JPH06169566A - スイッチング電源装置 - Google Patents
スイッチング電源装置Info
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- JPH06169566A JPH06169566A JP34311592A JP34311592A JPH06169566A JP H06169566 A JPH06169566 A JP H06169566A JP 34311592 A JP34311592 A JP 34311592A JP 34311592 A JP34311592 A JP 34311592A JP H06169566 A JPH06169566 A JP H06169566A
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- power supply
- overcurrent protection
- switching element
- main switching
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 出力トランスの飽和を防止すると共に安定し
た起動特性を得て、また、出力短絡時等の異常時の安全
性を高めること。 【構成】 出力電流が増加していった場合、スイッチン
グトランジスタＱ1 のドレイン電流Ｉｄも増加する。こ
れを抵抗Ｒ4 に生ずる電圧にて検出することで、トラン
ジスタＱ3 がオンして、スイッチングトランジスタＱ1
を制御し従来からの過電流保護開始時点より、ヘの字特
性で過電流保護を行う。更に出力電流が増加していく
と、抵抗Ｒ1 の値を大きくしているために、コンデンサ
Ｃ1 の充電時間が長くなり、そのため、更に大きい出力
電流値の点からフの字垂下特性で過電流保護が行われ
る。従って、過電流保護の開始時点は従来と同様に開始
でき、抵抗Ｒ1 の値を大きくしているため、起動特性が
良くなる。従って、出力トランスＴの飽和も防止でき
る。
た起動特性を得て、また、出力短絡時等の異常時の安全
性を高めること。 【構成】 出力電流が増加していった場合、スイッチン
グトランジスタＱ1 のドレイン電流Ｉｄも増加する。こ
れを抵抗Ｒ4 に生ずる電圧にて検出することで、トラン
ジスタＱ3 がオンして、スイッチングトランジスタＱ1
を制御し従来からの過電流保護開始時点より、ヘの字特
性で過電流保護を行う。更に出力電流が増加していく
と、抵抗Ｒ1 の値を大きくしているために、コンデンサ
Ｃ1 の充電時間が長くなり、そのため、更に大きい出力
電流値の点からフの字垂下特性で過電流保護が行われ
る。従って、過電流保護の開始時点は従来と同様に開始
でき、抵抗Ｒ1 の値を大きくしているため、起動特性が
良くなる。従って、出力トランスＴの飽和も防止でき
る。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、リンギング・チョーク
・コンバータ（ＲＣＣ）方式のスイッチング電源装置に
関するものである。
・コンバータ（ＲＣＣ）方式のスイッチング電源装置に
関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図４は従来のリンギング・チョーク・コ
ンバータ（ＲＣＣ）方式のスイッチング電源装置の回路
図を示し、所謂フの字垂下特性の過電流保護機能を備え
ているものである。交流電源１にダイオードブリッジ２
の交流側入力端を接続し、このダイオードブリッジ２の
整流側出力端には平滑用のコンデンサＣ0 が接続されて
いる。スイッチング回路を構成する出力トランスＴの１
次巻線ＬP と、ＦＥＴからなるスイッチングトランジス
タ（主スイッチング素子）Ｑ1 と、抵抗Ｒ4 との直列回
路を上記コンデンサＣ0 に並列に接続してある。
ンバータ（ＲＣＣ）方式のスイッチング電源装置の回路
図を示し、所謂フの字垂下特性の過電流保護機能を備え
ているものである。交流電源１にダイオードブリッジ２
の交流側入力端を接続し、このダイオードブリッジ２の
整流側出力端には平滑用のコンデンサＣ0 が接続されて
いる。スイッチング回路を構成する出力トランスＴの１
次巻線ＬP と、ＦＥＴからなるスイッチングトランジス
タ（主スイッチング素子）Ｑ1 と、抵抗Ｒ4 との直列回
路を上記コンデンサＣ0 に並列に接続してある。
【０００３】そして、上記出力トランスＴの２次巻線Ｌ
O には、整流用のダイオードＤ1 と平滑用のコンデンサ
Ｃ3 とが接続されており、このコンデンサＣ3 から負荷
Ｌに電源が供給されるようになっている。また、負荷Ｌ
側の出力電圧を検出する出力電圧検出部３が設けてあ
る。更に、出力トランスＴの帰還巻線ＬB の一端は、コ
ンデンサＣ2 、抵抗Ｒ3 を介して上記スイッチングトラ
ンジスタＱ1 のゲートに接続されており、このスイッチ
ングトランジスタＱ1 のゲートとアース間には制御用の
トランジスタＱ2 が並列に接続してある。そして、スイ
ッチングトランジスタＱ1 のゲートには起動抵抗Ｒ2 が
接続されている。
O には、整流用のダイオードＤ1 と平滑用のコンデンサ
Ｃ3 とが接続されており、このコンデンサＣ3 から負荷
Ｌに電源が供給されるようになっている。また、負荷Ｌ
側の出力電圧を検出する出力電圧検出部３が設けてあ
る。更に、出力トランスＴの帰還巻線ＬB の一端は、コ
ンデンサＣ2 、抵抗Ｒ3 を介して上記スイッチングトラ
ンジスタＱ1 のゲートに接続されており、このスイッチ
ングトランジスタＱ1 のゲートとアース間には制御用の
トランジスタＱ2 が並列に接続してある。そして、スイ
ッチングトランジスタＱ1 のゲートには起動抵抗Ｒ2 が
接続されている。
【０００４】また、上記トランジスタＱ2 のベース側に
は、出力電圧制御及びフの字垂下特性の過電流保護を行
うための、抵抗Ｒ1 とコンデンサＣ1 からなる時定数回
路と、フォトトランジスタＰＴ等が設けられている。上
記フォトトランジスタＰＴは、出力電圧検出部３内に設
けた発光ダイオードＰＤとでフォトカプラＰＣを構成し
ているものであり、このフォトカプラＰＣの発光ダイオ
ードＰＤからの信号（発光量）をフォトトランジスタＰ
Ｔが受けて、出力電圧制御及びフの字垂下特性の過電流
保護を行うようになっている。
は、出力電圧制御及びフの字垂下特性の過電流保護を行
うための、抵抗Ｒ1 とコンデンサＣ1 からなる時定数回
路と、フォトトランジスタＰＴ等が設けられている。上
記フォトトランジスタＰＴは、出力電圧検出部３内に設
けた発光ダイオードＰＤとでフォトカプラＰＣを構成し
ているものであり、このフォトカプラＰＣの発光ダイオ
ードＰＤからの信号（発光量）をフォトトランジスタＰ
Ｔが受けて、出力電圧制御及びフの字垂下特性の過電流
保護を行うようになっている。
【０００５】次に、図４の動作について説明する。電源
が投入されると起動抵抗Ｒ2 を介してスイッチングトラ
ンジスタＱ1 がオンし、出力トランスＴの１次巻線ＬP
には電源電圧が印加される。また、これにより出力トラ
ンスＴの帰還巻線ＬB 、２次巻線ＬO にも電圧が誘起さ
れる。出力トランスＴの２次巻線ＬO に発生する電圧は
ダイオードＤ1 とは逆方向であるために、コンデンサＣ
3 は充電されず、負荷Ｌには電流は流れない。
が投入されると起動抵抗Ｒ2 を介してスイッチングトラ
ンジスタＱ1 がオンし、出力トランスＴの１次巻線ＬP
には電源電圧が印加される。また、これにより出力トラ
ンスＴの帰還巻線ＬB 、２次巻線ＬO にも電圧が誘起さ
れる。出力トランスＴの２次巻線ＬO に発生する電圧は
ダイオードＤ1 とは逆方向であるために、コンデンサＣ
3 は充電されず、負荷Ｌには電流は流れない。
【０００６】従って、出力電圧はゼロに近いため、フォ
トトランジスタＰＴは遮断状態であり、コンデンサＣ1
は抵抗Ｒ1 を介して充電されるため、コンデンサＣ1 は
短期間で充電されて、制御用トランジスタＱ2 がオンし
て、スイッチングトランジスタＱ1 をオフにするため
に、スイッチングトランジスタＱ1 のオン期間は短かめ
に抑えられる。
トトランジスタＰＴは遮断状態であり、コンデンサＣ1
は抵抗Ｒ1 を介して充電されるため、コンデンサＣ1 は
短期間で充電されて、制御用トランジスタＱ2 がオンし
て、スイッチングトランジスタＱ1 をオフにするため
に、スイッチングトランジスタＱ1 のオン期間は短かめ
に抑えられる。
【０００７】そして、スイッチングトランジスタＱ1 が
オフの期間、出力トランスＴの１次巻線ＬP に蓄積され
た磁気エネルギーが２次巻線ＬO に放出されて、ダイオ
ードＤ1 を介してコンデンサＣ3 が充電される。これに
より負荷Ｌ側に電流が流れる。また、スイッチングトラ
ンジスタＱ1 がオフになった時に、出力トランスＴの帰
還巻線ＬB に発生する電圧によりコンデンサＣ1 は上記
とは逆方向に電荷が充電されていく。これにより、制御
用トランジスタＱ2 がオフし、スイッチングトランジス
タＱ1 がオンする。この動作を繰り返して発振が継続し
て、負荷Ｌに電源が供給される。
オフの期間、出力トランスＴの１次巻線ＬP に蓄積され
た磁気エネルギーが２次巻線ＬO に放出されて、ダイオ
ードＤ1 を介してコンデンサＣ3 が充電される。これに
より負荷Ｌ側に電流が流れる。また、スイッチングトラ
ンジスタＱ1 がオフになった時に、出力トランスＴの帰
還巻線ＬB に発生する電圧によりコンデンサＣ1 は上記
とは逆方向に電荷が充電されていく。これにより、制御
用トランジスタＱ2 がオフし、スイッチングトランジス
タＱ1 がオンする。この動作を繰り返して発振が継続し
て、負荷Ｌに電源が供給される。
【０００８】ここで、出力電圧が立ち上がった後は、フ
ォトトランジスタＰＴも発光ダイオードＰＤからの信号
を受けて遮断状態から能動状態になり、フォトトランジ
スタＰＴのコレクタ電流がコンデンサＣ1 の充電時間を
制御するようになり、出力電圧に応じたスイッチングト
ランジスタＱ1 のオン期間を得るようになる。負荷が重
くなって出力電流が増加すると、出力電圧が低下するた
めに、発光ダイオードＰＤの発光量が少なくなり、フォ
トトランジスタＰＴに流れる電流も少なくなり、コンデ
ンサＣ1 の充電時間は長くなる。従って、スイッチング
トランジスタＱ1 のオン期間が長くなり、出力電圧の低
下を防ぐように制御する。
ォトトランジスタＰＴも発光ダイオードＰＤからの信号
を受けて遮断状態から能動状態になり、フォトトランジ
スタＰＴのコレクタ電流がコンデンサＣ1 の充電時間を
制御するようになり、出力電圧に応じたスイッチングト
ランジスタＱ1 のオン期間を得るようになる。負荷が重
くなって出力電流が増加すると、出力電圧が低下するた
めに、発光ダイオードＰＤの発光量が少なくなり、フォ
トトランジスタＰＴに流れる電流も少なくなり、コンデ
ンサＣ1 の充電時間は長くなる。従って、スイッチング
トランジスタＱ1 のオン期間が長くなり、出力電圧の低
下を防ぐように制御する。
【０００９】また、出力電流が増加し、フォトトランジ
スタＰＴに流れる電流がゼロになった後は、抵抗Ｒ1 、
コンデンサＣ1 による時定数により決まる値以上に増大
することができず、出力電流は限界となる。更に、出力
電流が増加すると、出力電圧が下がり始めるが、出力電
圧が下がると、スイッチングトランジスタＱ1 のオフ期
間に出力トランスＴの帰還巻線ＬBに発生する電圧も下
がり、コンデンサＣ1 に蓄積される電荷が減り、スイッ
チングトランジスタＱ1 のオン期間が更に短くなる。こ
のようにして、負荷Ｌが短絡状態になるまで、スイッチ
ングトランジスタＱ1 のオン期間が短くなり続けるの
で、出力電流Ｉｏに対する出力電圧Ｖｏは、図３に示す
ようにフの字カーブを描き、過電流保護機能が働くこと
になる。
スタＰＴに流れる電流がゼロになった後は、抵抗Ｒ1 、
コンデンサＣ1 による時定数により決まる値以上に増大
することができず、出力電流は限界となる。更に、出力
電流が増加すると、出力電圧が下がり始めるが、出力電
圧が下がると、スイッチングトランジスタＱ1 のオフ期
間に出力トランスＴの帰還巻線ＬBに発生する電圧も下
がり、コンデンサＣ1 に蓄積される電荷が減り、スイッ
チングトランジスタＱ1 のオン期間が更に短くなる。こ
のようにして、負荷Ｌが短絡状態になるまで、スイッチ
ングトランジスタＱ1 のオン期間が短くなり続けるの
で、出力電流Ｉｏに対する出力電圧Ｖｏは、図３に示す
ようにフの字カーブを描き、過電流保護機能が働くこと
になる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】上述のように、抵抗Ｒ
1 、コンデンサＣ1 で時定数を構成して出力電圧制御及
びフの字垂下特性による過電流保護を行っている。とこ
ろが、過電流が流れない安定した起動特性を得るため
に、スイッチングトランジスタＱ1 のオン期間を長くす
べく抵抗Ｒ1 の値を大きくすると、過電流保護の動作点
（図３に示すａ1 点）が上昇し、出力トランスＴが飽和
してしまうという問題がある。
1 、コンデンサＣ1 で時定数を構成して出力電圧制御及
びフの字垂下特性による過電流保護を行っている。とこ
ろが、過電流が流れない安定した起動特性を得るため
に、スイッチングトランジスタＱ1 のオン期間を長くす
べく抵抗Ｒ1 の値を大きくすると、過電流保護の動作点
（図３に示すａ1 点）が上昇し、出力トランスＴが飽和
してしまうという問題がある。
【００１１】また、同様に起動抵抗Ｒ2 の値を小さくす
ると、出力短絡時等で入力電力が増加し、スイッチング
トランジスタＱ1 が異常発熱する。また、短絡電流も大
となり、ダイオードＤ1 も異常発熱する懸念がある。更
に、起動抵抗Ｒ2 の値が小さいと、通常動作時に電流が
多く流れて効率も悪くなる。つまり、起動特性と、過電
流保護の安定性とは相反する特性であるために、同時に
両方を満足させることが困難であるという問題があっ
た。尚、この特性は、特にＦＥＴ発振式の場合に起こる
現象であり、バイポーラトランジスタ発振式の場合は、
電流駆動となるため、起動抵抗Ｒ2 による影響は少な
い。
ると、出力短絡時等で入力電力が増加し、スイッチング
トランジスタＱ1 が異常発熱する。また、短絡電流も大
となり、ダイオードＤ1 も異常発熱する懸念がある。更
に、起動抵抗Ｒ2 の値が小さいと、通常動作時に電流が
多く流れて効率も悪くなる。つまり、起動特性と、過電
流保護の安定性とは相反する特性であるために、同時に
両方を満足させることが困難であるという問題があっ
た。尚、この特性は、特にＦＥＴ発振式の場合に起こる
現象であり、バイポーラトランジスタ発振式の場合は、
電流駆動となるため、起動抵抗Ｒ2 による影響は少な
い。
【００１２】本発明は上述の点に鑑みて提供したもので
あって、出力トランスの飽和を防止すると共に安定した
起動特性を得て、また、出力短絡時等の異常時の安全性
を高めることを目的としたスイッチング電源装置を提供
するものである。
あって、出力トランスの飽和を防止すると共に安定した
起動特性を得て、また、出力短絡時等の異常時の安全性
を高めることを目的としたスイッチング電源装置を提供
するものである。
【００１３】
【課題を解決するための手段】本発明は、直流電源と、
この直流電源から電源電圧が印加される出力トランスの
１次巻線と、この１次巻線と直列に接続されスイッチン
グ動作を行う主スイッチング素子と、この主スイッチン
グ素子の制御端子と直流電源の正極側との間に接続され
た起動抵抗と、上記主スイッチング素子のオン期間を制
御する制御用トランジスタと、上記出力トランスの２次
巻線に接続されて負荷に電力を供給する整流平滑回路
と、出力トランスの出力電圧を検出する出力電圧検出部
と、上記出力トランスの帰還巻線に発生する電圧と上記
出力電圧検出部からの信号により上記制御用トランジス
タを駆動して出力電圧制御及び過電流保護を行う抵抗及
びコンデンサからなる時定数回路とを備え、所定の第１
の出力電流値で上記主スイッチング素子を制御して略ヘ
の字カーブで過電流保護の動作を開始させるバイアス制
御回路を設け、上記第１の出力電流値より大きい第２の
出力電流値で主スイッチング素子を制御して略フの字垂
下特性で過電流保護の動作を開始させるべく上記時定数
回路の抵抗の抵抗値を大きく設定したものである。
この直流電源から電源電圧が印加される出力トランスの
１次巻線と、この１次巻線と直列に接続されスイッチン
グ動作を行う主スイッチング素子と、この主スイッチン
グ素子の制御端子と直流電源の正極側との間に接続され
た起動抵抗と、上記主スイッチング素子のオン期間を制
御する制御用トランジスタと、上記出力トランスの２次
巻線に接続されて負荷に電力を供給する整流平滑回路
と、出力トランスの出力電圧を検出する出力電圧検出部
と、上記出力トランスの帰還巻線に発生する電圧と上記
出力電圧検出部からの信号により上記制御用トランジス
タを駆動して出力電圧制御及び過電流保護を行う抵抗及
びコンデンサからなる時定数回路とを備え、所定の第１
の出力電流値で上記主スイッチング素子を制御して略ヘ
の字カーブで過電流保護の動作を開始させるバイアス制
御回路を設け、上記第１の出力電流値より大きい第２の
出力電流値で主スイッチング素子を制御して略フの字垂
下特性で過電流保護の動作を開始させるべく上記時定数
回路の抵抗の抵抗値を大きく設定したものである。
【００１４】
【作用】本発明によれば、出力電流が増加していくと、
バイアス制御回路が動作して、主スイッチング素子を制
御し、略ヘの字カーブで過電流保護の動作を開始させ、
さらに、出力電流が増加していくと、時定数回路により
主スイッチング素子を制御して略フの字垂下特性で過電
流保護機能が働くことになる。従って、最初の過電流保
護の動作開始点は、従来と同じ点とすることができて、
過電流保護特性の変化はなく、しかも、時定数回路の抵
抗の抵抗値を大きくしているために、起動特性が良くな
る。従って、出力トランスが飽和することも防止でき
る。これにより、起動抵抗の値を大きくしても起動特性
の悪化は少ないため、起動抵抗の値を大きくすることが
できる。そのため、出力短絡等の異常時に主スイッチン
グ素子等の異常発熱を防止でき、安全性を確保すること
ができる。
バイアス制御回路が動作して、主スイッチング素子を制
御し、略ヘの字カーブで過電流保護の動作を開始させ、
さらに、出力電流が増加していくと、時定数回路により
主スイッチング素子を制御して略フの字垂下特性で過電
流保護機能が働くことになる。従って、最初の過電流保
護の動作開始点は、従来と同じ点とすることができて、
過電流保護特性の変化はなく、しかも、時定数回路の抵
抗の抵抗値を大きくしているために、起動特性が良くな
る。従って、出力トランスが飽和することも防止でき
る。これにより、起動抵抗の値を大きくしても起動特性
の悪化は少ないため、起動抵抗の値を大きくすることが
できる。そのため、出力短絡等の異常時に主スイッチン
グ素子等の異常発熱を防止でき、安全性を確保すること
ができる。
【００１５】更に、上記のように起動抵抗の値を大きく
することができるため、通常動作時における起動抵抗に
流れる電流値が小さくできて、起動抵抗によるロスを防
止できて、効率をアップさせることができる。また、過
電流保護動作をさせるバイアス制御回路により主スイッ
チング素子に流れる電流を検出できるために、電源スイ
ッチのオン、オフ時等の過渡的な電流のはね上がりを防
止でき、主スイッチング素子の保護にもなる。更に、上
述のようにバイアス制御回路により主スイッチング素子
の電流のピーク分を抑えることができることで、主スイ
ッチング素子の定格も小さなものが使用でき、特に、主
スイッチング素子がＦＥＴで構成される場合には、コス
トを安価に抑えることができる。
することができるため、通常動作時における起動抵抗に
流れる電流値が小さくできて、起動抵抗によるロスを防
止できて、効率をアップさせることができる。また、過
電流保護動作をさせるバイアス制御回路により主スイッ
チング素子に流れる電流を検出できるために、電源スイ
ッチのオン、オフ時等の過渡的な電流のはね上がりを防
止でき、主スイッチング素子の保護にもなる。更に、上
述のようにバイアス制御回路により主スイッチング素子
の電流のピーク分を抑えることができることで、主スイ
ッチング素子の定格も小さなものが使用でき、特に、主
スイッチング素子がＦＥＴで構成される場合には、コス
トを安価に抑えることができる。
【００１６】
【実施例】以下、本発明の実施例を図面を参照して説明
する。本発明は、起動抵抗Ｒ2 の値を大きくしても、安
定した起動特性を得るために、時定数回路を構成する抵
抗Ｒ1 の値を大きくし、且つそれによる出力トランスＴ
の飽和を防止するために、過電流保護の特性をフの字か
ら、（ヘの字）＋（フの字）特性としたものである。図
１はスイッチング電源装置の全体の回路図を示してい
る。尚、全体の構成は従来の構成とほぼ同じなので、同
じ部分の説明は省略し、本発明の要旨の部分について説
明する。
する。本発明は、起動抵抗Ｒ2 の値を大きくしても、安
定した起動特性を得るために、時定数回路を構成する抵
抗Ｒ1 の値を大きくし、且つそれによる出力トランスＴ
の飽和を防止するために、過電流保護の特性をフの字か
ら、（ヘの字）＋（フの字）特性としたものである。図
１はスイッチング電源装置の全体の回路図を示してい
る。尚、全体の構成は従来の構成とほぼ同じなので、同
じ部分の説明は省略し、本発明の要旨の部分について説
明する。
【００１７】すなわち、図１に示すように、スイッチン
グトランジスタＱ1 のゲート・ドレイン間に、トランジ
スタＱ3 、抵抗Ｒ5 ，Ｒ6 で構成されるバイアス制御回
路４を設けたものである。また、出力電圧及び過電流保
護を行う時定数回路の抵抗Ｒ1 の値は、起動特性を良く
するために従来例の場合よりも大きな値としている。従
って、過電流保護のフの字垂下特性の動作点は遅くな
る。つまり、図２に示すａ2 点となり、従来より出力電
流Ｉｏの値が大きい点で過電流保護が動作することにな
る。
グトランジスタＱ1 のゲート・ドレイン間に、トランジ
スタＱ3 、抵抗Ｒ5 ，Ｒ6 で構成されるバイアス制御回
路４を設けたものである。また、出力電圧及び過電流保
護を行う時定数回路の抵抗Ｒ1 の値は、起動特性を良く
するために従来例の場合よりも大きな値としている。従
って、過電流保護のフの字垂下特性の動作点は遅くな
る。つまり、図２に示すａ2 点となり、従来より出力電
流Ｉｏの値が大きい点で過電流保護が動作することにな
る。
【００１８】しかし、過電流保護の動作開始点は従来例
の場合と同じようにするために、上記バイアス制御回路
４を設けている。つまり、図３に示す従来の過電流保護
の開始点ａ1 と、本発明の過電流保護の開始点ａ1 とを
同じにしている。すなわち、出力電流Ｉｏが増加してい
くと、スイッチングトランジスタＱ1 のオン期間が長く
なるために、スイッチングトランジスタＱ1 に流れるド
レイン電流Ｉｄも大きくなる。
の場合と同じようにするために、上記バイアス制御回路
４を設けている。つまり、図３に示す従来の過電流保護
の開始点ａ1 と、本発明の過電流保護の開始点ａ1 とを
同じにしている。すなわち、出力電流Ｉｏが増加してい
くと、スイッチングトランジスタＱ1 のオン期間が長く
なるために、スイッチングトランジスタＱ1 に流れるド
レイン電流Ｉｄも大きくなる。
【００１９】このドレイン電流Ｉｄをスイッチングトラ
ンジスタＱ1 のドレインに接続した抵抗Ｒ4 により検出
し、抵抗Ｒ4 の両端電圧を抵抗Ｒ5 とＲ6 とで検出し、
その分圧比によりトランジスタＱ3 をオンさせて、スイ
ッチングトランジスタＱ1 に流れるドレイン電流Ｉd の
増加を防止している。そして、更に出力電流Ｉｏが増加
すると、出力電圧Ｖｏが抑制される。従って、このトラ
ンジスタＱ3 のオンする時点が図２に示す過電流保護の
動作開始点ａ1 であり、ａ1 点から過電流保護はヘの字
特性となる。
ンジスタＱ1 のドレインに接続した抵抗Ｒ4 により検出
し、抵抗Ｒ4 の両端電圧を抵抗Ｒ5 とＲ6 とで検出し、
その分圧比によりトランジスタＱ3 をオンさせて、スイ
ッチングトランジスタＱ1 に流れるドレイン電流Ｉd の
増加を防止している。そして、更に出力電流Ｉｏが増加
すると、出力電圧Ｖｏが抑制される。従って、このトラ
ンジスタＱ3 のオンする時点が図２に示す過電流保護の
動作開始点ａ1 であり、ａ1 点から過電流保護はヘの字
特性となる。
【００２０】更に、出力電流Ｉｏが増加すると、上述し
たようにフォトトランジスタＰＴに流れる電流がゼロに
なった後は、抵抗Ｒ1 、コンデンサＣ1 による時定数に
より決まる値以上に増大することができず、出力電流Ｉ
ｏは限界となる（図２のａ2点）。更に、出力電流Ｉｏ
が増加すると、出力電圧Ｖｏが下がり始めるが、出力電
圧Ｖｏが下がると、スイッチングトランジスタＱ1 のオ
フ期間に出力トランスＴの帰還巻線ＬB に発生する電圧
も下がり、コンデンサＣ1 に蓄積される電荷が減り、ス
イッチングトランジスタＱ1 のオン期間が更に短くな
る。
たようにフォトトランジスタＰＴに流れる電流がゼロに
なった後は、抵抗Ｒ1 、コンデンサＣ1 による時定数に
より決まる値以上に増大することができず、出力電流Ｉ
ｏは限界となる（図２のａ2点）。更に、出力電流Ｉｏ
が増加すると、出力電圧Ｖｏが下がり始めるが、出力電
圧Ｖｏが下がると、スイッチングトランジスタＱ1 のオ
フ期間に出力トランスＴの帰還巻線ＬB に発生する電圧
も下がり、コンデンサＣ1 に蓄積される電荷が減り、ス
イッチングトランジスタＱ1 のオン期間が更に短くな
る。
【００２１】このようにして、負荷Ｌが短絡状態になる
まで、スイッチングトランジスタＱ1 のオン期間が短く
なり続けるので、出力電流Ｉｏに対する出力電圧Ｖｏ
は、図２に示すようにａ2 点からフの字の過電流保護機
能が働くことになる。このようにして、図２のａ1 点か
らはバイアス制御回路４によるヘの字の過電流保護機能
が働き、さらに出力電流が増大した場合には、抵抗Ｒ1
とコンデンサＣ1 の時定数回路によるフの字の過電流保
護がａ2 点から働くことになる。
まで、スイッチングトランジスタＱ1 のオン期間が短く
なり続けるので、出力電流Ｉｏに対する出力電圧Ｖｏ
は、図２に示すようにａ2 点からフの字の過電流保護機
能が働くことになる。このようにして、図２のａ1 点か
らはバイアス制御回路４によるヘの字の過電流保護機能
が働き、さらに出力電流が増大した場合には、抵抗Ｒ1
とコンデンサＣ1 の時定数回路によるフの字の過電流保
護がａ2 点から働くことになる。
【００２２】従って、過電流保護の動作開始点は、従来
と同じａ1 点としているために、過電流保護特性の変化
はなく、出力トランスＴは飽和することもない。これに
より、起動抵抗Ｒ2 の値を大きくしても起動特性の悪化
は少ないため、起動抵抗Ｒ2 の値を大きくすることがで
きる。そのため、出力短絡等の異常時にスイッチングト
ランジスタＱ1 の異常発熱を防止でき、安全性を確保す
ることができる。また、出力短絡電流も小さく抑えるこ
とができ、同様に異常発熱を防止できる。更に、上記の
ように起動抵抗Ｒ2 の値を大きくすることができるた
め、通常動作時における抵抗Ｒ2 に流れる電流値が小さ
くできて、抵抗Ｒ2 によるロスを防止できて、効率をア
ップさせることができる。
と同じａ1 点としているために、過電流保護特性の変化
はなく、出力トランスＴは飽和することもない。これに
より、起動抵抗Ｒ2 の値を大きくしても起動特性の悪化
は少ないため、起動抵抗Ｒ2 の値を大きくすることがで
きる。そのため、出力短絡等の異常時にスイッチングト
ランジスタＱ1 の異常発熱を防止でき、安全性を確保す
ることができる。また、出力短絡電流も小さく抑えるこ
とができ、同様に異常発熱を防止できる。更に、上記の
ように起動抵抗Ｒ2 の値を大きくすることができるた
め、通常動作時における抵抗Ｒ2 に流れる電流値が小さ
くできて、抵抗Ｒ2 によるロスを防止できて、効率をア
ップさせることができる。
【００２３】また、抵抗Ｒ4 によりスイッチングトラン
ジスタＱ1 のドレイン電流Ｉｄを検出してバイアス制御
回路４を動作させて、スイッチングトランジスタＱ1 を
オフさせているために、電源投入時、つまり、ＡＣスイ
ッチのオン、オフ時等の過渡的な状態でのドレイン電流
Ｉｄのはね上がりを防止でき、スイッチングトランジス
タＱ1 の保護にもなる。更に、上述のようにバイアス制
御回路４によりスイッチングトランジスタＱ1のドレイ
ン電流Ｉｄのピーク分を抑えることができることで、ス
イッチングトランジスタＱ1 の定格も小さな仕様もＦＥ
Ｔが使用できて、コストを安価に抑えることができる。
ジスタＱ1 のドレイン電流Ｉｄを検出してバイアス制御
回路４を動作させて、スイッチングトランジスタＱ1 を
オフさせているために、電源投入時、つまり、ＡＣスイ
ッチのオン、オフ時等の過渡的な状態でのドレイン電流
Ｉｄのはね上がりを防止でき、スイッチングトランジス
タＱ1 の保護にもなる。更に、上述のようにバイアス制
御回路４によりスイッチングトランジスタＱ1のドレイ
ン電流Ｉｄのピーク分を抑えることができることで、ス
イッチングトランジスタＱ1 の定格も小さな仕様もＦＥ
Ｔが使用できて、コストを安価に抑えることができる。
【００２４】尚、本実施例では図１に示すように、主ス
イッチング素子として、スイッチングトランジスタＱ1
にＦＥＴを用いた例を示したが、このスイッチング素子
にバイポーラ型トランジスタを用いた場合でも同様の効
果を得ることができる。
イッチング素子として、スイッチングトランジスタＱ1
にＦＥＴを用いた例を示したが、このスイッチング素子
にバイポーラ型トランジスタを用いた場合でも同様の効
果を得ることができる。
【００２５】
【発明の効果】本発明によれば、出力電流が増加してい
くと、バイアス制御回路が動作して、主スイッチング素
子を制御し、略ヘの字カーブで過電流保護の動作を開始
させ、さらに、出力電流が増加していくと、時定数回路
により主スイッチング素子を制御して略フの字垂下特性
で過電流保護機能が働くことになる。従って、最初の過
電流保護の動作開始点は、従来と同じ点とすることがで
きて、過電流保護特性の変化はなく、しかも、時定数回
路の抵抗の抵抗値を大きくしているために、起動特性が
良くなる。従って、出力トランスが飽和することも防止
できる効果を奏するものである。これにより、起動抵抗
の値を大きくしても起動特性の悪化は少ないため、起動
抵抗の値を大きくすることができる。そのため、出力短
絡等の異常時に主スイッチング素子等の異常発熱を防止
でき、安全性を確保することができる。
くと、バイアス制御回路が動作して、主スイッチング素
子を制御し、略ヘの字カーブで過電流保護の動作を開始
させ、さらに、出力電流が増加していくと、時定数回路
により主スイッチング素子を制御して略フの字垂下特性
で過電流保護機能が働くことになる。従って、最初の過
電流保護の動作開始点は、従来と同じ点とすることがで
きて、過電流保護特性の変化はなく、しかも、時定数回
路の抵抗の抵抗値を大きくしているために、起動特性が
良くなる。従って、出力トランスが飽和することも防止
できる効果を奏するものである。これにより、起動抵抗
の値を大きくしても起動特性の悪化は少ないため、起動
抵抗の値を大きくすることができる。そのため、出力短
絡等の異常時に主スイッチング素子等の異常発熱を防止
でき、安全性を確保することができる。
【００２６】更に、上記のように起動抵抗の値を大きく
することができるため、通常動作時における起動抵抗に
流れる電流値が小さくできて、起動抵抗によるロスを防
止できて、効率をアップさせることができる。また、過
電流保護動作をさせるバイアス制御回路により主スイッ
チング素子に流れる電流を検出できるために、電源スイ
ッチのオン、オフ時等の過渡的な電流のはね上がりを防
止でき、主スイッチング素子の保護にもなる。更に、上
述のようにバイアス制御回路により主スイッチング素子
の電流のピーク分を抑えることができることで、主スイ
ッチング素子の定格も小さなものが使用でき、特に、主
スイッチング素子がＦＥＴで構成される場合には、コス
トを安価に抑えることができる。
することができるため、通常動作時における起動抵抗に
流れる電流値が小さくできて、起動抵抗によるロスを防
止できて、効率をアップさせることができる。また、過
電流保護動作をさせるバイアス制御回路により主スイッ
チング素子に流れる電流を検出できるために、電源スイ
ッチのオン、オフ時等の過渡的な電流のはね上がりを防
止でき、主スイッチング素子の保護にもなる。更に、上
述のようにバイアス制御回路により主スイッチング素子
の電流のピーク分を抑えることができることで、主スイ
ッチング素子の定格も小さなものが使用でき、特に、主
スイッチング素子がＦＥＴで構成される場合には、コス
トを安価に抑えることができる。
【図１】本発明の実施例のスイッチング電源装置の回路
図である。
図である。
【図２】本発明の実施例の出力電流と出力電圧との関係
を示す特性図である。
を示す特性図である。
【図３】従来例の出力電流と出力電圧との関係を示す特
性図である。
性図である。
【図４】従来例のスイッチング電源装置の回路図であ
る。
る。
１ 交流電源 ２ ダイオードブリッジ ３ 出力電圧検出部 ４ バイアス制御回路 Ｑ1 スイッチングトランジスタ Ｑ2 制御用トランジスタ Ｒ1 時定数回路を構成する抵抗 Ｒ2 起動抵抗 Ｃ1 時定数回路を構成するコンデンサ Ｔ 出力トランス ＬP １次巻線 ＬO ２次巻線 ＬB 帰還巻線 Ｌ 負荷
Claims (1)
- 【請求項１】 直流電源と、この直流電源から電源電圧
が印加される出力トランスの１次巻線と、この１次巻線
と直列に接続されスイッチング動作を行う主スイッチン
グ素子と、この主スイッチング素子の制御端子と直流電
源の正極側との間に接続された起動抵抗と、上記主スイ
ッチング素子のオン期間を制御する制御用トランジスタ
と、上記出力トランスの２次巻線に接続されて負荷に電
力を供給する整流平滑回路と、出力トランスの出力電圧
を検出する出力電圧検出部と、上記出力トランスの帰還
巻線に発生する電圧と上記出力電圧検出部からの信号に
より上記制御用トランジスタを駆動して出力電圧制御及
び過電流保護を行う抵抗及びコンデンサからなる時定数
回路とを備え、所定の第１の出力電流値で上記主スイッ
チング素子を制御して略ヘの字カーブで過電流保護の動
作を開始させるバイアス制御回路を設け、上記第１の出
力電流値より大きい第２の出力電流値で主スイッチング
素子を制御して略フの字垂下特性で過電流保護の動作を
開始させるべく上記時定数回路の抵抗の抵抗値を大きく
設定したことを特徴とするスイッチング電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP34311592A JPH06169566A (ja) | 1992-11-30 | 1992-11-30 | スイッチング電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP34311592A JPH06169566A (ja) | 1992-11-30 | 1992-11-30 | スイッチング電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06169566A true JPH06169566A (ja) | 1994-06-14 |
Family
ID=18359052
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP34311592A Pending JPH06169566A (ja) | 1992-11-30 | 1992-11-30 | スイッチング電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06169566A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003088117A (ja) * | 2001-09-10 | 2003-03-20 | Murata Mfg Co Ltd | スイッチング電源装置 |
| JP2016135001A (ja) * | 2015-01-20 | 2016-07-25 | セイコーエプソン株式会社 | 電源装置、及び、プリンター |
-
1992
- 1992-11-30 JP JP34311592A patent/JPH06169566A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003088117A (ja) * | 2001-09-10 | 2003-03-20 | Murata Mfg Co Ltd | スイッチング電源装置 |
| JP2016135001A (ja) * | 2015-01-20 | 2016-07-25 | セイコーエプソン株式会社 | 電源装置、及び、プリンター |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20000425 |