JP2000148265A - スイッチング電源 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】フライバック方式のスイッチング電源の一次側
に簡単な回路を付加して、この電源の負荷に対してフの
字型垂下特性を持たせる。 【解決手段】制御・保護回路４０の内部に基準電源４１
と比較器４２と切替スイッチ４３と抵抗４４，４５とか
らなる回路を付加し、フィードバック回路６からのフィ
ードバック信号としてのホトカプラ８のトランジスタ８
ｂのコレクタ電圧が基準電源４１の電圧以上になったと
きに切替スイッチ４３をＶｃｃから給電される抵抗４４
と抵抗４５側に動作させることにより、パワーＭＯＳＦ
ＥＴ３のオン期間をより短くして、ドレイン電流を低下
させることで、コンデンサ５の両端に接続される負荷に
対してフの字型垂下特性を持たせる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、フライバック方
式のスイッチング電源に関する。

【０００２】

【従来の技術】図４は、この種のフライバック方式のス
イッチング電源の従来例を示す回路構成図である。図４
において、１は整流電源などの一次側直流電源、２は一
次巻線２ａ，二次巻線２ｂ，３次巻線２ｃからなる変圧
器、３は変圧器２の一次巻線２ａの図示の・極性側にド
レイン端子が接続される電流センス端子付きのパワーＭ
ＯＳＦＥＴ、４は変圧器２の二次巻線２ｂの図示の・極
性の電圧を整流するダイオード、５はダイオード４を介
した整流電圧を平滑するコンデンサ、６は周知の技術に
よるシャントレギュレータ７とホトカプラ８のダイオー
ド側８ａとからなるフィードバック回路、９は電流モー
ドの制御回路（以下、単に制御回路９と称する）を示
す。

【０００３】このフィードバック回路６はシャントレギ
ュレータ７の設定値に基づき、コンデンサ５の両端電圧
をＶ_O に調整するために必要な操作量をフィードバック
信号として出力するものであり、このフィードバック信
号がホトカプラ８のトランジスタ側８ｂを介して制御回
路９の端子ＦＢに伝達される。ここで、コンデンサ１０
はこのフィードバック信号のノイズフィルタである。

【０００４】また、制御回路９の端子ＩＳにはパワーＭ
ＯＳＦＥＴ３の電流センス端子が接続され、パワーＭＯ
ＳＦＥＴ３の電流センス端子とソース端子との間には電
流検出抵抗１１が接続される。

【０００５】さらに、変圧器２の三次巻線２ｃの図示の
・極性の電圧をダイオード１３で整流し、この整流値を
抵抗１４とコンデンサ１５とで平滑した値が制御回路９
の電源として、制御回路９の端子ＶＣＣと図示の接地電
位に接続される制御回路９の端子ＧＮＤとの間に加えら
れる。なお、一次側直流電源１の正極側から抵抗１６を
介した値は、起動時に必要な電源となる。

【０００６】図５は図４に示した制御回路９の詳細回路
構成図である。この制御回路９において、パワーＭＯＳ
ＦＥＴ３のオン期間とオフ期間とを合計した周期を設定
する発振器２１からのトリガー信号がフリップフロップ
素子２３の入力端子Ｓに送出され、後述のコンパレータ
２２からのトリガ信号がフリップフロップ素子２３の入
力端子Ｒに送出される。また、フリップフロップ素子２
３の出力端子Ｑからの出力はゲート駆動素子３１を介し
てパワーＭＯＳＦＥＴ３をオン・オフさせる。

【０００７】さらに、コンパレータ２２には前記フィー
ドバック信号がホトカプラ８のトランジスタ側８ｂと抵
抗２５とを介して入力される。ここで、抵抗２５の他端
は前記ＶＣＣの電圧をレギュレータ回路２４を介するこ
とによる安定化した電圧に接続される。また、コンパレ
ータ２２には基準電源２６の電圧（Ｖ_REF ）を抵抗２７
と抵抗２８とで分圧した値と、電流検出抵抗１１の両端
電圧を抵抗２９とコンデンサ３０とからなるフィルター
を介した値とが入力される。

【０００８】図４に示したフライバック方式のスイッチ
ング電源の動作を、図５に示す制御回路９の詳細回路構
成図を参照しつつ、以下に説明する。制御回路９の補助
電源として、変圧器２に三次巻線２ｃを設け、三次巻線
２ｃに発生する電圧をダイオード１３，抵抗１４，コン
デンサ１５を介した整流値にし、この整流値を供給して
いる。

【０００９】しかしながら、前記整流値はこのスイッチ
ング電源が動作を開始しないと発生しないので、起動時
は一次側直流電源１から抵抗１６を介して制御回路９に
電源を供給するようにし、このスイッチング電源が起動
すると前記三次巻線２ｃから制御回路９に電源を供給す
るべく、また、この制御回路９はスタンバイ機能を有し
ているため、起動直前のスタンバイ電流を極力少なくな
るように、抵抗１６の抵抗値を選定している。

【００１０】このスイッチング電源の通常の動作状態で
は、コンデンサ５の両端から図示しない負荷（抵抗値Ｒ
_L ）に供給される電圧を所望の値Ｖ_O にすべく、制御回
路９は、図４に示したフィードバック回路６からのフィ
ードバック信号と基準電源２６の電圧（Ｖ_REF ）を抵抗
２７と抵抗２８とで分圧した値と、電流検出抵抗１１の
両端電圧を抵抗２９とコンデンサ３０とからなるフィル
ターを介した値との比較演算をコンパレータ２２で行
い、この演算結果によりフリップフロップ２３とゲート
駆動素子３１とを介して、パワーＭＯＳＦＥＴ３をオン
期間とオフ期間とを制御している。

【００１１】

【発明が解決しようとする課題】図４に示した従来のス
イッチング電源において、前記負荷が定格値を越えた過
負荷状態になったときには電流検出抵抗１１の両端電圧
が上昇し、さらに、二次側出力電圧（Ｖ_O ）が低下する
ため、フィドバック回路６を介して送られてくるフィー
ドバック信号によりＦＢ端子電圧も上昇する。しかし、
基準電圧Ｖ_REF の抵抗２７と抵抗２８とによる分圧値が
一定のため、コンパレータ２２の出力は一定に保たれ、
パワーＭＯＳＦＥＴ３のドレイン電流も一定に保たれ、
電流が制限される。しかしながら前記負荷が短絡状態な
どの異常時には、過大な電力消費とこれに伴う発熱のた
めにこのスイッチング電源が焼損または破損する恐れが
あった。

【００１２】従来はこの対策として、変圧器２の二次巻
線２ｂ側回路に電流検出回路，演算増幅器などを付加
し、該負荷に対してフの字型垂下特性を持たせる機能を
備えるようにしていが、この機能のための二次巻線側に
付加する回路が複雑であり、電流検出のためのシャント
抵抗によりこのスイッチング電源の変換効率が低下する
という難点があった。この発明の目的は、簡単な回路を
変圧器の一次巻線側に付加して、回路を複雑にすること
なく上記問題点を解消したスイッチング電源を提供する
ことにある。

【００１３】

【課題を解決するための手段】この発明は、一次巻線
と、該一次巻線に対してフライバック結合した二次巻線
および三次巻線とからなる変圧器と、前記一次巻線の一
端にドレイン端子が接続される電流センス端子付きのパ
ワーＭＯＳＦＥＴと、前記一次巻線の他端と前記パワー
ＭＯＳＦＥＴのソース端子と間に接続される一次側直流
電源と、前記パワーＭＯＳＦＥＴの電流センス端子とソ
ース端子の間に接続される電流検出抵抗と、前記二次巻
線の電圧の整流値をフィードバック信号として送出する
フィードバック回路と、前記三次巻線の電圧を電源と
し、前記フィードバック信号に基づいて前記二次巻線の
整流値を所定の値（Ｖ_O ）にすべく制御されたゲート信
号を前記パワーＭＯＳＦＥＴに送出する制御・保護とを
備えたスイッチング電源において、前記ゲート信号に、
前記電流検出抵抗の両端電圧と前記フィードバック信号
と前記三次巻線の電圧の整流値とに基づき前記二次巻線
より給電される負荷に対してフの字型垂下特性を持たせ
たことを特徴とする。

【００１４】この発明によれば従来の制御回路に代え
て、後述の如く、簡単な回路を付加した制御・保護回路
を備えることにより、前記変圧器の二次巻線より給電さ
れる負荷に対してフの字型垂下特性を持たせることがで
きる。

【００１５】

【発明の実施の形態】図１は、この発明の実施例を示す
スイッチング電源の回路構成図であり、図４に示した従
来例回路と同一機能を有するものには同一符号を付して
いる。図１に示したフライバック方式のスイッチング電
源においては、図４に示した制御回路９に代えて電流モ
ードの制御・保護回路４０（以下、単に制御・保護回４
０と称する）を備えている。

【００１６】図２は図１に示した制御・保護回路４０の
詳細回路構成図であり、図５に示した制御回路９と同一
機能を有するものには同一符号を付している。すなわち
図２に示した制御・保護回路４０には、基準電源４１
と、比較器４２と、例えばアナログスイッチ，反転素子
とから形成される切替スイッチ回路４３と、抵抗４４，
４５とが制御回路９に対して追加装備され、この制御・
保護回路４０によるスイッチング電源の起動時と通常時
の動作は、図４に示した制御回路９による従来のスイッ
チング電源と同様である。

【００１７】以下に図１に示したこの発明のスイッチン
グ電源における変圧器２の二次巻線２ｂより給電される
図示しない負荷に対するフの字型垂下動作を、図２に示
す制御・保護回路４０の回路構成図と図３に示す波形図
とを参照しつつ、説明する。

【００１８】先ず、パワーＭＯＳＦＥＴ３のオン期間
と、オフ期間とをコンパレータ２２により通常状態とし
て制御中（図３の区間Ａの範囲）に、例えば何らかの要
因により前記負荷が定格値を越えると（図３の区間Ｂの
範囲に移行）、コンデンサ５の両端電圧が通常時より低
下し、その結果、フィードバック回路６からのフィード
バック信号としてのホトカプラ８のトランジスタ８ｂの
コレクタ電圧が上昇し、この上昇に伴い該コレクタ電圧
が基準電源４１の電圧Ｖ_LIM を越えると比較器４２が動
作して、切替スイッチ回路４３が抵抗４４，４５側に切
替わる。

【００１９】このとき、図２に示す如く抵抗４４，４５
は、変圧器２の三次巻線２ｃよりダイオード１３，抵抗
１４，コンデンサ１５を介した制御・保護回路４０の電
源ＶＣＣより給電されており、周知の如く、コンデンサ
５の両端電圧の低下に伴って、三次巻線２ｃの電圧低下
により前記ＶＣＣも低下し、従って抵抗４４と抵抗４５
とによる電圧ＶＣＣの分圧値も低下し、この分圧値の低
下に伴って、パワーＭＯＳＦＥＴ３のオン期間も更に短
くなり、ドレイン電流も低下していくため、その結果と
して図３の区間Ｂに示すごとく、フの字型垂下特性を持
つことになる。

【００２０】

【発明の効果】この発明のスイッチング電源によれば、
従来のスイッチング電源に備えた電流モードの制御回路
に代えて、この制御回路に簡単な回路を付加しつつ、接
続端子数およびその端子機能が同じ電流モードの制御・
保護回路に置き換えることにより、前記変圧器の二次巻
線より給電される負荷に対してフの字型垂下特性を持た
せることができる。

【００２１】このフの字型垂下特性を備えることによ
り、前記負荷の短絡などの異常状態によるスイックング
電源の焼損または破損が防止される。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の実施例を示すスイッチング電源の回
路構成図

【図２】図１の部分詳細回路構成図

【図３】図１の動作を説明する波形図

【図４】従来例を示すスイッチング電源の回路構成図

【図５】図４の部分詳細回路構成図

【符号の説明】

１…一次側直流電源、２…変圧器、３…パワーＭＯＳＦ
ＥＴ、４…ダイオード、５…コンデンサ、６…フィード
バック回路、７…シャントレギュレータ７、８…ホトカ
プラ、９…電流モードの制御回路、１０…コンデンサ、
１１…電流検出抵抗、１３…ダイオード、１４…抵抗、
１５…コンデンサ、１６…抵抗、２１…発振器、２２…
コンパレータ、２３…フリップフロップ素子、２４…レ
ギュレータ回路、２５…抵抗、２６…基準電源、２７〜
２９…抵抗、３０…コンデンサ、３１…ゲート駆動素
子、４０…電流モードの制御・保護回路、４１…基準電
源、４２…比較器、４３…切替スイッチ回路、４４，４
５…抵抗。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】一次巻線と、該一次巻線に対してフライバ
   ック結合した二次巻線および三次巻線とからなる変圧器
   と、 前記一次巻線の一端にドレイン端子が接続される電流セ
   ンス端子付きのパワーＭＯＳＦＥＴと、 前記一次巻線の他端と前記パワーＭＯＳＦＥＴのソース
   端子と間に接続される一次側直流電源と、 前記パワーＭＯＳＦＥＴの電流センス端子とソース端子
   の間に接続される電流検出抵抗と、 前記二次巻線の電圧の整流値をフィードバック信号とし
   て送出するフィードバック回路と、 前記三次巻線の電圧を電源とし、前記フィードバック信
   号に基づいて前記二次巻線の整流値を所定の値（Ｖ_O ）
   にすべく制御されたゲート信号を前記パワーＭＯＳＦＥ
   Ｔに送出する制御・保護とを備えたスイッチング電源に
   おいて、 前記ゲート信号に、前記電流検出抵抗の両端電圧と前記
   フィードバック信号と前記三次巻線の電圧の整流値とに
   基づき前記二次巻線より給電される負荷に対してフの字
   型垂下特性を持たせたことを特徴とするスイッチング電
   源。