JP3351464B2 - 自励発振型スイッチング電源装置 - Google Patents
自励発振型スイッチング電源装置Info
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
- H02M3/33523—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters with galvanic isolation between input and output of both the power stage and the feedback loop
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は自励発振型スイッ
チング電源装置に関するものである。
チング電源装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来より自励発振型スイッチング電源装
置としてリンギングチョークコンバータ（Ringing Chok
e Converter ）が多く用いられている。図３は従来のリ
ンギングチョークコンバータの回路図である。同図に示
すように、交流電源ＡＣがヒューズＦおよびラインフィ
ルタＬＰＦを介して整流用のダイオードブリッジＤＢ１
の入力端に接続されていて、このダイオードブリッジＤ
Ｂ１の出力端には平滑用コンデンサＣ１が接続されてい
る。トランスＴの２次巻線Ｎ２の両端には整流用ダイオ
ードＤ３、平滑用コンデンサＣ５からなる整流平滑回路
が設けられている。またこの整流平滑出力部には抵抗Ｒ
９，Ｒ１０からなる抵抗分圧回路と、シャントレギュレ
ータＳＲ、フォトカプラの発光ダイオードＰＤおよび抵
抗Ｒ８による電圧検出回路が設けられている。
置としてリンギングチョークコンバータ（Ringing Chok
e Converter ）が多く用いられている。図３は従来のリ
ンギングチョークコンバータの回路図である。同図に示
すように、交流電源ＡＣがヒューズＦおよびラインフィ
ルタＬＰＦを介して整流用のダイオードブリッジＤＢ１
の入力端に接続されていて、このダイオードブリッジＤ
Ｂ１の出力端には平滑用コンデンサＣ１が接続されてい
る。トランスＴの２次巻線Ｎ２の両端には整流用ダイオ
ードＤ３、平滑用コンデンサＣ５からなる整流平滑回路
が設けられている。またこの整流平滑出力部には抵抗Ｒ
９，Ｒ１０からなる抵抗分圧回路と、シャントレギュレ
ータＳＲ、フォトカプラの発光ダイオードＰＤおよび抵
抗Ｒ８による電圧検出回路が設けられている。
【０００３】トランスＴの１次巻線Ｎ１にはスイッチン
グ用トランジスタＱ１が直列に接続されていて、トラン
スＴの帰還巻線ＮB には、上記フォトカプラの受光素子
であるフォトトランジスタＰＴを含む制御回路が接続さ
れている。また、スイッチング用トランジスタＱ１のゲ
ートと入力電源電圧供給部との間に起動抵抗Ｒ１が接続
されている。
グ用トランジスタＱ１が直列に接続されていて、トラン
スＴの帰還巻線ＮB には、上記フォトカプラの受光素子
であるフォトトランジスタＰＴを含む制御回路が接続さ
れている。また、スイッチング用トランジスタＱ１のゲ
ートと入力電源電圧供給部との間に起動抵抗Ｒ１が接続
されている。
【０００４】図３に示した回路の動作は次のとおりであ
る。まず、電源が投入された起動時においては、起動抵
抗Ｒ１を介してスイッチング用トランジスタＱ１のゲー
トに電圧が印加されて、スイッチング用トランジスタＱ
１がオンする。これによりトランスＴの１次巻線Ｎ１に
入力電源電圧が印加されて、帰還巻線ＮB に１次巻線Ｎ
１と同方向の電圧が発生する。この電圧信号が抵抗Ｒ２
およびコンデンサＣ２を介してスイッチング用トランジ
スタＱ１のゲートに対して正帰還信号として与えられ
る。一方、帰還巻線ＮB の起電圧によりダイオードＤ
１、抵抗Ｒ３，Ｒ５およびフォトカプラのフォトトラン
ジスタＰＴを介してコンデンサＣ３に充電電流が流れ
る。このコンデンサＣ３の充電電圧が、制御用トランジ
スタＱ２のベース・エミッタ間の順方向電圧を超える
と、この制御用トランジスタＱ２がターンオンする。こ
れによりスイッチング用トランジスタＱ１のゲート・ソ
ース間電圧がほぼ０となってスイッチング用トランジス
タＱ１が強制的にオフされる。このときトランスＴの２
次巻線に、整流ダイオードＤ３に対して順方向の電圧が
発生し、これによりＱ１のオン期間にトランスＴに蓄積
されていたエネルギが２次巻線Ｎ２を介して放出され
る。また、ダイオードＤ２、抵抗Ｒ６，Ｒ７、およびコ
ンデンサＣ４はコンデンサＣ３の放電時定数設定回路を
構成し、この回路により、コンデンサＣ３は帰還巻線Ｎ
B のフライバック電圧により逆充電（放電）される。
る。まず、電源が投入された起動時においては、起動抵
抗Ｒ１を介してスイッチング用トランジスタＱ１のゲー
トに電圧が印加されて、スイッチング用トランジスタＱ
１がオンする。これによりトランスＴの１次巻線Ｎ１に
入力電源電圧が印加されて、帰還巻線ＮB に１次巻線Ｎ
１と同方向の電圧が発生する。この電圧信号が抵抗Ｒ２
およびコンデンサＣ２を介してスイッチング用トランジ
スタＱ１のゲートに対して正帰還信号として与えられ
る。一方、帰還巻線ＮB の起電圧によりダイオードＤ
１、抵抗Ｒ３，Ｒ５およびフォトカプラのフォトトラン
ジスタＰＴを介してコンデンサＣ３に充電電流が流れ
る。このコンデンサＣ３の充電電圧が、制御用トランジ
スタＱ２のベース・エミッタ間の順方向電圧を超える
と、この制御用トランジスタＱ２がターンオンする。こ
れによりスイッチング用トランジスタＱ１のゲート・ソ
ース間電圧がほぼ０となってスイッチング用トランジス
タＱ１が強制的にオフされる。このときトランスＴの２
次巻線に、整流ダイオードＤ３に対して順方向の電圧が
発生し、これによりＱ１のオン期間にトランスＴに蓄積
されていたエネルギが２次巻線Ｎ２を介して放出され
る。また、ダイオードＤ２、抵抗Ｒ６，Ｒ７、およびコ
ンデンサＣ４はコンデンサＣ３の放電時定数設定回路を
構成し、この回路により、コンデンサＣ３は帰還巻線Ｎ
B のフライバック電圧により逆充電（放電）される。
【０００５】コンデンサＣ３の電圧が制御用トランジス
タＱ２のベース・エミッタ間順方向電圧以下になると、
制御用トランジスタＱ２がオフする。トランスＴに蓄積
されていたエネルギが２次側に放出されて、整流ダイオ
ードＤ３の電流が０になると、トランスＴのそれぞれの
巻線電圧は０になって、始めの状態に戻り、スイッチン
グ用トランジスタＱ１がオンする。以降、上記の動作を
繰り返す。
タＱ２のベース・エミッタ間順方向電圧以下になると、
制御用トランジスタＱ２がオフする。トランスＴに蓄積
されていたエネルギが２次側に放出されて、整流ダイオ
ードＤ３の電流が０になると、トランスＴのそれぞれの
巻線電圧は０になって、始めの状態に戻り、スイッチン
グ用トランジスタＱ１がオンする。以降、上記の動作を
繰り返す。
【０００６】ここで、負荷側の出力電圧は抵抗Ｒ９，Ｒ
１０の分圧により検出され、その検出電圧とシャントレ
ギュレータＳＲに対する制御電圧として印加され、検出
電圧に応じてフォトカプラの発光ダイオードＰＤに対す
る通電量を変化させる。これによってフォトカプラの受
光素子であるフォトトランジスタＰＴの受光量が変化
し、そのインピーダンスが変化することにより、コンデ
ンサＣ３の充電時定数が変化する。出力電圧が低下する
ほど上記充電時定数が大きくなるので、出力電圧が低下
するほどスイッチング用トランジスタＱ１がオンしてか
ら制御用トランジスタＱ２により強制オフされるまでの
時間、すなわちスイッチング用トランジスタＱ１のオン
時間が長くなって、出力電圧を上昇させる方向に作用す
る。これによって出力電圧が一定となるように定電圧制
御がなされる。
１０の分圧により検出され、その検出電圧とシャントレ
ギュレータＳＲに対する制御電圧として印加され、検出
電圧に応じてフォトカプラの発光ダイオードＰＤに対す
る通電量を変化させる。これによってフォトカプラの受
光素子であるフォトトランジスタＰＴの受光量が変化
し、そのインピーダンスが変化することにより、コンデ
ンサＣ３の充電時定数が変化する。出力電圧が低下する
ほど上記充電時定数が大きくなるので、出力電圧が低下
するほどスイッチング用トランジスタＱ１がオンしてか
ら制御用トランジスタＱ２により強制オフされるまでの
時間、すなわちスイッチング用トランジスタＱ１のオン
時間が長くなって、出力電圧を上昇させる方向に作用す
る。これによって出力電圧が一定となるように定電圧制
御がなされる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】ところが、図３に示し
たような従来の自励発振型スイッチング電源装置におい
ては、交流電源ＡＣが停電した場合のように、入力電源
電圧が定格電圧より低下すると、スイッチング用トラン
ジスタＱ１のオン時にトランスＴの１次巻線Ｎ１に印加
される電圧が低下する。これに比例して帰還巻線ＮB の
起電圧も低下するため、負荷が一定であってもコンデン
サＣ３の充電電圧の上昇が遅れ、スイッチング用トラン
ジスタＱ１のオンから制御用トランジスタＱ２のオンま
での時間（すなわちＱ１のオン時間）が長くなることに
なる。その結果、入力電源電圧が低下するに伴い、負荷
に供給される出力電圧は一時的に上昇し（跳ね上が
り）、その後、次第に低下することになる。（この入力
電源電圧の低下時における出力電圧の跳ね上がりを以下
オーバシュートという。）特に軽負荷時においてはスイ
ッチング用トランジスタＱ１のオン時間の増大に伴う出
力電圧の上昇がそのまま反映されて、オーバシュートが
顕著に現れる。負荷の種類によってはこのようなオーバ
シュートは回路の誤動作や故障を誘発する原因となり得
る。
たような従来の自励発振型スイッチング電源装置におい
ては、交流電源ＡＣが停電した場合のように、入力電源
電圧が定格電圧より低下すると、スイッチング用トラン
ジスタＱ１のオン時にトランスＴの１次巻線Ｎ１に印加
される電圧が低下する。これに比例して帰還巻線ＮB の
起電圧も低下するため、負荷が一定であってもコンデン
サＣ３の充電電圧の上昇が遅れ、スイッチング用トラン
ジスタＱ１のオンから制御用トランジスタＱ２のオンま
での時間（すなわちＱ１のオン時間）が長くなることに
なる。その結果、入力電源電圧が低下するに伴い、負荷
に供給される出力電圧は一時的に上昇し（跳ね上が
り）、その後、次第に低下することになる。（この入力
電源電圧の低下時における出力電圧の跳ね上がりを以下
オーバシュートという。）特に軽負荷時においてはスイ
ッチング用トランジスタＱ１のオン時間の増大に伴う出
力電圧の上昇がそのまま反映されて、オーバシュートが
顕著に現れる。負荷の種類によってはこのようなオーバ
シュートは回路の誤動作や故障を誘発する原因となり得
る。
【０００８】この発明の目的は、入力電源電圧の低下時
における出力電圧の跳ね上がり（オーバシュート）を防
止した自励発振型スイッチング電源装置を提供すること
にある。
における出力電圧の跳ね上がり（オーバシュート）を防
止した自励発振型スイッチング電源装置を提供すること
にある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本願の請求項１に係る発
明では、１次巻線Ｎ１、２次巻線Ｎ２、および帰還巻線
ＮBを有するトランスＴと、前記１次巻線Ｎ１の電流を
断続するスイッチング用ＦＥＴＱ１と、前記スイッチン
グ用ＦＥＴＱ１の制御端子と前記帰還巻線ＮBとの間に
直流電流を遮断するように直列に接続されたコンデンサ
Ｃ２と、前記スイッチング用ＦＥＴＱ１に対する前記帰
還巻線ＮBからの正帰還信号を制御する制御用トランジ
スタＱ２と、前記帰還巻線ＮBの起電圧を所定時定数で
充電するとともに、前記制御用トランジスタＱ２に対し
て制御電圧を与える時定数回路とを備え、前記トランス
Ｔの２次側の出力電圧または出力電流を検出する回路に
フォトカプラの発光素子を設け、前記時定数回路に前記
フォトカプラの受光素子を設けて、前記出力電圧または
出力電流の検出に応じて前記時定数回路の時定数を変化
させ、前記出力電圧または出力電流を安定化させるよう
に構成するとともに、トランスＴの１次側への入力電源
電圧供給部と前記フォトカプラの受光素子への電圧供給
部との間に通電経路を設ける。このことにより、スイッ
チング用ＦＥＴＱ１のオン時における帰還巻線ＮBの起
電圧が低下しても、入力電源から直接フォトカプラの受
光素子へ電圧供給がなされるので、フォトカプラを介し
ての出力電圧または出力電流の安定化制御が継続して行
われることになる。従って入力電源電圧が低下する過程
で帰還巻線の起電圧が低下しても、出力電圧の跳ね上が
り（オーバシュート）が防止されることになる。
明では、１次巻線Ｎ１、２次巻線Ｎ２、および帰還巻線
ＮBを有するトランスＴと、前記１次巻線Ｎ１の電流を
断続するスイッチング用ＦＥＴＱ１と、前記スイッチン
グ用ＦＥＴＱ１の制御端子と前記帰還巻線ＮBとの間に
直流電流を遮断するように直列に接続されたコンデンサ
Ｃ２と、前記スイッチング用ＦＥＴＱ１に対する前記帰
還巻線ＮBからの正帰還信号を制御する制御用トランジ
スタＱ２と、前記帰還巻線ＮBの起電圧を所定時定数で
充電するとともに、前記制御用トランジスタＱ２に対し
て制御電圧を与える時定数回路とを備え、前記トランス
Ｔの２次側の出力電圧または出力電流を検出する回路に
フォトカプラの発光素子を設け、前記時定数回路に前記
フォトカプラの受光素子を設けて、前記出力電圧または
出力電流の検出に応じて前記時定数回路の時定数を変化
させ、前記出力電圧または出力電流を安定化させるよう
に構成するとともに、トランスＴの１次側への入力電源
電圧供給部と前記フォトカプラの受光素子への電圧供給
部との間に通電経路を設ける。このことにより、スイッ
チング用ＦＥＴＱ１のオン時における帰還巻線ＮBの起
電圧が低下しても、入力電源から直接フォトカプラの受
光素子へ電圧供給がなされるので、フォトカプラを介し
ての出力電圧または出力電流の安定化制御が継続して行
われることになる。従って入力電源電圧が低下する過程
で帰還巻線の起電圧が低下しても、出力電圧の跳ね上が
り（オーバシュート）が防止されることになる。
【００１０】請求項２に係る発明では、前記通電経路
を、前記トランスＴの１次側への入力電源電圧供給部と
前記スイッチング用ＦＥＴＱ１の制御電圧入力部との間
に接続した起動抵抗と、前記スイッチング用ＦＥＴＱ１
の制御電圧入力部と前記フォトカプラの受光素子ＰＴへ
の電圧供給部との間に接続した抵抗を含むバイパス回路
とで構成する。たとえば商用交流電源を整流平滑した電
源を入力電源とする場合のように、電源電圧が比較的高
い場合には、高抵抗値の抵抗器を介して入力電源からフ
ォトカプラの受光素子へ電圧供給を行う必要があるが、
上記の構成により、元々必要な起動抵抗をフォトカプラ
の受光素子への電圧供給のために兼用でき、消費電力の
大きな（ワット数の大きな）抵抗を新たに設ける必要が
ない。
を、前記トランスＴの１次側への入力電源電圧供給部と
前記スイッチング用ＦＥＴＱ１の制御電圧入力部との間
に接続した起動抵抗と、前記スイッチング用ＦＥＴＱ１
の制御電圧入力部と前記フォトカプラの受光素子ＰＴへ
の電圧供給部との間に接続した抵抗を含むバイパス回路
とで構成する。たとえば商用交流電源を整流平滑した電
源を入力電源とする場合のように、電源電圧が比較的高
い場合には、高抵抗値の抵抗器を介して入力電源からフ
ォトカプラの受光素子へ電圧供給を行う必要があるが、
上記の構成により、元々必要な起動抵抗をフォトカプラ
の受光素子への電圧供給のために兼用でき、消費電力の
大きな（ワット数の大きな）抵抗を新たに設ける必要が
ない。
【００１１】請求項３に係る発明では、前記フォトカプ
ラの受光素子ＰＴと前記帰還巻線ＮB との間に逆流防止
ダイオードＤ１を設けるとともに、前記バイパス回路に
逆流防止ダイオードＤ４を設ける。これによりスイッチ
ング用トランジスタＱ１の制御電圧入力部から帰還巻線
ＮB への逆流が防止され、かつ入力電源電圧が定格電圧
であるとき、帰還巻線側からフォトカプラの受光素子へ
電圧供給を行って、起動抵抗からの通電を遮断すること
ができ、定常状態における起動抵抗による電力損失を低
減することができる。
ラの受光素子ＰＴと前記帰還巻線ＮB との間に逆流防止
ダイオードＤ１を設けるとともに、前記バイパス回路に
逆流防止ダイオードＤ４を設ける。これによりスイッチ
ング用トランジスタＱ１の制御電圧入力部から帰還巻線
ＮB への逆流が防止され、かつ入力電源電圧が定格電圧
であるとき、帰還巻線側からフォトカプラの受光素子へ
電圧供給を行って、起動抵抗からの通電を遮断すること
ができ、定常状態における起動抵抗による電力損失を低
減することができる。
【００１２】
【発明の実施の形態】この発明の第１の実施形態である
自励発振型スイッチング電源装置の構成を図１を参照し
て説明する。
自励発振型スイッチング電源装置の構成を図１を参照し
て説明する。
【００１３】同図に示すように、交流電源ＡＣをヒュー
ズＦおよびラインフィルタＬＰＦを介して整流用のダイ
オードブリッジＤＢ１の入力端に接続していて、このダ
イオードブリッジＤＢ１の出力端には平滑用コンデンサ
Ｃ１を接続している。トランスＴの２次巻線Ｎ２の両端
には整流用ダイオードＤ３、平滑用コンデンサＣ５から
なる整流平滑回路を設けている。またこの整流平滑出力
部には抵抗Ｒ９，Ｒ１０からなる抵抗分圧回路と、シャ
ントレギュレータＳＲ、フォトカプラの発光ダイオード
ＰＤおよび抵抗Ｒ８による電圧検出回路を設けている。
ズＦおよびラインフィルタＬＰＦを介して整流用のダイ
オードブリッジＤＢ１の入力端に接続していて、このダ
イオードブリッジＤＢ１の出力端には平滑用コンデンサ
Ｃ１を接続している。トランスＴの２次巻線Ｎ２の両端
には整流用ダイオードＤ３、平滑用コンデンサＣ５から
なる整流平滑回路を設けている。またこの整流平滑出力
部には抵抗Ｒ９，Ｒ１０からなる抵抗分圧回路と、シャ
ントレギュレータＳＲ、フォトカプラの発光ダイオード
ＰＤおよび抵抗Ｒ８による電圧検出回路を設けている。
【００１４】トランスＴの１次巻線Ｎ１にはスイッチン
グ用ＦＥＴ（以下、単に「スイッチング用トランジス
タ」という。）Ｑ１を直列に接続していて、トランスＴ
の帰還巻線ＮB には、上記フォトカプラの受光素子であ
るフォトトランジスタＰＴを含む制御回路を接続してい
る。また、スイッチング用トランジスタＱ１のゲートと
入力電源電圧供給部との間に起動抵抗Ｒ１を接続してい
る。
グ用ＦＥＴ（以下、単に「スイッチング用トランジス
タ」という。）Ｑ１を直列に接続していて、トランスＴ
の帰還巻線ＮB には、上記フォトカプラの受光素子であ
るフォトトランジスタＰＴを含む制御回路を接続してい
る。また、スイッチング用トランジスタＱ１のゲートと
入力電源電圧供給部との間に起動抵抗Ｒ１を接続してい
る。
【００１５】図１に示した自励発振型スイッチング電源
装置は、図３に示した従来の自励発振型スイッチング電
源装置と比較すれば明らかなように、ダイオードＤ４と
抵抗Ｒ１１からなるバイパス回路を、スイッチング用ト
ランジスタＱ１の制御電圧入力部（ゲート）とフォトカ
プラのフォトトランジスタＰＴのコレクタ側に接続して
いる。また図１に示す例ではダイオードＤ５、抵抗Ｒ
３，Ｒ１３およびツェナーダイオードＺＤによる過電流
保護回路と、ダイオードＤ２、抵抗Ｒ６，Ｒ７、および
コンデンサＣ４によるコンデンサＣ３の放電時定数設定
回路と、コンデンサＣ３に対する充放電時定数を調整す
るための抵抗Ｒ４とをそれぞれ設けている。
装置は、図３に示した従来の自励発振型スイッチング電
源装置と比較すれば明らかなように、ダイオードＤ４と
抵抗Ｒ１１からなるバイパス回路を、スイッチング用ト
ランジスタＱ１の制御電圧入力部（ゲート）とフォトカ
プラのフォトトランジスタＰＴのコレクタ側に接続して
いる。また図１に示す例ではダイオードＤ５、抵抗Ｒ
３，Ｒ１３およびツェナーダイオードＺＤによる過電流
保護回路と、ダイオードＤ２、抵抗Ｒ６，Ｒ７、および
コンデンサＣ４によるコンデンサＣ３の放電時定数設定
回路と、コンデンサＣ３に対する充放電時定数を調整す
るための抵抗Ｒ４とをそれぞれ設けている。
【００１６】図１において平滑コンデンサＣ１の両端電
圧すなわち入力電源電圧Ｖ１が定格電圧である状態で、
スイッチング用トランジスタＱ１のオン時間に、トラン
スＴの１次巻線Ｎ１に比例した電圧が帰還巻線ＮB に発
生し、ダイオードＤ１→抵抗Ｒ５→フォトトランジスタ
ＰＴ→コンデンサＣ３の経路でコンデンサＣ３に対する
充電電流が流れる。なお、定常状態のとき起動抵抗Ｒ１
→ダイオードＤ４→抵抗Ｒ１１→フォトトランジスタＰ
Ｔの経路で通電されてもよいが、フォトトランジスタＰ
Ｔのコレクタ電位がスイッチング用トランジスタＱ１の
ゲート電位より約０．６〜０．７Ｖ高い電圧となるよう
に起動抵抗Ｒ１およびスイッチング用トランジスタＱ１
のゲート・ソース間の抵抗Ｒ１２の抵抗値などを定めれ
ば、ダイオードＤ４が逆バイアスされるので、定常状態
での抵抗Ｒ１１による電力損失を抑えることができる。
圧すなわち入力電源電圧Ｖ１が定格電圧である状態で、
スイッチング用トランジスタＱ１のオン時間に、トラン
スＴの１次巻線Ｎ１に比例した電圧が帰還巻線ＮB に発
生し、ダイオードＤ１→抵抗Ｒ５→フォトトランジスタ
ＰＴ→コンデンサＣ３の経路でコンデンサＣ３に対する
充電電流が流れる。なお、定常状態のとき起動抵抗Ｒ１
→ダイオードＤ４→抵抗Ｒ１１→フォトトランジスタＰ
Ｔの経路で通電されてもよいが、フォトトランジスタＰ
Ｔのコレクタ電位がスイッチング用トランジスタＱ１の
ゲート電位より約０．６〜０．７Ｖ高い電圧となるよう
に起動抵抗Ｒ１およびスイッチング用トランジスタＱ１
のゲート・ソース間の抵抗Ｒ１２の抵抗値などを定めれ
ば、ダイオードＤ４が逆バイアスされるので、定常状態
での抵抗Ｒ１１による電力損失を抑えることができる。
【００１７】上記ダイオードＤ５、抵抗Ｒ３，Ｒ１３お
よびツェナーダイオードＺＤによる過電流保護回路は、
負荷に過電流が流れて出力電圧Ｖｏが低下した場合にフ
ォトトランジスタＰＴの受光量が最低になっても、コン
デンサＣ３への充電時定数の上限を確保するためのもの
である。この回路により過電流に対して所謂フの字特性
を示すことになる。また、上記ダイオードＤ２、抵抗Ｒ
７、およびコンデンサＣ４による回路は、コンデンサＣ
３の放電経路のバイパスとなって、コンデンサＣ３に対
する放電時定数を充電時定数とは異なった値に設定す
る。さらに、上記抵抗Ｒ４はコンデンサＣ３に対する充
放電時定数を所定値に設定するために設けている。
よびツェナーダイオードＺＤによる過電流保護回路は、
負荷に過電流が流れて出力電圧Ｖｏが低下した場合にフ
ォトトランジスタＰＴの受光量が最低になっても、コン
デンサＣ３への充電時定数の上限を確保するためのもの
である。この回路により過電流に対して所謂フの字特性
を示すことになる。また、上記ダイオードＤ２、抵抗Ｒ
７、およびコンデンサＣ４による回路は、コンデンサＣ
３の放電経路のバイパスとなって、コンデンサＣ３に対
する放電時定数を充電時定数とは異なった値に設定す
る。さらに、上記抵抗Ｒ４はコンデンサＣ３に対する充
放電時定数を所定値に設定するために設けている。
【００１８】交流電源ＡＣが停電した場合、または通常
の使用形態として交流電源入力が遮断された場合、平滑
用コンデンサＣ１の放電により入力電源電圧Ｖ１が次第
に低下するが、これにより、スイッチング用トランジス
タＱ１のオン時間におけるトランスＴの１次巻線Ｎ１へ
の印加電圧が低下するため、これに比例して帰還巻線Ｎ
B の起電圧も低下する。帰還巻線ＮB の起電圧が低下す
るにともない、帰還巻線ＮB からフォトトランジスタＰ
Ｔへの供給電圧が低下するが、ダイオードＤ４が逆バイ
アスになるまで低下したとき、起動抵抗Ｒ１→ダイオー
ドＤ４→抵抗Ｒ１１→フォトトランジスタＰＴの経路で
電圧が供給され、ＰＴ→Ｃ３の経路で充電電流が流れ
る。このとき、ダイオードＤ１はＤ４とＲ１１からなる
バイパス回路から帰還巻線ＮB への逆流を防止する。
の使用形態として交流電源入力が遮断された場合、平滑
用コンデンサＣ１の放電により入力電源電圧Ｖ１が次第
に低下するが、これにより、スイッチング用トランジス
タＱ１のオン時間におけるトランスＴの１次巻線Ｎ１へ
の印加電圧が低下するため、これに比例して帰還巻線Ｎ
B の起電圧も低下する。帰還巻線ＮB の起電圧が低下す
るにともない、帰還巻線ＮB からフォトトランジスタＰ
Ｔへの供給電圧が低下するが、ダイオードＤ４が逆バイ
アスになるまで低下したとき、起動抵抗Ｒ１→ダイオー
ドＤ４→抵抗Ｒ１１→フォトトランジスタＰＴの経路で
電圧が供給され、ＰＴ→Ｃ３の経路で充電電流が流れ
る。このとき、ダイオードＤ１はＤ４とＲ１１からなる
バイパス回路から帰還巻線ＮB への逆流を防止する。
【００１９】従って帰還巻線ＮB の起電圧がある程度低
下してもなお入力電源からの電圧供給によってフォトカ
プラによる充電時定数の制御が継続される。その結果、
コンデンサＣ３の充電電圧の上昇の遅れによる制御用ト
ランジスタＱ２のターンオン遅れすなわちスイッチング
用トランジスタＱ１のオン時間の拡張が防止され、出力
電圧Ｖｏのオーバシュートが避けられる。
下してもなお入力電源からの電圧供給によってフォトカ
プラによる充電時定数の制御が継続される。その結果、
コンデンサＣ３の充電電圧の上昇の遅れによる制御用ト
ランジスタＱ２のターンオン遅れすなわちスイッチング
用トランジスタＱ１のオン時間の拡張が防止され、出力
電圧Ｖｏのオーバシュートが避けられる。
【００２０】図２は第２の実施形態に係る自励発振型ス
イッチング電源装置の回路図である。図１と異なり、こ
の例では図１に示したダイオードＤ１，Ｄ４および抵抗
Ｒ５を取り除いている。この構成によればフォトトラン
ジスタＰＴが常に入力電源から電圧供給を受けるため、
起動抵抗Ｒ１による電力損失は図１に示した場合と比べ
て大きくなるが、ダイオードＤ１，Ｄ４および抵抗Ｒ５
の分だけ部品点数を削減することができる。
イッチング電源装置の回路図である。図１と異なり、こ
の例では図１に示したダイオードＤ１，Ｄ４および抵抗
Ｒ５を取り除いている。この構成によればフォトトラン
ジスタＰＴが常に入力電源から電圧供給を受けるため、
起動抵抗Ｒ１による電力損失は図１に示した場合と比べ
て大きくなるが、ダイオードＤ１，Ｄ４および抵抗Ｒ５
の分だけ部品点数を削減することができる。
【００２１】なお、図１および図２に示した例では、入
力電源電圧低下時に起動抵抗Ｒ１を介してフォトトラン
ジスタへの電圧供給を行うようにしたが、この起動抵抗
Ｒ１とは別に高抵抗値の抵抗を設けて、その抵抗を介し
て入力電源供給部からフォトトランジスタＰＴへ電圧供
給を行うようにしてもよい。
力電源電圧低下時に起動抵抗Ｒ１を介してフォトトラン
ジスタへの電圧供給を行うようにしたが、この起動抵抗
Ｒ１とは別に高抵抗値の抵抗を設けて、その抵抗を介し
て入力電源供給部からフォトトランジスタＰＴへ電圧供
給を行うようにしてもよい。
【００２２】また、図１および図２に示した例では、出
力電圧を検出してフィードバック制御することによって
定電圧を出力するようにしたが、出力電流を検出してフ
ィードバック制御することによって定電流を出力する場
合にも本願発明は同様に適用できる。
力電圧を検出してフィードバック制御することによって
定電圧を出力するようにしたが、出力電流を検出してフ
ィードバック制御することによって定電流を出力する場
合にも本願発明は同様に適用できる。
【００２３】
【発明の効果】請求項１に係る発明によれば、入力電源
電圧が低下する過程で帰還巻線の起電圧が低下しても、
入力電源から直接フォトカプラの受光素子へ電圧供給が
なされるので、フォトカプラを介しての出力電圧または
出力電流の安定化制御が継続して行われることになり、
出力電圧の跳ね上がり（オーバシュート）が防止され
る。
電圧が低下する過程で帰還巻線の起電圧が低下しても、
入力電源から直接フォトカプラの受光素子へ電圧供給が
なされるので、フォトカプラを介しての出力電圧または
出力電流の安定化制御が継続して行われることになり、
出力電圧の跳ね上がり（オーバシュート）が防止され
る。
【００２４】請求項２に係る発明によれば、元々必要な
起動抵抗をフォトカプラの受光素子への電圧供給のため
に兼用でき、消費電力の大きな（ワット数の大きな）抵
抗を新たに設ける必要がなくなり、大型化およびコスト
上昇が避けられる。
起動抵抗をフォトカプラの受光素子への電圧供給のため
に兼用でき、消費電力の大きな（ワット数の大きな）抵
抗を新たに設ける必要がなくなり、大型化およびコスト
上昇が避けられる。
【００２５】請求項３に係る発明によれば、スイッチン
グ用トランジスタＱ１の制御電圧入力部から帰還巻線Ｎ
B への逆流が防止され、かつ入力電源電圧が定格電圧で
あるとき、帰還巻線側からフォトカプラの受光素子へ電
圧供給を行って、起動抵抗からの通電を遮断することが
でき、定常状態における起動抵抗による電力損失を低減
することができる。
グ用トランジスタＱ１の制御電圧入力部から帰還巻線Ｎ
B への逆流が防止され、かつ入力電源電圧が定格電圧で
あるとき、帰還巻線側からフォトカプラの受光素子へ電
圧供給を行って、起動抵抗からの通電を遮断することが
でき、定常状態における起動抵抗による電力損失を低減
することができる。
【図１】第１の実施形態に係る自励発振型スイッチング
電源装置の回路図
電源装置の回路図
【図２】第２の実施形態に係る自励発振型スイッチング
電源装置の回路図
電源装置の回路図
【図３】従来の自励発振型スイッチング電源装置の回路
図
図
Ｔ−トランス Ｎ１−１次巻線 Ｎ２−２次巻線 ＮB −帰還巻線 Ｑ１−スイッチング用トランジスタ Ｑ２−制御用トランジスタ ＰＤ−フォトカプラの発光素子 ＰＴ−フォトカプラのフォトトランジスタ Ｒ１−起動抵抗 （Ｄ４，Ｒ１１）−バイパス回路 Ｄ１，Ｄ４−逆流防止ダイオード
フロントページの続き (56)参考文献 特開 平７−7947（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−155473（ＪＰ，Ａ) 特開 平９−47023（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−300732（ＪＰ，Ａ) 実開 平５−18291（ＪＰ，Ｕ)
Claims (3)
- 【請求項１】 １次巻線Ｎ１、２次巻線Ｎ２、および帰
還巻線ＮBを有するトランスＴと、前記１次巻線Ｎ１の
電流を断続するスイッチング用ＦＥＴＱ１と、前記スイ
ッチング用ＦＥＴＱ１の制御端子と前記帰還巻線ＮBと
の間に直流電流を遮断するように直列に接続されたコン
デンサＣ２と、前記スイッチング用ＦＥＴＱ１に対する
前記帰還巻線ＮBからの正帰還信号を制御する制御用ト
ランジスタＱ２と、前記帰還巻線ＮBの起電圧を所定時
定数で充電するとともに、前記制御用トランジスタＱ２
に対して制御電圧を与える時定数回路とを備え、前記ト
ランスＴの２次側の出力電圧または出力電流を検出する
回路にフォトカプラの発光素子を設け、前記時定数回路
に前記フォトカプラの受光素子を設けて、前記出力電圧
または出力電流の検出に応じて前記時定数回路の時定数
を変化させ、前記出力電圧または出力電流を安定化させ
るようにした自励発振型スイッチング電源装置におい
て、前記トランスＴの１次側への入力電源電圧供給部と
前記フォトカプラの受光素子への電圧供給部との間に通
電経路を設けたことを特徴とする自励発振型スイッチン
グ電源装置。 - 【請求項２】 前記通電経路を、前記トランスＴの１次
側への入力電源電圧供給部と前記スイッチング用ＦＥＴ
Ｑ１の制御電圧入力部との間に接続した起動抵抗と、前
記スイッチング用ＦＥＴＱ１の制御電圧入力部と前記フ
ォトカプラの受光素子ＰＴへの電圧供給部との間に接続
した抵抗を含むバイパス回路とで構成したことを特徴と
する請求項１に記載の自励発振型スイッチング電源装
置。 - 【請求項３】 前記フォトカプラの受光素子ＰＴと前記
帰還巻線ＮBとの間に逆流防止ダイオードＤ１を設ける
とともに、前記バイパス回路に逆流防止ダイオードＤ４
を設けたことを特徴とする請求項２に記載の自励発振型
スイッチング電源装置。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP03114498A JP3351464B2 (ja) | 1998-02-13 | 1998-02-13 | 自励発振型スイッチング電源装置 |
| US09/238,805 US6078508A (en) | 1998-02-13 | 1999-01-28 | Self-oscillation type switching power supply apparatus |
| EP99102087A EP0936727A3 (en) | 1998-02-13 | 1999-02-02 | Self-oscillation type switching power supply apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP03114498A JP3351464B2 (ja) | 1998-02-13 | 1998-02-13 | 自励発振型スイッチング電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11235037A JPH11235037A (ja) | 1999-08-27 |
| JP3351464B2 true JP3351464B2 (ja) | 2002-11-25 |
Family
ID=12323254
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP03114498A Expired - Fee Related JP3351464B2 (ja) | 1998-02-13 | 1998-02-13 | 自励発振型スイッチング電源装置 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6078508A (ja) |
| EP (1) | EP0936727A3 (ja) |
| JP (1) | JP3351464B2 (ja) |
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| CN1174542C (zh) * | 1999-09-16 | 2004-11-03 | Tdk股份有限公司 | 电力变换装置的开关电路 |
| JP4623252B2 (ja) * | 2001-02-26 | 2011-02-02 | Ｔｄｋ株式会社 | スイッチング電源装置 |
| JP3675389B2 (ja) * | 2001-03-26 | 2005-07-27 | 株式会社村田製作所 | スイッチング電源装置およびそれを用いた電子装置 |
| JP3712064B2 (ja) * | 2002-05-08 | 2005-11-02 | セイコーエプソン株式会社 | 出力過電流保護回路、及び該出力過電流保護回路を備えた定電圧スイッチング電源回路 |
| JP2004201480A (ja) | 2002-12-20 | 2004-07-15 | Honda Motor Co Ltd | インバータ制御式発電装置 |
| JP3691498B2 (ja) * | 2003-06-16 | 2005-09-07 | Ｓｍｋ株式会社 | 自励式スイッチング電源回路 |
| JP4367530B2 (ja) * | 2007-06-01 | 2009-11-18 | ブラザー工業株式会社 | 画像形成装置 |
| JP5297081B2 (ja) * | 2008-05-09 | 2013-09-25 | 本田技研工業株式会社 | サイクロコンバータ式発電機 |
| JP5408161B2 (ja) * | 2011-03-11 | 2014-02-05 | Ｓｍｋ株式会社 | 自励式スイッチング電源回路 |
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|---|---|---|---|---|
| GB2168865B (en) * | 1984-12-20 | 1988-11-02 | Stanley Electric Co Ltd | Power source circuit |
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| JPS62166776A (ja) * | 1986-01-16 | 1987-07-23 | Sanken Electric Co Ltd | 直流−直流変換器 |
| JPH0728533B2 (ja) * | 1986-09-12 | 1995-03-29 | 三洋電機株式会社 | スイツチング制御型電源回路 |
| US4862338A (en) * | 1986-09-29 | 1989-08-29 | Shindengen Kogyo Kabushiki Kaisha | Ringing choke converter using single switching element |
| DE3840406A1 (de) | 1987-11-30 | 1989-06-08 | Gold Star Co | Schutzschaltung fuer eine schaltmodus-stromversorgungsschaltung |
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| JPH02159975A (ja) * | 1988-12-09 | 1990-06-20 | Murata Mfg Co Ltd | 自励発振型コンバータ |
| JPH077943A (ja) * | 1993-06-18 | 1995-01-10 | Murata Mfg Co Ltd | スイッチング電源装置 |
| JP3087618B2 (ja) | 1995-07-27 | 2000-09-11 | 株式会社村田製作所 | スイッチング電源 |
-
1998
- 1998-02-13 JP JP03114498A patent/JP3351464B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1999
- 1999-01-28 US US09/238,805 patent/US6078508A/en not_active Expired - Fee Related
- 1999-02-02 EP EP99102087A patent/EP0936727A3/en not_active Withdrawn
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US6078508A (en) | 2000-06-20 |
| EP0936727A3 (en) | 2000-02-23 |
| JPH11235037A (ja) | 1999-08-27 |
| EP0936727A2 (en) | 1999-08-18 |
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