
ングトランジスタＱ１のゲート電圧が上昇する。する
と、スイッチングトランジスタＱ１がＯＮして高周波ト
ランスＴ１の第１の一次側巻線Ｐ１に電圧が発生し、位
相が反転された巻き数に応じた電圧が第２の一次側巻線
Ｐ２に発生する。第２の一次側巻線Ｐ２に発生した電圧
は、コンデンサＣ１及び抵抗Ｒ２を介してスイッチング
トランジスタＱ１のゲートに＋の正帰還をかけ、トラン
ジスタＱ２のベースは、直流出力電圧の変動をフィード
バックしているフォトカプラＰＣ１のカプラ電流と、ツ
ェナーダイオードＺＤ１を流れる電流にて充電される。
【００４３】第１の一次側巻線Ｐ１に電流が流れると、
高周波トランスＴ１の二次側巻線Ｓ１にも電流が流れよ
うとするが、ダイオードＤ１により電流は流れないた
め、エネルギーが高周波トランスＴ１に蓄えられる。そ
して、トランジスタＱ２のベース電圧がＯＮ電圧に達す
ると、スイッチングトランジスタＱ１がターンＯＦＦ
し、二次側巻線Ｓ１からエネルギーが伝達される。第２
の一次側巻線Ｐ２には逆バイアスが掛かり、トランジス
タＱ２のベースが放電される。高周波トランスＴ１に蓄
えられたエネルギーが二次側巻線Ｓ１から全て放出され
ると、逆起電力により再びスイッチングトランジスタＱ
１がターンＯＮを始める。
【００４４】以上の動作を繰り返すことによって高周波
パルスが発生する。そして、直流出力電圧の変動をフィ
ードバックしているフォトカプラＰＣ１のカプラ電流に
よってトランジスタＱ２がＯＮ−ＯＦＦ制御される。そ
れによって、スイッチングトランジスタＱ１がＯＮ−Ｏ
ＦＦ制御されて、高周波パルスのデューティー比が制御
され、直流出力電圧には、ツェナーダイオードＺＤ２に
よって規定される電圧が安定して出力されることにな
る。
【００４５】つづいて、本願発明に係る「出力過電流保
護回路」の動作について説明する。前述したように「出
力過電流保護回路」は、「デューティー比監視回路」と
「スイッチングトランジスタＯＦＦ回路」とで構成され
ている。
【００４６】「デューティー比監視回路」は、コンデン
サＣ２３と抵抗Ｒ２３とから成る「ＣＲ積分回路」と、
動作電圧規定用ツェナーダイオードＺＤ２１と、放電電
流制限用ツェナーダイオードＺＤ２２とを有している。
第２の一次側巻線Ｐ２に誘起される高周波パルス（図２
のＰ２波形）に応じて、第２の一次側巻線Ｐ２の両端に
発生する電圧の極性が反転するので、コンデンサＣ２３
の＋側の電圧、つまり、「ＣＲ積分回路」の出力電圧
は、コンデンサＣ２３が放電電流制限用ツェナーダイオ
ードＺＤ２２、抵抗Ｒ２２、及び抵抗Ｒ２３を介して充
放電を繰り返しながら、コンデンサＣ２３と抵抗Ｒ２３
との時定数で積分された一定の正側の電圧を維持する。
【００４７】ここで、直流出力電圧側に接続される負荷
を無限大から０へ変化させていくと、スイッチングトラ
ンジスタＱ１が出力する高周波パルス（図２のＰ１波
形）のデューティー比は、ＯＮデューティーが長くな
る、つまり、ＯＮデューティー比率が増加する。そし
て、あるＯＮデューティーの長さになると、トランジス
タＱ２のベースは、フォトカプラＰＣ１がＯＮしなくて
も充電されるようになり、それによって、直流出力電圧
が低下していく（図３の符号Ａで示した点）。直流出力
電圧が低下していくと、スイッチングトランジスタＱ１
のＯＮデューティーの電圧、つまり、第１の一次側巻線
Ｐ１に発生する電圧のＯＮデューティーの電圧が低下す
る（図２のＰ１波形の一点鎖線で示した波形）。それに
よって、第２の一次側巻線Ｐ２に発生する電圧のＯＮデ
ューティーの電圧も低下し（図２のＰ２波形の一点鎖線
で示した波形）、トランジスタＱ２の負へのバイアス電
圧（ベース−エミッタ間電圧）が浅くなって（図２のＱ
２Ｖｂｅ波形の一点鎖線で示した波形）、トランジスタ
Ｑ２がＯＮしやすくなる。また、コンデンサＣ２２の負
へのバイアス電圧が小さくなり（図２のＣ２２波形）、
それによって、コンデンサＣ２３の放電電流が小さくな
って「ＣＲ積分回路」の出力電圧が上昇する（図２のＣ
２３波形）。
【００４８】さらに、直流出力電圧が低下すると、さら
に第２の一次側巻線Ｐ２に発生する電圧のＯＮデューテ
ィーの電圧が低下し、放電電流制限用ツェナーダイオー
ドＺＤ２２のツェナー電圧未満になったときに、コンデ
ンサＣ２３の放電電流が放電電流制限用ツェナーダイオ
ードＺＤ２２に制限されて「ＣＲ積分回路」の出力電圧
が一気に上昇する。それによって、直流電圧出力側に流
れる電流が急激に増加した場合においても、短時間で
「スイッチングトランジスタＯＦＦ回路」を動作させる
ことができるので、過電流に対して直流出力電圧を停止
させるレスポンスを向上させることができる。そして、
「ＣＲ積分回路」の出力電圧が動作電圧規定用ツェナー
ダイオードＺＤ２１のツェナー電圧を超え、動作電圧規
定用ツェナーダイオードＺＤ２１のアノード側に「ＣＲ
積分回路」の出力電圧が出力され、その電圧で「スイッ
チングトランジスタＯＦＦ回路」が動作する。尚、抵抗
Ｒ２１は、動作電圧規定用ツェナーダイオードＺＤ２１
に流れる電流を制限するためのものである。
【００４９】「スイッチングトランジスタＯＦＦ回路」
は、「デューティー比監視回路」が出力する直流電圧、
つまり、動作電圧規定用ツェナーダイオードＺＤ２１の
アノード側に出力された「ＣＲ積分回路」の出力電圧に
よって動作し、スイッチングトランジスタＱ１のベース
電圧を、スイッチングトランジスタＱ１がＯＦＦとなる
一定の電圧に維持する。動作電圧規定用ツェナーダイオ
ードＺＤ２１のアノード側に出力された電圧によって、
トランジスタＱ２２がＯＮし、それによって、トランジ
スタＱ２１がＯＮし、スイッチングトランジスタＱ１の
ゲートは、ダイオードＤ２１、トランジスタＱ２１、及
びトランジスタＱ２２を介して放電されて、スイッチン
グトランジスタＱ１がＯＦＦする電圧まで低下する。
【００５０】そして、「スイッチングトランジスタＯＦ
Ｆ回路」は、自己保持回路になっており、トランジスタ
Ｑ２１のコレクタ電流がトランジスタＱ２２のベースに
流れることによって、トランジスタＱ２２のＯＮ状態が
保持される。よって、「ＣＲ積分回路」の出力電圧が動
作電圧規定用ツェナーダイオードＺＤ２１のツェナー電
圧未満に低下しても、トランジスタＱ２１及びトランジ
スタＱ２２のＯＮ状態が保持され、スイッチングトラン
ジスタＱ１のゲート電圧をスイッチングトランジスタＱ
１がＯＦＦする電圧に維持し続けることができる。尚、
コンデンサＣ２１は、ノイズによる「スイッチングトラ
ンジスタＯＦＦ回路」の誤動作を防止するためのもので
ある。
【００５１】また、第２の一次側巻線Ｐ２の電圧が低下
してツェナーダイオードＺＤ１のツェナー電圧以下にな
って、トランジスタＱ２でスイッチングトランジスタＱ
１を連続駆動できなくなり、スイッチングトランジスタ
Ｑ１が間欠発振を始める（図２の符号Ｂで示した点）前
に「スイッチングトランジスタＯＦＦ回路」が動作する
ように（図２の符号Ｄで示した点）、「ＣＲ積分回路」
のコンデンサＣ２３の容量と抵抗Ｒ２３の抵抗値、及び
動作電圧規定用ツェナーダイオードＺＤ２１と放電電流
制限用ツェナーダイオードＺＤ２２のツェナー電圧値を
設定する。
【００５２】さらに、「定電圧スイッチング電源回路」
の起動時に、「ＣＲ積分回路」の出力電圧が動作電圧規
定用ツェナーダイオードＺＤ２１のツェナー電圧に達す
る前に、第２の一次側巻線Ｐ２の電圧が「デューティー
比制御部」を駆動可能な電圧に達するように、「ＣＲ積
分回路」の時定数をコンデンサＣ２３の容量と抵抗Ｒ２
３の抵抗値によって設定する。それによって、「定電圧
スイッチング電源回路」の起動時に「スイッチングトラ
ンジスタＯＦＦ回路」誤動作してスイッチング動作が停
止し、「定電圧スイッチング電源回路」が起動できなく
なってしまうことを防止することができる。尚、「ＣＲ
積分回路」の時定数は、「定電圧スイッチング電源回
路」の起動時に「スイッチングトランジスタＯＦＦ回
路」誤動作しない範囲において、なるべく小さい時定数
にするほうが、直流出力電源側がショートした際に、よ
り短時間でスイッチングトランジスタＱ１のスイッチン
グ動作を停止できるので、より好ましいと言える。ま
た、トランジスタＱ２２がＯＮするのに必要な電流がト
ランジスタＱ２２のベースに供給されるように、抵抗Ｒ
２１、抵抗Ｒ２３、及び抵抗Ｒ２４の合成抵抗値に留意
する必要がある。
【００５３】このようにして、「定電圧スイッチング電
源回路」の直流電圧出力側がショートされた際には、ス
イッチングトランジスタＱ１のスイッチング動作による
高周波パルスが発生しなくなり、「定電圧スイッチング
電源回路」の直流出力電圧側に過電流が流れてしまうこ
とを防止することができる。
【００５４】また、他の実施の形態としては、上記実施
の形態において、スイッチングトランジスタＱ１をバイ
ポーラトランジスタとした「定電圧スイッチング電源回
路」が挙げられる。バイポーラトランジスタは、電界効
果トランジスタと比較して消費電力が大きく、その分ス
イッチング特性がやや劣るが安価なので、「定電圧スイ
ッチング電源回路」のコストを低減させることができ
る。
【００５５】尚、本願発明は上記実施例に限定されるこ
となく、特許請求の範囲に記載した発明の範囲内で、種
々の変形が可能であり、それらも本願発明の範囲内に含
まれるものであることは言うまでもない。
【００５６】
【発明の効果】本願発明によれば、定電圧スイッチング
電源回路の直流電圧出力側がショートされた際に、直流
電圧出力側に過電流が流れてしまうことを防止すること
ができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本願発明に係る「定電圧スイッチング電源回
路」を示した回路図である。
【図２】本願発明に係る「定電圧スイッチング電源回
路」の要部の電圧波形を示したグラフである。
【図３】本願発明に係る「定電圧スイッチング電源回
路」の直流出力電圧に対する直流出力電流の特性を示し
たグラフである。
【図４】従来の定電圧スイッチング電源回路の一例を示
した回路図である。
【図５】従来の定電圧スイッチング電源回路における高
周波トランスの一次側巻線の電圧波形と、デューティー
比制御部のトランジスタのベース−エミッタ間電圧波形
を示したものである。
【図６】従来の定電圧スイッチング電源回路の直流出力
電圧に対する直流出力電流の特性を示したグラフであ
る。
【符号の説明】
Ｖｉｎ ＡＣ電源 ＤＢ１ 整流ブリッジ Ｑ１ スイッチングトランジスタ Ｒ１ 起動抵抗 ＰＣ１ フォトカプラ Ｔ１ 高周波トランス Ｐ１ 第１の一次側巻線 Ｐ２ 第２の一次側巻線 Ｓ 二次側巻線 ＺＤ２１ 動作電圧規定用ツェナーダイオード ＺＤ２２ 放電電流制限用ツェナーダイオード

Claims (9)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 交流電源が出力する交流電圧を直流電圧
    に変換する平滑回路と、該平滑回路が出力する直流電圧
    を高周波パルスに変換するスイッチングトランジスタ
    と、該スイッチングトランジスタが出力する高周波パル
    スを変圧する高周波トランスと、該高周波トランスによ
    って変圧された高周波パルスを整流して直流出力電圧を
    得る高周波整流回路と、前記直流出力電圧の電圧変動を
    検出する電圧比較検出部と、該電圧比較検出部が検出し
    た電圧変動に応じて前記スイッチングトランジスタが出
    力する高周波パルスのデューティー比を調節するデュー
    ティー比制御部とを備えた定電圧スイッチング電源回路
    の出力過電流保護回路であって、 前記スイッチングトランジスタが出力する高周波パルス
    のデューティー比を監視し、ＯＮデューティーの比率が
    所定の比率に達した時点で、前記スイッチングトランジ
    スタをＯＦＦにする、ことを特徴とした出力過電流保護
    回路。
  2. 【請求項２】 請求項１において、前記スイッチングト
    ランジスタが出力する高周波パルスのデューティー比を
    監視し、ＯＮデューティーの比率が所定の比率以上にな
    ったときに所定の直流電圧を出力するデューティー比監
    視回路と、該デューティー比監視回路から所定の直流電
    圧が出力された時点で、前記スイッチングトランジスタ
    のベース電圧を、該スイッチングトランジスタがＯＦＦ
    となる一定の電圧に維持するスイッチングトランジスタ
    ＯＦＦ回路とを備える、ことを特徴とした出力過電流保
    護回路。
  3. 【請求項３】 請求項２において、前記高周波トランス
    は、前記スイッチングトランジスタが出力する高周波パ
    ルスが印加される第１の一次側巻線と、該第１の一次側
    巻線に印加された高周波パルスが誘起される第２の一次
    側巻線とを備え、前記デューティー比監視回路は、前記
    第２の一次側巻線に誘起された高周波パルスのデューテ
    ィー比を監視する、ことを特徴とした出力過電流保護回
    路。
  4. 【請求項４】 請求項３において、前記デューティー比
    監視回路は、前記第２の一次側巻線の電圧を積分して出
    力するＣＲ積分回路と、動作電圧規定用ツェナーダイオ
    ードとを備え、前記ＣＲ積分回路の出力電圧を前記動作
    電圧規定用ツェナーダイオードのカソード側に入力し、
    前記ＣＲ積分回路の出力電圧が前記動作電圧規定用ツェ
    ナーダイオードのツェナー電圧を超えることで前記動作
    電圧規定用ツェナーダイオードのアノード側に出力され
    る前記積分回路の出力電圧によって、前記スイッチング
    トランジスタＯＦＦ回路が動作する、ことを特徴とした
    出力過電流保護回路。
  5. 【請求項５】 請求項４において、前記デューティー比
    監視回路は、放電電流制限用ツェナーダイオードを備
    え、前記第２の一次側巻線に誘起される高周波パルスの
    負の電圧が前記放電電流制限用ツェナーダイオードのツ
    ェナー電圧未満になったときに、前記ＣＲ積分回路のコ
    ンデンサから放電される電流が、前記放電電流制限用ツ
    ェナーダイオードに制限されて前記ＣＲ積分回路の出力
    電圧が上昇する、ことを特徴とした出力過電流保護回
    路。
  6. 【請求項６】 請求項４又は５において、前記デューテ
    ィー比監視回路は、前記定電圧スイッチング電源回路の
    起動時に、前記ＣＲ積分回路の出力電圧が前記動作電圧
    規定用ツェナーダイオードのツェナー電圧に達する前
    に、前記第２の一次側巻線の電圧が前記デューティー比
    制御部を駆動可能な電圧に達する如く、前記ＣＲ積分回
    路の時定数が設定されている、ことを特徴とした出力過
    電流保護回路。
  7. 【請求項７】 請求項２〜６のいずれか１項において、
    前記スイッチングトランジスタＯＦＦ回路は、前記デュ
    ーティー比監視回路が出力する直流電圧によって動作
    し、前記スイッチングトランジスタのベース電圧を、該
    スイッチングトランジスタがＯＦＦとなる一定の電圧に
    維持した後、前記デューティー比監視回路が直流電圧を
    出力しなくなっても前記スイッチングトランジスタがＯ
    ＦＦとなる一定の電圧に維持し続ける自己保持回路であ
    る、ことを特徴とした出力過電流保護回路。
  8. 【請求項８】 請求項１〜７のいずれか１項に記載の出
    力過電流保護回路を備えた定電圧スイッチング電源回
    路。
  9. 【請求項９】 請求項８において、前記スイッチングト
    ランジスタは、電界効果トランジスタである、ことを特
    徴とした定電圧スイッチング電源回路。
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