JPH077943A - スイッチング電源装置 - Google Patents
スイッチング電源装置Info
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- JPH077943A JPH077943A JP17249993A JP17249993A JPH077943A JP H077943 A JPH077943 A JP H077943A JP 17249993 A JP17249993 A JP 17249993A JP 17249993 A JP17249993 A JP 17249993A JP H077943 A JPH077943 A JP H077943A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 入力電圧の変動にかかわらず過電流保護の動
作点の差を少なくすること。 【構成】 入力電圧が高い場合には、抵抗ＲA とツエナ
ーダイオードＤA を介してコンデンサＣ2 の電荷は多く
充電され、帰還巻線ＮB から発生する電圧が高くても、
コンデンサＣ2 に逆方向に充電される充電電荷は少なく
なる。従って、過電流保護の動作点付近において、抵抗
Ｒ3 からのコンデンサＣ2 の充電によりスイッチング素
子Ｑ1 がオフするまでの時間が短くなる。よって、動作
点のシフト幅を少なくできる。入力電圧が低い場合に
は、上記とは逆にコンデンサＣ2 の充電電荷が少ないた
めに、帰還巻線ＮB により充電される逆方向の充電電荷
は多くなる。従って、抵抗Ｒ3 からのコンデンサＣ2 の
充電によりスイッチング素子Ｑ1 がオフするまでの時間
が長くなる。よって、動作点のシフト幅を少なくでき
る。
作点の差を少なくすること。 【構成】 入力電圧が高い場合には、抵抗ＲA とツエナ
ーダイオードＤA を介してコンデンサＣ2 の電荷は多く
充電され、帰還巻線ＮB から発生する電圧が高くても、
コンデンサＣ2 に逆方向に充電される充電電荷は少なく
なる。従って、過電流保護の動作点付近において、抵抗
Ｒ3 からのコンデンサＣ2 の充電によりスイッチング素
子Ｑ1 がオフするまでの時間が短くなる。よって、動作
点のシフト幅を少なくできる。入力電圧が低い場合に
は、上記とは逆にコンデンサＣ2 の充電電荷が少ないた
めに、帰還巻線ＮB により充電される逆方向の充電電荷
は多くなる。従って、抵抗Ｒ3 からのコンデンサＣ2 の
充電によりスイッチング素子Ｑ1 がオフするまでの時間
が長くなる。よって、動作点のシフト幅を少なくでき
る。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、リンギング・チョーク
・コンバータ（ＲＣＣ）方式を用いたスイッチング電源
装置に関するものである。
・コンバータ（ＲＣＣ）方式を用いたスイッチング電源
装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図５は従来のＦＥＴ式のリンギング・チ
ョーク・コンバータ（ＲＣＣ）方式のスイッチング電源
装置の具体回路図を示すものである。尚、この種の従来
例としては、例えば、特公平４−９０３３号公報が挙げ
られる。交流電源ＡＣがヒューズＦ及びラインフィルタ
ＬＰＦを介して整流用のダイオードブリッジＤＢ1 の入
力端に接続されており、このダイオードブリッジＤＢ1
の出力端には平滑用のコンデンサＣ1 が接続されてい
る。
ョーク・コンバータ（ＲＣＣ）方式のスイッチング電源
装置の具体回路図を示すものである。尚、この種の従来
例としては、例えば、特公平４−９０３３号公報が挙げ
られる。交流電源ＡＣがヒューズＦ及びラインフィルタ
ＬＰＦを介して整流用のダイオードブリッジＤＢ1 の入
力端に接続されており、このダイオードブリッジＤＢ1
の出力端には平滑用のコンデンサＣ1 が接続されてい
る。
【０００３】インバータ回路は、出力トランスＴ、ＦＥ
Ｔからなるスイッチング素子Ｑ1 、起動用の抵抗Ｒ1 ，
Ｒ2 等で構成されている。また、出力トランスＴの出力
巻線Ｎ2 の両端には、整流用のダイオードＤ1 、定電圧
用のツエナーダイオードＺＤ1 、コンデンサＣ3 ，Ｃ4
からなる平滑回路が接続されている。
Ｔからなるスイッチング素子Ｑ1 、起動用の抵抗Ｒ1 ，
Ｒ2 等で構成されている。また、出力トランスＴの出力
巻線Ｎ2 の両端には、整流用のダイオードＤ1 、定電圧
用のツエナーダイオードＺＤ1 、コンデンサＣ3 ，Ｃ4
からなる平滑回路が接続されている。
【０００４】更に、出力電圧の安定制御及び過電流保護
回路としての電圧検出回路及び制御回路が設けてある。
インバータ回路の出力側に設けた電圧検出回路は、出力
電圧を分圧して検出する抵抗Ｒ7 ，Ｒ8 、フォトカプラ
ＰＣ1 の発光側の発光ダイオードＰＤ、シャントレギュ
レータＩＣ1 等で構成されている。また、インバータ回
路の出力トランスＴの帰還巻線ＮB 側に設けた制御回路
は、上記フォトカプラＰＣ1 の発光ダイオードＰＤと対
となるフォトトランジスタＰＴ、抵抗Ｒ3 ，Ｒ4 、ダイ
オードＤ2 、スイッチング素子Ｑ1 のゲート・ソース間
に並列に接続したトランジスタＱ2 、このトランジスタ
Ｑ2 のベース・エミッタ間に並列に接続したコンデンサ
Ｃ2 等で構成されている。
回路としての電圧検出回路及び制御回路が設けてある。
インバータ回路の出力側に設けた電圧検出回路は、出力
電圧を分圧して検出する抵抗Ｒ7 ，Ｒ8 、フォトカプラ
ＰＣ1 の発光側の発光ダイオードＰＤ、シャントレギュ
レータＩＣ1 等で構成されている。また、インバータ回
路の出力トランスＴの帰還巻線ＮB 側に設けた制御回路
は、上記フォトカプラＰＣ1 の発光ダイオードＰＤと対
となるフォトトランジスタＰＴ、抵抗Ｒ3 ，Ｒ4 、ダイ
オードＤ2 、スイッチング素子Ｑ1 のゲート・ソース間
に並列に接続したトランジスタＱ2 、このトランジスタ
Ｑ2 のベース・エミッタ間に並列に接続したコンデンサ
Ｃ2 等で構成されている。
【０００５】次に、図５に示す回路の動作について説明
する。まず、電源が投入された起動時においては、抵抗
Ｒ1 ，Ｒ2 を介してスイッチング素子Ｑ1 のゲートに電
圧が印加されて、該スイッチング素子Ｑ1 がオンする。
このスイッチング素子Ｑ1 がオンすると、出力トランス
Ｔの１次巻線ＮP に電源電圧が印加されて、帰還巻線Ｎ
B に１次巻線ＮP と同方向に電圧が発生する。この発生
した電圧により抵抗Ｒ3 を介してコンデンサＣ2 を充電
する。
する。まず、電源が投入された起動時においては、抵抗
Ｒ1 ，Ｒ2 を介してスイッチング素子Ｑ1 のゲートに電
圧が印加されて、該スイッチング素子Ｑ1 がオンする。
このスイッチング素子Ｑ1 がオンすると、出力トランス
Ｔの１次巻線ＮP に電源電圧が印加されて、帰還巻線Ｎ
B に１次巻線ＮP と同方向に電圧が発生する。この発生
した電圧により抵抗Ｒ3 を介してコンデンサＣ2 を充電
する。
【０００６】ここで、起動時においては、出力電圧はゼ
ロに近くフォトカプラＰＣ1 のフォトトランジスタＰＴ
は遮断状態であり、コンデンサＣ2 は抵抗Ｒ3 を流れる
電流のみで充電される。また、この時コンデンサＣ2 に
は電荷が充電されていないために、短時間で充電され
る。そして、トランジスタＱ2 のベース・エミッタ間の
順方向電圧を越えると、トランジスタＱ2 がオンする。
ロに近くフォトカプラＰＣ1 のフォトトランジスタＰＴ
は遮断状態であり、コンデンサＣ2 は抵抗Ｒ3 を流れる
電流のみで充電される。また、この時コンデンサＣ2 に
は電荷が充電されていないために、短時間で充電され
る。そして、トランジスタＱ2 のベース・エミッタ間の
順方向電圧を越えると、トランジスタＱ2 がオンする。
【０００７】トランジスタＱ2 がオンすると、トランジ
スタＱ2 のコレクタ電位がＬレベルとなって、スイッチ
ング素子Ｑ1 のゲートをＬレベルとして、該スイッチン
グ素子Ｑ1 をオフさせる。従って、起動時においては、
スイッチング素子Ｑ1 のオン期間は小さく抑えられる。
スタＱ2 のコレクタ電位がＬレベルとなって、スイッチ
ング素子Ｑ1 のゲートをＬレベルとして、該スイッチン
グ素子Ｑ1 をオフさせる。従って、起動時においては、
スイッチング素子Ｑ1 のオン期間は小さく抑えられる。
【０００８】スイッチング素子Ｑ1 がオフすると、該ス
イッチング素子Ｑ1 のオン時に出力トランスＴに蓄積さ
れていたエネルギーは出力巻線Ｎ2 を介して放出され
る。このエネルギーである電圧がダイオードＤ1 で整流
され、コンデンサＣ3 ，Ｃ4 からなる平滑回路にて平滑
されて、負荷に電力が供給されることになる。
イッチング素子Ｑ1 のオン時に出力トランスＴに蓄積さ
れていたエネルギーは出力巻線Ｎ2 を介して放出され
る。このエネルギーである電圧がダイオードＤ1 で整流
され、コンデンサＣ3 ，Ｃ4 からなる平滑回路にて平滑
されて、負荷に電力が供給されることになる。
【０００９】コンデンサＣ2 の電荷が抵抗Ｒ3 を介して
放電していくと、トランジスタＱ2はオフし、スイッチ
ング素子Ｑ1 がオンする。スイッチング素子Ｑ1 がオン
すると、再び出力トランスＴの１次巻線ＮP に電圧が印
加されて、出力トランスＴにエネルギーを蓄積する。
放電していくと、トランジスタＱ2はオフし、スイッチ
ング素子Ｑ1 がオンする。スイッチング素子Ｑ1 がオン
すると、再び出力トランスＴの１次巻線ＮP に電圧が印
加されて、出力トランスＴにエネルギーを蓄積する。
【００１０】このような発振動作を繰り返して出力電圧
が立ち上がってくると、コンデンサＣ2 はスイッチング
素子Ｑ1 のオフ期間に出力トランスＴの帰還巻線ＮB に
発生する電圧により電荷が逆方向に充電される。そのた
め、電荷が空っぽのときよりも長い充電時間が必要とな
り、スイッチング素子Ｑ1 のオン期間は長くなる。そし
て、出力電圧が立ち上がった後は、フォトカプラＰＣ1
のフォトトランジスタＰＴも遮断状態から能動状態にな
って、フォトトランジスタＰＴのコレクタ電流がコンデ
ンサＣ2 の充電時間を制御し、所定の出力電圧に応じた
スイッチング素子Ｑ1 のオン期間を得るようになる。
が立ち上がってくると、コンデンサＣ2 はスイッチング
素子Ｑ1 のオフ期間に出力トランスＴの帰還巻線ＮB に
発生する電圧により電荷が逆方向に充電される。そのた
め、電荷が空っぽのときよりも長い充電時間が必要とな
り、スイッチング素子Ｑ1 のオン期間は長くなる。そし
て、出力電圧が立ち上がった後は、フォトカプラＰＣ1
のフォトトランジスタＰＴも遮断状態から能動状態にな
って、フォトトランジスタＰＴのコレクタ電流がコンデ
ンサＣ2 の充電時間を制御し、所定の出力電圧に応じた
スイッチング素子Ｑ1 のオン期間を得るようになる。
【００１１】ここで、定常状態において、負荷側の出力
電圧は、抵抗Ｒ7 とＲ8 とで常時分圧して検出されてお
り、この分圧した検出電圧とシャントレギュレータＩＣ
1 が有する基準電圧とを比較している。そして、出力電
圧の変動量をシャントレギュレータＩＣ1 で増幅し、フ
ォトカプラＰＣ1 の発光ダイオードＰＤに流す電流を変
化させて、発光ダイオードＰＤの発光量に応じてフォト
カプラＰＣ1 のフォトトランジスタＰＴのインピーダン
スを変化させ、コンデンサＣ2 の充電時定数を変えるこ
とで、出力電圧が一定となるように制御を行う。
電圧は、抵抗Ｒ7 とＲ8 とで常時分圧して検出されてお
り、この分圧した検出電圧とシャントレギュレータＩＣ
1 が有する基準電圧とを比較している。そして、出力電
圧の変動量をシャントレギュレータＩＣ1 で増幅し、フ
ォトカプラＰＣ1 の発光ダイオードＰＤに流す電流を変
化させて、発光ダイオードＰＤの発光量に応じてフォト
カプラＰＣ1 のフォトトランジスタＰＴのインピーダン
スを変化させ、コンデンサＣ2 の充電時定数を変えるこ
とで、出力電圧が一定となるように制御を行う。
【００１２】定常状態において、コンデンサＣ2 の充電
は主に抵抗Ｒ4 、ダイオードＤ2 、フォトカプラＰＣ1
のフォトトランジスタＰＴを介して充電される。また、
コンデンサＣ2 の充電電荷は、抵抗Ｒ3 を介して放電さ
れる。
は主に抵抗Ｒ4 、ダイオードＤ2 、フォトカプラＰＣ1
のフォトトランジスタＰＴを介して充電される。また、
コンデンサＣ2 の充電電荷は、抵抗Ｒ3 を介して放電さ
れる。
【００１３】ここで、出力電圧が上昇すると、フォトカ
プラＰＣ1 の発光ダイオードＰＤに電流が多く流れて、
フォトトランジスタＰＴのインピーダンスが下がるため
に、コンデンサＣ2 の充電時定数が短くなり、トランジ
スタＱ2 を早くオンさせて、スイッチング素子Ｑ1 をオ
フとして該スイッチング素子Ｑ1 のオン期間を短くし、
出力電圧を低下させるように制御する。また、出力電圧
が低下した場合には、上記の逆の動作を行って、出力電
圧を上昇させるように制御を行い、出力電圧が一定とな
るように定電圧制御をする。
プラＰＣ1 の発光ダイオードＰＤに電流が多く流れて、
フォトトランジスタＰＴのインピーダンスが下がるため
に、コンデンサＣ2 の充電時定数が短くなり、トランジ
スタＱ2 を早くオンさせて、スイッチング素子Ｑ1 をオ
フとして該スイッチング素子Ｑ1 のオン期間を短くし、
出力電圧を低下させるように制御する。また、出力電圧
が低下した場合には、上記の逆の動作を行って、出力電
圧を上昇させるように制御を行い、出力電圧が一定とな
るように定電圧制御をする。
【００１４】また、過電流や短絡電流のような異常電流
の場合の制御は以下のようにして行われる。すなわち、
出力電流が増加していくと、フォトカプラＰＣ1 の発光
ダイオードＰＤに流れる電流が絞られていく。そのた
め、フォトトランジスタＰＴに流れる電流も絞られて、
コンデンサＣ2の充電時間が長くなる。従って、トラン
ジスタＱ2 をオンさせるまでの時間が長くなってスイッ
チング素子Ｑ1 のオン期間が大きくなり、出力電流を多
く流そうとする。
の場合の制御は以下のようにして行われる。すなわち、
出力電流が増加していくと、フォトカプラＰＣ1 の発光
ダイオードＰＤに流れる電流が絞られていく。そのた
め、フォトトランジスタＰＴに流れる電流も絞られて、
コンデンサＣ2の充電時間が長くなる。従って、トラン
ジスタＱ2 をオンさせるまでの時間が長くなってスイッ
チング素子Ｑ1 のオン期間が大きくなり、出力電流を多
く流そうとする。
【００１５】しかし、フォトトランジスタＰＴに流れる
電流がゼロとなって遮断状態となった後は、コンデンサ
Ｃ2 の充電は抵抗Ｒ3 側のみとなり、スイッチング素子
Ｑ1のオン期間はコンデンサＣ2 と抵抗Ｒ3 による時定
数により決まる値以上に増大することができず、出力電
流は限界となる。更に負荷インピーダンスが下がると出
力電圧も下がり始めるが、出力電圧が下がると、スイッ
チング素子Ｑ1 のオフ期間に出力トランスＴの帰還巻線
ＮB に発生する電圧も下がる。そのため、コンデンサＣ
2 に逆方向に蓄積される電荷が減って、スイッチング素
子Ｑ1 のオン時のコンデンサＣ2 の充電時間が短くな
り、スイッチング素子Ｑ1 のオン期間が短くなる。
電流がゼロとなって遮断状態となった後は、コンデンサ
Ｃ2 の充電は抵抗Ｒ3 側のみとなり、スイッチング素子
Ｑ1のオン期間はコンデンサＣ2 と抵抗Ｒ3 による時定
数により決まる値以上に増大することができず、出力電
流は限界となる。更に負荷インピーダンスが下がると出
力電圧も下がり始めるが、出力電圧が下がると、スイッ
チング素子Ｑ1 のオフ期間に出力トランスＴの帰還巻線
ＮB に発生する電圧も下がる。そのため、コンデンサＣ
2 に逆方向に蓄積される電荷が減って、スイッチング素
子Ｑ1 のオン時のコンデンサＣ2 の充電時間が短くな
り、スイッチング素子Ｑ1 のオン期間が短くなる。
【００１６】このように、負荷インピーダンスが最終的
にゼロ（短絡）になるまで、スイッチング素子Ｑ1 のオ
ン期間が短くなり続けるので、出力電流に対する出力電
圧は抑制されて、所謂フの字カーブを描いて過電流保護
制御が働く（図６参照）。
にゼロ（短絡）になるまで、スイッチング素子Ｑ1 のオ
ン期間が短くなり続けるので、出力電流に対する出力電
圧は抑制されて、所謂フの字カーブを描いて過電流保護
制御が働く（図６参照）。
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】ここで、上記過電流制
御が行われる動作点（ＯＣＰ点）は、交流電源ＡＣの入
力電圧の大小により変化する。図６はこの状態を示すも
のであり、出力電流Ｉｏと出力電圧Ｖｏとの関係におい
て、入力電圧が小さくなると、電流制限の動作点が低い
方にシフトする。また、入力電圧が大きくなると、電流
制限の動作点が高い方にシフトする。つまり、入力電圧
の変動により、予め設定した過電流保護の動作点（ＯＣ
Ｐ点）が比例して変動することになる。
御が行われる動作点（ＯＣＰ点）は、交流電源ＡＣの入
力電圧の大小により変化する。図６はこの状態を示すも
のであり、出力電流Ｉｏと出力電圧Ｖｏとの関係におい
て、入力電圧が小さくなると、電流制限の動作点が低い
方にシフトする。また、入力電圧が大きくなると、電流
制限の動作点が高い方にシフトする。つまり、入力電圧
の変動により、予め設定した過電流保護の動作点（ＯＣ
Ｐ点）が比例して変動することになる。
【００１８】これは、入力電圧が高い場合には、スイッ
チング素子Ｑ1 のオフ時に発生する出力トランスＴの帰
還巻線ＮB の電圧も高くなり、それに応じてコンデンサ
Ｃ2の逆方向への充電電荷が多くなる。従って、トラン
ジスタＱ2 をオンさせてスイッチング素子Ｑ1 をオフさ
せるためのコンデンサＣ2 の充電時間が長くなる。その
ため、スイッチング素子Ｑ1 をオフさせるまでの時間が
長くなって、スイッチング素子Ｑ1 のオン期間が長くな
るから、設定した動作点では過電流保護の動作が開始せ
ず、それよりも出力電流が大きいところで過電流保護の
動作が開始されることになるからである。
チング素子Ｑ1 のオフ時に発生する出力トランスＴの帰
還巻線ＮB の電圧も高くなり、それに応じてコンデンサ
Ｃ2の逆方向への充電電荷が多くなる。従って、トラン
ジスタＱ2 をオンさせてスイッチング素子Ｑ1 をオフさ
せるためのコンデンサＣ2 の充電時間が長くなる。その
ため、スイッチング素子Ｑ1 をオフさせるまでの時間が
長くなって、スイッチング素子Ｑ1 のオン期間が長くな
るから、設定した動作点では過電流保護の動作が開始せ
ず、それよりも出力電流が大きいところで過電流保護の
動作が開始されることになるからである。
【００１９】また、入力電圧が低い場合には、上記とは
逆に帰還巻線ＮB の発生電圧も低くなり、コンデンサＣ
2 の逆方向の充電電荷が少なくなり、そのため、スイッ
チング素子Ｑ1 のオン時におけるコンデンサＣ2 の充電
が早くなる。これは、トランジスタＱ2 をオンさせてス
イッチング素子Ｑ1 をオフさせるまでの時間が短くな
り、スイッチング素子Ｑ1 のオン期間が短くなって、過
電流保護の動作点が出力電流の少ない方にシフトするこ
とになるからである。
逆に帰還巻線ＮB の発生電圧も低くなり、コンデンサＣ
2 の逆方向の充電電荷が少なくなり、そのため、スイッ
チング素子Ｑ1 のオン時におけるコンデンサＣ2 の充電
が早くなる。これは、トランジスタＱ2 をオンさせてス
イッチング素子Ｑ1 をオフさせるまでの時間が短くな
り、スイッチング素子Ｑ1 のオン期間が短くなって、過
電流保護の動作点が出力電流の少ない方にシフトするこ
とになるからである。
【００２０】このように、従来では、入力電圧（交流入
力）の変動により過電流保護の動作点（ＯＣＰ点）がそ
れに応じて大きく変動していた。従って、入力電圧が高
くなり、動作点が高くなりすぎると、スイッチング素子
Ｑ1 が破壊される虞があるという問題が生じる。
力）の変動により過電流保護の動作点（ＯＣＰ点）がそ
れに応じて大きく変動していた。従って、入力電圧が高
くなり、動作点が高くなりすぎると、スイッチング素子
Ｑ1 が破壊される虞があるという問題が生じる。
【００２１】本発明は上述の点に鑑みて提供したもので
あって、入力電圧の変動にかかわらず過電流保護の動作
点の差を少なくすることを目的としたスイッチング電源
装置を提供するものである。
あって、入力電圧の変動にかかわらず過電流保護の動作
点の差を少なくすることを目的としたスイッチング電源
装置を提供するものである。
【００２２】
【課題を解決するための手段】本発明は、１次巻線、出
力巻線及び帰還巻線を有する出力トランスと、上記出力
トランスの１次巻線に一端が接続され帰還巻線に制御端
子を接続した発振用のスイッチング素子と、出力トラン
スの出力巻線に接続された整流回路と、この整流回路の
出力側に設けられ出力電圧を検出する電圧検出回路と、
この電圧検出回路からの信号を受けて出力電圧の定電圧
制御と出力電流の過電流制御を行う制御回路とを備え、
該制御回路を、上記スイッチング素子の制御端子とアー
ス間に並列に接続した制御用トランジスタと、上記電圧
検出回路の信号量に応じてインピーダンスを変化させる
インピーダンス要素と、上記制御用トランジスタのベー
ス・エミッタ間に接続され、上記インピーダンス要素の
充電時定数によりスイッチング素子のオン時に充電され
て上記制御用トランジスタをオンしてスイッチング素子
をオフさせると共に、該スイッチング素子のオフ時には
上記出力トランスの帰還巻線により発生する電圧により
上記充電方向とは逆方向に充電されるコンデンサと、出
力電流の過電流時において上記インピーダンス要素の値
が大となった時に上記コンデンサを所定の時定数で充電
する抵抗とで構成したリンギング・チョーク・コンバー
タ方式のスイッチング電源装置において、出力トランス
の１次巻線に印加される入力電圧の高低に比例した電荷
量を上記コンデンサに充電する抵抗回路を設けたもので
ある。
力巻線及び帰還巻線を有する出力トランスと、上記出力
トランスの１次巻線に一端が接続され帰還巻線に制御端
子を接続した発振用のスイッチング素子と、出力トラン
スの出力巻線に接続された整流回路と、この整流回路の
出力側に設けられ出力電圧を検出する電圧検出回路と、
この電圧検出回路からの信号を受けて出力電圧の定電圧
制御と出力電流の過電流制御を行う制御回路とを備え、
該制御回路を、上記スイッチング素子の制御端子とアー
ス間に並列に接続した制御用トランジスタと、上記電圧
検出回路の信号量に応じてインピーダンスを変化させる
インピーダンス要素と、上記制御用トランジスタのベー
ス・エミッタ間に接続され、上記インピーダンス要素の
充電時定数によりスイッチング素子のオン時に充電され
て上記制御用トランジスタをオンしてスイッチング素子
をオフさせると共に、該スイッチング素子のオフ時には
上記出力トランスの帰還巻線により発生する電圧により
上記充電方向とは逆方向に充電されるコンデンサと、出
力電流の過電流時において上記インピーダンス要素の値
が大となった時に上記コンデンサを所定の時定数で充電
する抵抗とで構成したリンギング・チョーク・コンバー
タ方式のスイッチング電源装置において、出力トランス
の１次巻線に印加される入力電圧の高低に比例した電荷
量を上記コンデンサに充電する抵抗回路を設けたもので
ある。
【００２３】
【作用】本発明によれば、入力電圧が高い場合には、抵
抗回路を介してコンデンサの電荷は多く充電されるため
に、スイッチング素子のオフ時における出力トランスの
帰還巻線から発生する電圧が高くても、結果的に帰還巻
線からの発生電圧によりコンデンサに逆方向に充電され
る充電電荷は少なくなる。従って、過電流保護の動作点
付近において、スイッチング素子のオン時における抵抗
回路からのコンデンサの充電により、制御用トランジス
タがオンしてスイッチング素子がオフするまでの時間が
短くなり、スイッチング素子のオン期間を短くすること
ができる。よって、入力電圧が高い場合でも、過電流保
護の動作点の出力電流が多い方へのシフト幅を少なくす
ることができる。また、入力電圧が低い場合には、上記
とは逆に抵抗回路を介してのコンデンサの充電電荷が少
ないために、スイッチング素子のオフ時における帰還巻
線から発生する電圧により充電される逆方向の充電電荷
は入力電圧が高い場合と比べて多くなる。従って、過電
流保護の動作点付近において、スイッチング素子のオン
時における抵抗回路からのコンデンサの充電により、制
御用トランジスタがオンしてスイッチング素子がオフす
るまでの時間が長くなり、スイッチング素子のオン期間
を長くすることができる。よって、入力電圧が低い場合
でも、過電流保護の動作点の出力電流が少ない方へのシ
フト幅を少なくすることができる。これにより、入力電
圧の高低の差による過電流保護の動作点の差を補正、つ
まり、少なくすることができる。そして、上記抵抗回路
の値を任意に設定することで、入力電圧の差による動作
点の差を少なく、又は無くすことができる。従って、入
力電圧が変動しても、動作点の変動が少ない、または無
いために、入力電圧が高い場合でも、スイッチング素子
の破壊も生じない。
抗回路を介してコンデンサの電荷は多く充電されるため
に、スイッチング素子のオフ時における出力トランスの
帰還巻線から発生する電圧が高くても、結果的に帰還巻
線からの発生電圧によりコンデンサに逆方向に充電され
る充電電荷は少なくなる。従って、過電流保護の動作点
付近において、スイッチング素子のオン時における抵抗
回路からのコンデンサの充電により、制御用トランジス
タがオンしてスイッチング素子がオフするまでの時間が
短くなり、スイッチング素子のオン期間を短くすること
ができる。よって、入力電圧が高い場合でも、過電流保
護の動作点の出力電流が多い方へのシフト幅を少なくす
ることができる。また、入力電圧が低い場合には、上記
とは逆に抵抗回路を介してのコンデンサの充電電荷が少
ないために、スイッチング素子のオフ時における帰還巻
線から発生する電圧により充電される逆方向の充電電荷
は入力電圧が高い場合と比べて多くなる。従って、過電
流保護の動作点付近において、スイッチング素子のオン
時における抵抗回路からのコンデンサの充電により、制
御用トランジスタがオンしてスイッチング素子がオフす
るまでの時間が長くなり、スイッチング素子のオン期間
を長くすることができる。よって、入力電圧が低い場合
でも、過電流保護の動作点の出力電流が少ない方へのシ
フト幅を少なくすることができる。これにより、入力電
圧の高低の差による過電流保護の動作点の差を補正、つ
まり、少なくすることができる。そして、上記抵抗回路
の値を任意に設定することで、入力電圧の差による動作
点の差を少なく、又は無くすことができる。従って、入
力電圧が変動しても、動作点の変動が少ない、または無
いために、入力電圧が高い場合でも、スイッチング素子
の破壊も生じない。
【００２４】
【実施例】以下、本発明の実施例を図面を参照して説明
する。図１に本発明のスイッチング電源装置の具体回路
図を示す。尚、図５に示す従来と同じ要素には同一の記
号を付して説明を省略し、本発明の要旨の部分について
詳述する。また、定電圧制御の動作も従来と同じなの
で、その動作の説明は省略し、過電流保護の動作点付近
の動作について説明する。
する。図１に本発明のスイッチング電源装置の具体回路
図を示す。尚、図５に示す従来と同じ要素には同一の記
号を付して説明を省略し、本発明の要旨の部分について
詳述する。また、定電圧制御の動作も従来と同じなの
で、その動作の説明は省略し、過電流保護の動作点付近
の動作について説明する。
【００２５】本発明は、入力電圧の変動に応じて、コン
デンサＣ2 の充電時間の補正を行ったものであり、入力
電圧が大の時は、コンデンサＣ2 の充電時間を早くし、
入力電圧が小の時は充電時間を遅くするようにしたもの
である。そして、これにより入力電圧の差による過電流
保護の動作点（ＯＣＰ点）の差を自在に調整するように
している。
デンサＣ2 の充電時間の補正を行ったものであり、入力
電圧が大の時は、コンデンサＣ2 の充電時間を早くし、
入力電圧が小の時は充電時間を遅くするようにしたもの
である。そして、これにより入力電圧の差による過電流
保護の動作点（ＯＣＰ点）の差を自在に調整するように
している。
【００２６】図１に具体回路図を示す。本実施例は従来
例の回路に、抵抗ＲA とツエナーダイオードＤA との直
列回路（抵抗回路）を付加したものであり、この直列回
路を、入力電圧の変化により電圧が変化する部分である
抵抗Ｒ1 とＲ2 の接続点と、コンデンサＣ2 の一端との
間に接続したものである。
例の回路に、抵抗ＲA とツエナーダイオードＤA との直
列回路（抵抗回路）を付加したものであり、この直列回
路を、入力電圧の変化により電圧が変化する部分である
抵抗Ｒ1 とＲ2 の接続点と、コンデンサＣ2 の一端との
間に接続したものである。
【００２７】かかる回路構成において、コンデンサＣ2
は、抵抗ＲA 及びツエナーダイオードＤA を介して充電
されるようにしている。すなわち、交流電源からの入力
電圧が高い時には、抵抗Ｒ1 、抵抗ＲA 及びツエナーダ
イオードＤA を介してコンデンサＣ2 をその電圧値に比
例して多く充電し、入力電圧が低い場合には、抵抗
Ｒ1 、抵抗ＲA 及びツエナーダイオードＤAを介してコ
ンデンサＣ2 をその電圧値に比例して少なく充電するよ
うにしている。
は、抵抗ＲA 及びツエナーダイオードＤA を介して充電
されるようにしている。すなわち、交流電源からの入力
電圧が高い時には、抵抗Ｒ1 、抵抗ＲA 及びツエナーダ
イオードＤA を介してコンデンサＣ2 をその電圧値に比
例して多く充電し、入力電圧が低い場合には、抵抗
Ｒ1 、抵抗ＲA 及びツエナーダイオードＤAを介してコ
ンデンサＣ2 をその電圧値に比例して少なく充電するよ
うにしている。
【００２８】入力電圧が高い場合には、上述のように抵
抗ＲA とツエナーダイオードＤA を介してコンデンサＣ
2 の電荷は多く充電されるために、スイッチング素子Ｑ
1 のオフ時における出力トランスＴの帰還巻線ＮB から
発生する電圧が高くても、結果的に帰還巻線ＮB からの
発生電圧によりコンデンサＣ2 に逆方向に充電される充
電電荷は少なくなる。従って、過電流保護の動作点付近
において、スイッチング素子Ｑ1 のオン時における抵抗
Ｒ3 からのコンデンサＣ2 の充電により、トランジスタ
Ｑ2 がオンしてスイッチング素子Ｑ1 がオフするまでの
時間が短くなり、スイッチング素子Ｑ1 のオン期間を短
くすることができる。よって、図２に示すように、入力
電圧が高い場合でも、過電流保護の動作点（ＯＣＰ点）
の出力電流が多い方へのシフト幅を少なくすることがで
きる。
抗ＲA とツエナーダイオードＤA を介してコンデンサＣ
2 の電荷は多く充電されるために、スイッチング素子Ｑ
1 のオフ時における出力トランスＴの帰還巻線ＮB から
発生する電圧が高くても、結果的に帰還巻線ＮB からの
発生電圧によりコンデンサＣ2 に逆方向に充電される充
電電荷は少なくなる。従って、過電流保護の動作点付近
において、スイッチング素子Ｑ1 のオン時における抵抗
Ｒ3 からのコンデンサＣ2 の充電により、トランジスタ
Ｑ2 がオンしてスイッチング素子Ｑ1 がオフするまでの
時間が短くなり、スイッチング素子Ｑ1 のオン期間を短
くすることができる。よって、図２に示すように、入力
電圧が高い場合でも、過電流保護の動作点（ＯＣＰ点）
の出力電流が多い方へのシフト幅を少なくすることがで
きる。
【００２９】また、入力電圧が低い場合には、上記とは
逆に抵抗ＲA とツエナーダイオードＤA とを介してのコ
ンデンサＣ2 の充電電荷が少ないために、スイッチング
素子Ｑ1 のオフ時における帰還巻線ＮB から発生する電
圧により充電される逆方向の充電電荷は入力電圧が高い
場合と比べて多くなる。従って、過電流保護の動作点付
近において、スイッチング素子Ｑ1 のオン時における抵
抗Ｒ3 からのコンデンサＣ2 の充電により、トランジス
タＱ2 がオンしてスイッチング素子Ｑ1 がオフするまで
の時間が長くなり、スイッチング素子Ｑ1 のオン期間を
長くすることができる。よって、図２に示すように、入
力電圧が低い場合でも、過電流保護の動作点（ＯＣＰ
点）の出力電流が少ない方へのシフト幅を少なくするこ
とができる。
逆に抵抗ＲA とツエナーダイオードＤA とを介してのコ
ンデンサＣ2 の充電電荷が少ないために、スイッチング
素子Ｑ1 のオフ時における帰還巻線ＮB から発生する電
圧により充電される逆方向の充電電荷は入力電圧が高い
場合と比べて多くなる。従って、過電流保護の動作点付
近において、スイッチング素子Ｑ1 のオン時における抵
抗Ｒ3 からのコンデンサＣ2 の充電により、トランジス
タＱ2 がオンしてスイッチング素子Ｑ1 がオフするまで
の時間が長くなり、スイッチング素子Ｑ1 のオン期間を
長くすることができる。よって、図２に示すように、入
力電圧が低い場合でも、過電流保護の動作点（ＯＣＰ
点）の出力電流が少ない方へのシフト幅を少なくするこ
とができる。
【００３０】これにより、入力電圧の高低の差による過
電流保護の動作点（ＯＣＰ点）の差を補正、つまり、少
なくすることができる。そして、上記抵抗ＲA の値を任
意に設定することで、入力電圧の差による動作点の差を
少なく、又は無くすことができるものである。従って、
入力電圧が変動しても、動作点の変動が少ない、または
無いために、入力電圧が高い場合でも、スイッチング素
子Ｑ1 の破壊も生じない。
電流保護の動作点（ＯＣＰ点）の差を補正、つまり、少
なくすることができる。そして、上記抵抗ＲA の値を任
意に設定することで、入力電圧の差による動作点の差を
少なく、又は無くすことができるものである。従って、
入力電圧が変動しても、動作点の変動が少ない、または
無いために、入力電圧が高い場合でも、スイッチング素
子Ｑ1 の破壊も生じない。
【００３１】（実施例２）実施例２を図３に示す。本実
施例では、抵抗ＲA の一端をコンデンサＣ1 の正極側に
接続したものであり、この場合でも先の実施例と同様の
効果を得ることができる。
施例では、抵抗ＲA の一端をコンデンサＣ1 の正極側に
接続したものであり、この場合でも先の実施例と同様の
効果を得ることができる。
【００３２】（実施例３）実施例３を図４に示す。本実
施例では、実施例２と比べツエナーダイオードＤA を無
くして、抵抗ＲA のみでコンデンサＣ2 を充電するよう
にしたものである。この場合でも、上記実施例と同様の
効果を得ることができる。
施例では、実施例２と比べツエナーダイオードＤA を無
くして、抵抗ＲA のみでコンデンサＣ2 を充電するよう
にしたものである。この場合でも、上記実施例と同様の
効果を得ることができる。
【００３３】尚、上記各実施例においては、スイッチン
グ素子Ｑ1 としてＦＥＴを用いた場合について説明した
が、スイッチング素子にトランジスタを用いたＲＣＣ方
式のスイッチング電源回路にも本発明を適用することが
できるものである。
グ素子Ｑ1 としてＦＥＴを用いた場合について説明した
が、スイッチング素子にトランジスタを用いたＲＣＣ方
式のスイッチング電源回路にも本発明を適用することが
できるものである。
【００３４】
【発明の効果】本発明によれば、入力電圧が高い場合に
は、抵抗回路を介してコンデンサの電荷は多く充電され
るために、スイッチング素子のオフ時における出力トラ
ンスの帰還巻線から発生する電圧が高くても、結果的に
帰還巻線からの発生電圧によりコンデンサに逆方向に充
電される充電電荷は少なくなる。従って、過電流保護の
動作点付近において、スイッチング素子のオン時におけ
る抵抗回路からのコンデンサの充電により、制御用トラ
ンジスタがオンしてスイッチング素子がオフするまでの
時間が短くなり、スイッチング素子のオン期間を短くす
ることができる。よって、入力電圧が高い場合でも、過
電流保護の動作点の出力電流が多い方へのシフト幅を少
なくすることができる。また、入力電圧が低い場合に
は、上記とは逆に抵抗回路を介してのコンデンサの充電
電荷が少ないために、スイッチング素子のオフ時におけ
る帰還巻線から発生する電圧により充電される逆方向の
充電電荷は入力電圧が高い場合と比べて多くなる。従っ
て、過電流保護の動作点付近において、スイッチング素
子のオン時における抵抗回路からのコンデンサの充電に
より、制御用トランジスタがオンしてスイッチング素子
がオフするまでの時間が長くなり、スイッチング素子の
オン期間を長くすることができる。よって、入力電圧が
低い場合でも、過電流保護の動作点の出力電流が少ない
方へのシフト幅を少なくすることができる。これによ
り、入力電圧の高低の差による過電流保護の動作点の差
を補正、つまり、少なくすることができる。そして、上
記抵抗回路の値を任意に設定することで、入力電圧の差
による動作点の差を少なく、又は無くすことができると
いう効果を奏するものである。従って、入力電圧が変動
しても、動作点の変動が少ない、または無いために、入
力電圧が高い場合でも、スイッチング素子の破壊も生じ
ない。
は、抵抗回路を介してコンデンサの電荷は多く充電され
るために、スイッチング素子のオフ時における出力トラ
ンスの帰還巻線から発生する電圧が高くても、結果的に
帰還巻線からの発生電圧によりコンデンサに逆方向に充
電される充電電荷は少なくなる。従って、過電流保護の
動作点付近において、スイッチング素子のオン時におけ
る抵抗回路からのコンデンサの充電により、制御用トラ
ンジスタがオンしてスイッチング素子がオフするまでの
時間が短くなり、スイッチング素子のオン期間を短くす
ることができる。よって、入力電圧が高い場合でも、過
電流保護の動作点の出力電流が多い方へのシフト幅を少
なくすることができる。また、入力電圧が低い場合に
は、上記とは逆に抵抗回路を介してのコンデンサの充電
電荷が少ないために、スイッチング素子のオフ時におけ
る帰還巻線から発生する電圧により充電される逆方向の
充電電荷は入力電圧が高い場合と比べて多くなる。従っ
て、過電流保護の動作点付近において、スイッチング素
子のオン時における抵抗回路からのコンデンサの充電に
より、制御用トランジスタがオンしてスイッチング素子
がオフするまでの時間が長くなり、スイッチング素子の
オン期間を長くすることができる。よって、入力電圧が
低い場合でも、過電流保護の動作点の出力電流が少ない
方へのシフト幅を少なくすることができる。これによ
り、入力電圧の高低の差による過電流保護の動作点の差
を補正、つまり、少なくすることができる。そして、上
記抵抗回路の値を任意に設定することで、入力電圧の差
による動作点の差を少なく、又は無くすことができると
いう効果を奏するものである。従って、入力電圧が変動
しても、動作点の変動が少ない、または無いために、入
力電圧が高い場合でも、スイッチング素子の破壊も生じ
ない。
【図１】本発明の実施例のスイッチング電源装置の具体
回路図である。
回路図である。
【図２】本発明の実施例の入力電圧の変動による過電流
保護の出力電流と出力電圧との関係における動作点の変
動を示す図である。
保護の出力電流と出力電圧との関係における動作点の変
動を示す図である。
【図３】本発明の実施例２のスイッチング電源装置の具
体回路図である。
体回路図である。
【図４】本発明の実施例３のスイッチング電源装置の具
体回路図である。
体回路図である。
【図５】従来例のスイッチング電源装置の具体回路図で
ある。
ある。
【図６】従来例の入力電圧の変動による過電流保護の出
力電流と出力電圧との関係における動作点の変動を示す
図である。
力電流と出力電圧との関係における動作点の変動を示す
図である。
Ｔ 出力トランス ＮP １次巻線 Ｎ2 出力巻線 ＮB 帰還巻線 Ｑ1 スイッチング素子 Ｑ2 制御用トランジスタ Ｃ2 コンデンサ ＰＣ1 フォトカプラ Ｒ3 抵抗 ＲA 抵抗
Claims (1)
- 【請求項１】 １次巻線、出力巻線及び帰還巻線を有す
る出力トランスと、上記出力トランスの１次巻線に一端
が接続され帰還巻線に制御端子を接続した発振用のスイ
ッチング素子と、出力トランスの出力巻線に接続された
整流回路と、この整流回路の出力側に設けられ出力電圧
を検出する電圧検出回路と、この電圧検出回路からの信
号を受けて出力電圧の定電圧制御と出力電流の過電流制
御を行う制御回路とを備え、該制御回路を、上記スイッ
チング素子の制御端子とアース間に並列に接続した制御
用トランジスタと、上記電圧検出回路の信号量に応じて
インピーダンスを変化させるインピーダンス要素と、上
記制御用トランジスタのベース・エミッタ間に接続さ
れ、上記インピーダンス要素の充電時定数によりスイッ
チング素子のオン時に充電されて上記制御用トランジス
タをオンしてスイッチング素子をオフさせると共に、該
スイッチング素子のオフ時には上記出力トランスの帰還
巻線により発生する電圧により上記充電方向とは逆方向
に充電されるコンデンサと、出力電流の過電流時におい
て上記インピーダンス要素の値が大となった時に上記コ
ンデンサを所定の時定数で充電する抵抗とで構成したリ
ンギング・チョーク・コンバータ方式のスイッチング電
源装置において、出力トランスの１次巻線に印加される
入力電圧の高低に比例した電荷量を上記コンデンサに充
電する抵抗回路を設けたことを特徴とするスイッチング
電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17249993A JPH077943A (ja) | 1993-06-18 | 1993-06-18 | スイッチング電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17249993A JPH077943A (ja) | 1993-06-18 | 1993-06-18 | スイッチング電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH077943A true JPH077943A (ja) | 1995-01-10 |
Family
ID=15943112
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP17249993A Pending JPH077943A (ja) | 1993-06-18 | 1993-06-18 | スイッチング電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH077943A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0936727A3 (en) * | 1998-02-13 | 2000-02-23 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Self-oscillation type switching power supply apparatus |
| WO2005027331A1 (fr) * | 2003-09-16 | 2005-03-24 | Mornsun Guangzhou Science & Technology Ltd. | Convertisseur indirect auto-oscillant de type isolant |
| JP2010137490A (ja) * | 2008-12-15 | 2010-06-24 | Seiko Epson Corp | キャラクタ出力装置、テープ印刷装置、キャラクタ出力装置の制御方法およびそのプログラム |
| JP2020517223A (ja) * | 2017-04-11 | 2020-06-11 | 深▲せん▼市華星光電技術有限公司Ｓｈｅｎｚｈｅｎ Ｃｈｉｎａ Ｓｔａｒ Ｏｐｔｏｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ Ｃｏ．， Ｌｔｄ． | トランス回路及び無負荷電力消費低減方法 |
-
1993
- 1993-06-18 JP JP17249993A patent/JPH077943A/ja active Pending
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0936727A3 (en) * | 1998-02-13 | 2000-02-23 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Self-oscillation type switching power supply apparatus |
| WO2005027331A1 (fr) * | 2003-09-16 | 2005-03-24 | Mornsun Guangzhou Science & Technology Ltd. | Convertisseur indirect auto-oscillant de type isolant |
| US7333353B2 (en) | 2003-09-16 | 2008-02-19 | Xiangyang Yin | Isolating type self-oscillating flyback converter with a soft start loop |
| JP2010137490A (ja) * | 2008-12-15 | 2010-06-24 | Seiko Epson Corp | キャラクタ出力装置、テープ印刷装置、キャラクタ出力装置の制御方法およびそのプログラム |
| JP2020517223A (ja) * | 2017-04-11 | 2020-06-11 | 深▲せん▼市華星光電技術有限公司Ｓｈｅｎｚｈｅｎ Ｃｈｉｎａ Ｓｔａｒ Ｏｐｔｏｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ Ｃｏ．， Ｌｔｄ． | トランス回路及び無負荷電力消費低減方法 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20001114 |