JPH09117134A - スイッチング電源 - Google Patents
スイッチング電源Info
- Publication number
- JPH09117134A JPH09117134A JP7268787A JP26878795A JPH09117134A JP H09117134 A JPH09117134 A JP H09117134A JP 7268787 A JP7268787 A JP 7268787A JP 26878795 A JP26878795 A JP 26878795A JP H09117134 A JPH09117134 A JP H09117134A
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- Japan
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- switching
- power supply
- terminal
- load
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- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
- Control Of Electrical Variables (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】軽負荷時もしく無負荷時におけるスイッチング
素子のスイッチング回数を減少させて、変換効率を改善
する。 【解決手段】トランスＴの一次巻線Ｎ１側と帰還巻線Ｎ
３側にスイッチングトランジスタＴｒ１とスイッチング
電源コントロール用集積回路１ｃが接続され、二次巻線
Ｎ２に負荷が接続され、二次巻線Ｎ２と帰還巻線Ｎ３に
定電圧制御回路４ａ、４ｂが接続され、集積回路１ｃの
発振定数端子Ｃｔ、Ｒｔに抵抗Ｒ１１などの発振定数を
切り替えるスイッチング周波数切替回路５が接続され
て、負荷電力の低減時または無負荷時にスイッチングト
ランジスタＴｒ１のスイチング周波数を下げて、変換効
率を向上させたスイッチング電源。
素子のスイッチング回数を減少させて、変換効率を改善
する。 【解決手段】トランスＴの一次巻線Ｎ１側と帰還巻線Ｎ
３側にスイッチングトランジスタＴｒ１とスイッチング
電源コントロール用集積回路１ｃが接続され、二次巻線
Ｎ２に負荷が接続され、二次巻線Ｎ２と帰還巻線Ｎ３に
定電圧制御回路４ａ、４ｂが接続され、集積回路１ｃの
発振定数端子Ｃｔ、Ｒｔに抵抗Ｒ１１などの発振定数を
切り替えるスイッチング周波数切替回路５が接続され
て、負荷電力の低減時または無負荷時にスイッチングト
ランジスタＴｒ１のスイチング周波数を下げて、変換効
率を向上させたスイッチング電源。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、スイッチング素子
のスイッチング周波数を変えることにより、無負荷時あ
るいは軽負荷時における変換効率を向上させたスイッチ
ング電源に関する。
のスイッチング周波数を変えることにより、無負荷時あ
るいは軽負荷時における変換効率を向上させたスイッチ
ング電源に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来のスイッチング電源回路について、
図５を参照して説明する。同図において、入力電圧Ｖｉ
ｎのプラス（＋）端子とマイナス（−）端子との間に
は、トランスＴの一次巻線Ｎ１、ＮＰＮ型スイッチング
トランジスタＴｒ１および電流検出抵抗Ｒ４が直列に接
続されている。このスイッチングトランジスタＴｒ１に
対し、一次巻線Ｎ１はコレクタ負荷となり、電流検出抵
抗Ｒ４はエミッタ抵抗となる。帰還巻線Ｎ３の両端には
整流ダイオードＤ１と平滑コンデンサＣ１が直列に接続
され、平滑コンデンサＣ１の両端から直流電圧が取り出
される。これらの帰還巻線Ｎ３、整流ダイオードＤ１お
よび平滑コンデンサＣ１は、帰還直流電源３を構成す
る。
図５を参照して説明する。同図において、入力電圧Ｖｉ
ｎのプラス（＋）端子とマイナス（−）端子との間に
は、トランスＴの一次巻線Ｎ１、ＮＰＮ型スイッチング
トランジスタＴｒ１および電流検出抵抗Ｒ４が直列に接
続されている。このスイッチングトランジスタＴｒ１に
対し、一次巻線Ｎ１はコレクタ負荷となり、電流検出抵
抗Ｒ４はエミッタ抵抗となる。帰還巻線Ｎ３の両端には
整流ダイオードＤ１と平滑コンデンサＣ１が直列に接続
され、平滑コンデンサＣ１の両端から直流電圧が取り出
される。これらの帰還巻線Ｎ３、整流ダイオードＤ１お
よび平滑コンデンサＣ１は、帰還直流電源３を構成す
る。
【０００３】１ｃはスイッチング電源コントロール用集
積回路で、内部に数百ｋＨｚで発振する発振回路、発振
制御回路、過電流保護動作回路などを有し、外部に電源
電圧端子Ｖｃｃ、発振制御端子Ｖcon 、グランド端子Ｇ
ＮＤ、電流制限端子ＣＬＭ、フィードバック端子Ｆｂ、
発振コンデンサ端子Ｃｔ、発振抵抗端子Ｒｔなどの端子
を有する。
積回路で、内部に数百ｋＨｚで発振する発振回路、発振
制御回路、過電流保護動作回路などを有し、外部に電源
電圧端子Ｖｃｃ、発振制御端子Ｖcon 、グランド端子Ｇ
ＮＤ、電流制限端子ＣＬＭ、フィードバック端子Ｆｂ、
発振コンデンサ端子Ｃｔ、発振抵抗端子Ｒｔなどの端子
を有する。
【０００４】集積回路１ｃの電源電圧端子Ｖｃｃには、
入力電圧Ｖｉｎのプラス（＋）端子が起動抵抗Ｒ１と起
動抵抗Ｒ２との直列回路を介して接続されると共に、帰
還直流電源３のプラス（＋）端子も接続されている。帰
還直流電源３のマイナス（−）端子には、スイッチング
トランジスタＴｒ１のエミッタと、集積回路１ｃのグラ
ンド端子ＧＮＤとが直接接続され、そして、フィードバ
ック端子ＦｂがフォトトランジスタＰｈを介し、発振コ
ンデンサ端子Ｃｔが発振用コンデンサＣｏを介し、発振
抵抗端子Ｒｔが発振用抵抗Ｒｏを介して、それぞれ接続
されている。前述のフィードバック端子Ｆｂに接続され
たフォトトランジスタＰｈは、定電圧制御回路４ａを構
成する。また、前述の発振コンデンサ端子Ｃｔおよび発
振抵抗端子Ｒｔは発振定数端子を構成する。また、入力
電圧Ｖｉｎのマイナス（−）端子は、過電流保護用抵抗
Ｒ５を介して電流制限端子ＣＬＭに接続されている。そ
して、スイッチングトランジスタＴｒ１のベースは、ベ
ース抵抗Ｒ３を介して集積回路１ｃの発振制御端子Ｖco
n に接続されている。
入力電圧Ｖｉｎのプラス（＋）端子が起動抵抗Ｒ１と起
動抵抗Ｒ２との直列回路を介して接続されると共に、帰
還直流電源３のプラス（＋）端子も接続されている。帰
還直流電源３のマイナス（−）端子には、スイッチング
トランジスタＴｒ１のエミッタと、集積回路１ｃのグラ
ンド端子ＧＮＤとが直接接続され、そして、フィードバ
ック端子ＦｂがフォトトランジスタＰｈを介し、発振コ
ンデンサ端子Ｃｔが発振用コンデンサＣｏを介し、発振
抵抗端子Ｒｔが発振用抵抗Ｒｏを介して、それぞれ接続
されている。前述のフィードバック端子Ｆｂに接続され
たフォトトランジスタＰｈは、定電圧制御回路４ａを構
成する。また、前述の発振コンデンサ端子Ｃｔおよび発
振抵抗端子Ｒｔは発振定数端子を構成する。また、入力
電圧Ｖｉｎのマイナス（−）端子は、過電流保護用抵抗
Ｒ５を介して電流制限端子ＣＬＭに接続されている。そ
して、スイッチングトランジスタＴｒ１のベースは、ベ
ース抵抗Ｒ３を介して集積回路１ｃの発振制御端子Ｖco
n に接続されている。
【０００５】一方、トランスＴの二次巻線Ｎ２の出力
は、整流ダイオードＤ２と平滑コンデンサＣ２により整
流平滑されて二次直流電源２を構成する。この二次直流
電源２のプラス（＋）端子とマイナス（−）端子との間
には、抵抗Ｒ６、順方向のフォトダイオードＰｄおよび
逆方向のシャントレギュレータＳｈの直列回路と、分割
抵抗Ｒ７および分割抵抗Ｒ８の直列回路とがそれぞれ接
続されている。なお、フォトダイオードＰｄはフォトト
ランジスタＰｔとフォトカップルしている。また、シャ
ントレギュレータＳｈの基準電圧端子が分割抵抗Ｒ７と
分割抵抗Ｒ８の接続点に接続されている。これらの二つ
の直列回路は定電圧制御回路４ｂを構成する。そして、
この定電圧制御回路４ｂは、前述の定電圧制御回路４ａ
と共同して、二次直流電源２のプラス（＋）端子から出
力される負荷電圧Ｖｏを定電圧に保持する作用を営む。
は、整流ダイオードＤ２と平滑コンデンサＣ２により整
流平滑されて二次直流電源２を構成する。この二次直流
電源２のプラス（＋）端子とマイナス（−）端子との間
には、抵抗Ｒ６、順方向のフォトダイオードＰｄおよび
逆方向のシャントレギュレータＳｈの直列回路と、分割
抵抗Ｒ７および分割抵抗Ｒ８の直列回路とがそれぞれ接
続されている。なお、フォトダイオードＰｄはフォトト
ランジスタＰｔとフォトカップルしている。また、シャ
ントレギュレータＳｈの基準電圧端子が分割抵抗Ｒ７と
分割抵抗Ｒ８の接続点に接続されている。これらの二つ
の直列回路は定電圧制御回路４ｂを構成する。そして、
この定電圧制御回路４ｂは、前述の定電圧制御回路４ａ
と共同して、二次直流電源２のプラス（＋）端子から出
力される負荷電圧Ｖｏを定電圧に保持する作用を営む。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
スィチング電源回路においては、そのスイチング周波数
は、発振用コンデンサＣｏおよび発振用抵抗Ｒｏによっ
てのみ決まるため、負荷電力、入力電圧に係わらず一定
となる。したがって、このような周波数一定の従来のス
ィチング電源回路は、図４に示すように、変換効率が軽
負荷時に悪くなるという欠点を有している。これは軽負
荷時には、スイッチング電源回路を構成する各素子のロ
スは大きく減少するのに対し、スイッチングトランジス
タＴｒ１のスイッチングロスの減少比が低いためであ
る。
スィチング電源回路においては、そのスイチング周波数
は、発振用コンデンサＣｏおよび発振用抵抗Ｒｏによっ
てのみ決まるため、負荷電力、入力電圧に係わらず一定
となる。したがって、このような周波数一定の従来のス
ィチング電源回路は、図４に示すように、変換効率が軽
負荷時に悪くなるという欠点を有している。これは軽負
荷時には、スイッチング電源回路を構成する各素子のロ
スは大きく減少するのに対し、スイッチングトランジス
タＴｒ１のスイッチングロスの減少比が低いためであ
る。
【０００７】したがって、本発明は、軽負荷時もしくは
無負荷時におけるスイッチング素子のスイッチング周波
数を減少させて、変換効率を改善したスイッチング電源
を提供することを目的とする。
無負荷時におけるスイッチング素子のスイッチング周波
数を減少させて、変換効率を改善したスイッチング電源
を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明は、上記目的を達
成するために、一次巻線、二次巻線および帰還巻線を有
するトランスと、前記二次巻線の出力を整流平滑した二
次直流電源と、この二次直流電源に接続され、帰還制御
回路により出力電圧を一定に保持する定電圧制御回路
と、前記帰還巻線の出力を整流平滑した帰還直流電源
と、少なくとも電源電圧端子、グランド端子、発振制御
端子、電流制限端子、フィードバック端子、発振定数端
子を有するスイッチング電源コントロール用集積回路
と、この集積回路の前記電源電圧端子と入力電圧端子と
の間に接続された起動抵抗と、前記集積回路の前記電源
電圧端子に接続された帰還直流電源と、前記一次巻線を
介して前記入力電圧端子に接続され、前記集積回路の発
振制御端子電圧により発振周波数を制御されるスイッチ
ング素子と、前記発振定数端子に接続され、負荷電力の
低減時もしくは無負荷時に、前記スイッチング素子の発
振周波数を低減させるスイッチング周波数切替回路と、
よりなることを特徴とする。
成するために、一次巻線、二次巻線および帰還巻線を有
するトランスと、前記二次巻線の出力を整流平滑した二
次直流電源と、この二次直流電源に接続され、帰還制御
回路により出力電圧を一定に保持する定電圧制御回路
と、前記帰還巻線の出力を整流平滑した帰還直流電源
と、少なくとも電源電圧端子、グランド端子、発振制御
端子、電流制限端子、フィードバック端子、発振定数端
子を有するスイッチング電源コントロール用集積回路
と、この集積回路の前記電源電圧端子と入力電圧端子と
の間に接続された起動抵抗と、前記集積回路の前記電源
電圧端子に接続された帰還直流電源と、前記一次巻線を
介して前記入力電圧端子に接続され、前記集積回路の発
振制御端子電圧により発振周波数を制御されるスイッチ
ング素子と、前記発振定数端子に接続され、負荷電力の
低減時もしくは無負荷時に、前記スイッチング素子の発
振周波数を低減させるスイッチング周波数切替回路と、
よりなることを特徴とする。
【０００９】また、本発明は、前記スイッチング周波数
切替回路が、負荷電力の低減もしくは無負荷を検知する
ツェーナーダイオードと、このツェーナーダイオードの
不導通によりオフするトランジスタとよりなることを特
徴とする。
切替回路が、負荷電力の低減もしくは無負荷を検知する
ツェーナーダイオードと、このツェーナーダイオードの
不導通によりオフするトランジスタとよりなることを特
徴とする。
【００１０】本発明は、上記のような構成において、ス
イッチングコントロール用集積回路の発振定数端子に接
続された外部抵抗、コンデンサなどの発振定数を、負荷
軽減時あるいは無負荷時に、スイッチング周波数切替回
路により切り替えることにより、スイッチング素子のス
イチング周波数を下げ、スイッチングロスを低減させ
て、変換効率を向上させる。
イッチングコントロール用集積回路の発振定数端子に接
続された外部抵抗、コンデンサなどの発振定数を、負荷
軽減時あるいは無負荷時に、スイッチング周波数切替回
路により切り替えることにより、スイッチング素子のス
イチング周波数を下げ、スイッチングロスを低減させ
て、変換効率を向上させる。
【００１１】
【発明の実施の形態】以下に、本発明の実施例回路につ
いて図面を参照して説明する。本実施例回路は図５に示
した従来回路を全部用いて、これに改良した回路を付加
するので、図５において行った回路説明並びに回路記号
及び番号をそのまま援用することにする。
いて図面を参照して説明する。本実施例回路は図５に示
した従来回路を全部用いて、これに改良した回路を付加
するので、図５において行った回路説明並びに回路記号
及び番号をそのまま援用することにする。
【００１２】図１において、帰還直流電源３のプラス
（＋）端子とマイナス（−）端子との間に、ツエナーダ
イオードＤｚ、抵抗Ｒ９および抵抗Ｒ１０よりなる直列
回路を接続する。また、発振抵抗端子Ｒｔと帰還直流電
源３のマイナス（−）端子との間に、コレクタ負荷抵抗
Ｒ１１とトランジスタＴｒ２との直列回路を接続する。
そして、トランジスタＴｒ２のベースを抵抗Ｒ９と抵抗
Ｒ１０との接続点に接続する。これらのツエナーダイオ
ードＤｚ、トランジスタＴｒ２などを含む点線で囲った
部分は、スイッチング周波数切替回路５を構成する。
（＋）端子とマイナス（−）端子との間に、ツエナーダ
イオードＤｚ、抵抗Ｒ９および抵抗Ｒ１０よりなる直列
回路を接続する。また、発振抵抗端子Ｒｔと帰還直流電
源３のマイナス（−）端子との間に、コレクタ負荷抵抗
Ｒ１１とトランジスタＴｒ２との直列回路を接続する。
そして、トランジスタＴｒ２のベースを抵抗Ｒ９と抵抗
Ｒ１０との接続点に接続する。これらのツエナーダイオ
ードＤｚ、トランジスタＴｒ２などを含む点線で囲った
部分は、スイッチング周波数切替回路５を構成する。
【００１３】本実施例回路は以上のような構成よりなる
が、つぎに動作について説明する。入力電圧Ｖｉｎが印
加されると、起動抵抗Ｒ１、Ｒ２を介してコンデンサＣ
１に充電電流が流れ、電源電圧端子Ｖｃｃの電圧も上昇
して集積回路１ｃが動作する。集積回路１ｃが動作する
と、スイッチングトランジスタＴｒ１が導通して、トラ
ンスＴの一次巻線Ｎ１に電流が流れ、二次巻線Ｎ２およ
び帰還巻線Ｎ３にも電圧が誘起する。帰還巻線Ｎ３の誘
起電圧は帰還直流電源３から直流として出力され、以後
電源電圧端子Ｖｃｃに供給される。同様に、二次巻線の
誘起電圧は二次直流電源２から直流として出力され、定
電圧制御回路４ｂおよび負荷に負荷電圧Ｖｏとして供給
される。この負荷電圧Ｖｏは、シャントレギュレータＳ
ｈ、フォトダイオードＰｄおよびフォトトランジスタＰ
ｔの連動した動作および発振制御端子Ｖcon によるスイ
ッチングトランジスタＴｒ１のデューティ制御により定
電圧に保持される。また、一次巻線Ｎ１、スイッチング
トランジスタＴｒ１および電流検出抵抗Ｒ４を通る過電
流は、過電流保護用抵抗Ｒ５を介して電流制限端子ＣＬ
Ｍにより検出され、かつ、発振制御端子Ｖcon によるス
イッチングトランジスタＴｒ１によりデューティ制御さ
れて保護される。
が、つぎに動作について説明する。入力電圧Ｖｉｎが印
加されると、起動抵抗Ｒ１、Ｒ２を介してコンデンサＣ
１に充電電流が流れ、電源電圧端子Ｖｃｃの電圧も上昇
して集積回路１ｃが動作する。集積回路１ｃが動作する
と、スイッチングトランジスタＴｒ１が導通して、トラ
ンスＴの一次巻線Ｎ１に電流が流れ、二次巻線Ｎ２およ
び帰還巻線Ｎ３にも電圧が誘起する。帰還巻線Ｎ３の誘
起電圧は帰還直流電源３から直流として出力され、以後
電源電圧端子Ｖｃｃに供給される。同様に、二次巻線の
誘起電圧は二次直流電源２から直流として出力され、定
電圧制御回路４ｂおよび負荷に負荷電圧Ｖｏとして供給
される。この負荷電圧Ｖｏは、シャントレギュレータＳ
ｈ、フォトダイオードＰｄおよびフォトトランジスタＰ
ｔの連動した動作および発振制御端子Ｖcon によるスイ
ッチングトランジスタＴｒ１のデューティ制御により定
電圧に保持される。また、一次巻線Ｎ１、スイッチング
トランジスタＴｒ１および電流検出抵抗Ｒ４を通る過電
流は、過電流保護用抵抗Ｒ５を介して電流制限端子ＣＬ
Ｍにより検出され、かつ、発振制御端子Ｖcon によるス
イッチングトランジスタＴｒ１によりデューティ制御さ
れて保護される。
【００１４】一方、図２に示すように、負荷電力が軽減
して、帰還直流電源３の端子電圧が同様に低減してツエ
ナーダイオードＤｚのツェナー電圧Ｖｚ以下になると、
ツエナーダイオードＤｚが不導通となり、このツエナー
ダイオードＤｚを通る直列回路に電流が流れなくなっ
て、抵抗Ｒ１０により与えられるベースバイアス電圧が
トランジスタＴｒ２にかからなくなる。すると、トラン
ジスタＴｒ２は不導通となって、コレクタ負荷抵抗Ｒ１
１と発振抵抗Ｒｏとの並列合成抵抗が発振抵抗Ｒｏのみ
となって大きくなり、図３に示すように、集積回路１ｃ
の制御によりスイッチングトランジスタＴｒ１のスイチ
ング周波数が、ｆ２からｆ１に低下する。そして、図４
に破線で示すように、ツェナーダイオードＤｚの不動作
に入る負荷電力Ｐ１で、スイチング周波数が前記図３に
示すように低下して、変換効率が上昇し、従来例の実線
から改善されることになる。
して、帰還直流電源３の端子電圧が同様に低減してツエ
ナーダイオードＤｚのツェナー電圧Ｖｚ以下になると、
ツエナーダイオードＤｚが不導通となり、このツエナー
ダイオードＤｚを通る直列回路に電流が流れなくなっ
て、抵抗Ｒ１０により与えられるベースバイアス電圧が
トランジスタＴｒ２にかからなくなる。すると、トラン
ジスタＴｒ２は不導通となって、コレクタ負荷抵抗Ｒ１
１と発振抵抗Ｒｏとの並列合成抵抗が発振抵抗Ｒｏのみ
となって大きくなり、図３に示すように、集積回路１ｃ
の制御によりスイッチングトランジスタＴｒ１のスイチ
ング周波数が、ｆ２からｆ１に低下する。そして、図４
に破線で示すように、ツェナーダイオードＤｚの不動作
に入る負荷電力Ｐ１で、スイチング周波数が前記図３に
示すように低下して、変換効率が上昇し、従来例の実線
から改善されることになる。
【００１５】
【発明の効果】本発明は、上記のような構成において、
スイッチングコントロール用集積回路の発振定数端子に
接続した外部抵抗、コンデンサなどの発振定数を、負荷
軽減時あるいは無負荷時に、スイッチング周波数切替回
路により切り替えることにより、スイッチング素子のス
イチング周波数を下げ、スイッチングロスを低減させ
て、変換効率を向上させることができる。
スイッチングコントロール用集積回路の発振定数端子に
接続した外部抵抗、コンデンサなどの発振定数を、負荷
軽減時あるいは無負荷時に、スイッチング周波数切替回
路により切り替えることにより、スイッチング素子のス
イチング周波数を下げ、スイッチングロスを低減させ
て、変換効率を向上させることができる。
【図１】 本発明のスイッチング電源回路の一実施例の
回路図
回路図
【図２】 負荷電力に対する帰還直流電源の端子電圧特
性図
性図
【図３】 負荷電力に対するスイッチングトランジスタ
のスイチング周波数特性図
のスイチング周波数特性図
【図４】 負荷電力に対する変換効率特性図
【図５】 従来のスイッチング電源回路図
１ｃ スイッチング電源コントロール用集積
回路 ２ 二次直流電源 ３ 帰還直流電源 ４ａ、４ｂ 定電圧制御回路 ５ スイッチング周波数切替回路 Ｔｒ１ スイッチングトランジスタ Ｔｒ２ トランジスタ Ｒｏ〜Ｒ１１ 抵抗 Ｃｏ〜Ｃ２ コンデンサ Ｄ１、Ｄ２ ダイオード Ｄｚ ツェナーダイオード Ｓｈ シャントレギュレータ Ｔ トランス Ｎ１ 一次巻線 Ｎ２ 二次巻線 Ｎ３ 帰還巻線
回路 ２ 二次直流電源 ３ 帰還直流電源 ４ａ、４ｂ 定電圧制御回路 ５ スイッチング周波数切替回路 Ｔｒ１ スイッチングトランジスタ Ｔｒ２ トランジスタ Ｒｏ〜Ｒ１１ 抵抗 Ｃｏ〜Ｃ２ コンデンサ Ｄ１、Ｄ２ ダイオード Ｄｚ ツェナーダイオード Ｓｈ シャントレギュレータ Ｔ トランス Ｎ１ 一次巻線 Ｎ２ 二次巻線 Ｎ３ 帰還巻線
Claims (2)
- 【請求項１】 一次巻線、二次巻線および帰還巻線を有
するトランスと、前記二次巻線の出力を整流平滑した二
次直流電源と、この二次直流電源に接続され、帰還制御
回路により出力電圧を一定に保持する定電圧制御回路
と、前記帰還巻線の出力を整流平滑した帰還直流電源
と、少なくとも電源電圧端子、グランド端子、発振制御
端子、電流制限端子、フィードバック端子、発振定数端
子を有するスイッチング電源コントロール用集積回路
と、この集積回路の前記電源電圧端子と入力電圧端子と
の間に接続された起動抵抗と、前記集積回路の前記電源
電圧端子に接続された帰還直流電源と、前記一次巻線を
介して前記入力電圧端子に接続され、前記集積回路の発
振制御端子電圧により発振周波数を制御されるスイッチ
ング素子と、前記発振定数端子に接続され、負荷電力の
低減時もしくは無負荷時に、前記スイッチング素子の発
振周波数を低減させるスイッチング周波数切替回路と、
よりなるスイッチング電源。 - 【請求項２】 前記スイッチング周波数切替回路が、負
荷電力の低減もしくは無負荷を検知するツェーナーダイ
オードと、このツェーナーダイオードの不導通によりオ
フするトランジスタとよりなる請求項１記載のスイッチ
ング電源。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7268787A JPH09117134A (ja) | 1995-10-17 | 1995-10-17 | スイッチング電源 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7268787A JPH09117134A (ja) | 1995-10-17 | 1995-10-17 | スイッチング電源 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09117134A true JPH09117134A (ja) | 1997-05-02 |
Family
ID=17463278
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7268787A Pending JPH09117134A (ja) | 1995-10-17 | 1995-10-17 | スイッチング電源 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH09117134A (ja) |
Cited By (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6111762A (en) * | 1998-02-27 | 2000-08-29 | Fuji Electric Co., Ltd. | Switching power supply |
| US6320766B1 (en) | 2000-07-31 | 2001-11-20 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Power-saving circuit for an AC/DC adaptor for a portable computer |
| US6532159B2 (en) | 2000-04-17 | 2003-03-11 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Switching power supply unit |
| WO2007041894A1 (en) | 2005-10-09 | 2007-04-19 | System General Corp. | Switching control circuit for primary-side controlled power converters |
| WO2007041896A1 (en) * | 2005-10-09 | 2007-04-19 | System General Corp. | Switching control circuit with variable switching frequency for primary-side-controlled power converters |
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