JP2580379Y2 - スイッチング安定化電源装置 - Google Patents
スイッチング安定化電源装置Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本考案は、磁気増幅器を用いたス
イッチング安定化電源装置に関する。
イッチング安定化電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】スイッチング安定化電源装置として、交
流又は直流入力電圧をスイッチング素子によってスイッ
チングして、出力電圧の安定化を図ると共に、負荷の短
絡等によって生ずる電源装置の損傷を防ぐため設けられ
た、出力電圧−出力電流特性が、いわゆる「フ」の字の
特性となる過電流保護回路が知られている。
流又は直流入力電圧をスイッチング素子によってスイッ
チングして、出力電圧の安定化を図ると共に、負荷の短
絡等によって生ずる電源装置の損傷を防ぐため設けられ
た、出力電圧−出力電流特性が、いわゆる「フ」の字の
特性となる過電流保護回路が知られている。
【０００３】図４は、本考案者が従来使用していた過電
流保護回路を備えた安定化電源装置の回路図である。
流保護回路を備えた安定化電源装置の回路図である。
【０００４】この回路は、チョッパ回路１と、整流平滑
回路２と、誤差検出回路３と、負荷７の短絡等による過
電流を防止するための過電流保護回路４とから構成され
ている。
回路２と、誤差検出回路３と、負荷７の短絡等による過
電流を防止するための過電流保護回路４とから構成され
ている。
【０００５】前記過電流保護回路４について以下に、よ
り詳しく説明する。
り詳しく説明する。
【０００６】前記過電流保護回路４は主トランス５の２
次巻線に直列に接続された変流器６，ダイオード８，
９，１０，１１，抵抗１２，１３，１４，コンデンサ１
５，トランジスタ１６とを有し構成される。
次巻線に直列に接続された変流器６，ダイオード８，
９，１０，１１，抵抗１２，１３，１４，コンデンサ１
５，トランジスタ１６とを有し構成される。
【０００７】まず、抵抗１３，１４により出力電圧ＶL
に比例した電圧をトランジスタ１６のベース・エミッタ
間に逆方向電圧として印加される。一方、変流器６によ
りダイオード８を通し、抵抗１２に出力電流ＩL に比例
した電圧が取り出され、ダイオード９を介してコンデン
サ１５に充電された後、放電し抵抗１３を流れてトラン
ジスタ１６のベース・エミッタ間に順方向の電圧降下を
生じる。
に比例した電圧をトランジスタ１６のベース・エミッタ
間に逆方向電圧として印加される。一方、変流器６によ
りダイオード８を通し、抵抗１２に出力電流ＩL に比例
した電圧が取り出され、ダイオード９を介してコンデン
サ１５に充電された後、放電し抵抗１３を流れてトラン
ジスタ１６のベース・エミッタ間に順方向の電圧降下を
生じる。
【０００８】変流器６の２次巻線に流れる電流ｉも、負
荷電流ＩＬの増加に比例して増加することになるため、
コンデンサ１５の電圧が増加し、トランジスタ１６のエ
ミッタ，ベース間電圧ＶＥＢ固有のしきい値電圧を越え
ることにより、トランジスタ１６がオンする。トランジ
スタ１６がオンすると、ダイオード１１を介して磁気増
幅器１７にリセット電流が流れ、出力電圧を減少させる
方向となり、結果的に出力電流−出力電圧特性が図３に
示すような、いわゆる「フ」の字特性となる。
荷電流ＩＬの増加に比例して増加することになるため、
コンデンサ１５の電圧が増加し、トランジスタ１６のエ
ミッタ，ベース間電圧ＶＥＢ固有のしきい値電圧を越え
ることにより、トランジスタ１６がオンする。トランジ
スタ１６がオンすると、ダイオード１１を介して磁気増
幅器１７にリセット電流が流れ、出力電圧を減少させる
方向となり、結果的に出力電流−出力電圧特性が図３に
示すような、いわゆる「フ」の字特性となる。
【０００９】次にこの過電流保護回路４の等価回路を図
５に示して問題点を説明する。
５に示して問題点を説明する。
【００１０】変流器６の２次巻線に流れる電流ｉに対応
する定電流源を１８とする。図５に示す等価回路は、こ
の定電流源１８と、抵抗１２，１３，１４，コンデンサ
１５，出力電圧ＶL に対応する定電圧源２２及びスイッ
チ２３から構成される。尚、図４のダイオード９の順方
向電圧は、図５に示す等価回路においては、これを無視
することとする。
する定電流源を１８とする。図５に示す等価回路は、こ
の定電流源１８と、抵抗１２，１３，１４，コンデンサ
１５，出力電圧ＶL に対応する定電圧源２２及びスイッ
チ２３から構成される。尚、図４のダイオード９の順方
向電圧は、図５に示す等価回路においては、これを無視
することとする。
【００１１】このスイッチ２３は、スイッチ２３をオ
ン，オフすることにより、チョッパ回路部１のスイッチ
ング動作に比例した変流器６に流れる電流を制御するも
のである。
ン，オフすることにより、チョッパ回路部１のスイッチ
ング動作に比例した変流器６に流れる電流を制御するも
のである。
【００１２】コンデンサ１５の充電電流をｉ1 ，放電電
流をｉ2 ，抵抗１４をＲ1 ，抵抗１３をＲ2 ，スイッチ
２３のオン時間をＴON，オフ時間をＴOFF 及びコンデン
サ１５の両端電圧をＶC とすると、ｉ1 ，ｉ2 の関係
は、 ｉ1 ・ＴON＝ｉ2 ・ＴOFF 式１ ｉ2 ・ＴOFF ＝｛ＶC ／Ｒ2 ＋（ＶL ＋ＶC ）／Ｒ1 ｝・ＴOFF 式２ と表せる。
流をｉ2 ，抵抗１４をＲ1 ，抵抗１３をＲ2 ，スイッチ
２３のオン時間をＴON，オフ時間をＴOFF 及びコンデン
サ１５の両端電圧をＶC とすると、ｉ1 ，ｉ2 の関係
は、 ｉ1 ・ＴON＝ｉ2 ・ＴOFF 式１ ｉ2 ・ＴOFF ＝｛ＶC ／Ｒ2 ＋（ＶL ＋ＶC ）／Ｒ1 ｝・ＴOFF 式２ と表せる。
【００１３】図６にスイッチ２３のオン時間ＴONがオフ
時間ＴOFF より長い時の、コンデンサ１５の充電電流ｉ
1 と放電電流ｉ2 及びコンデンサ１５の両端電圧ＶC の
波形を示す。
時間ＴOFF より長い時の、コンデンサ１５の充電電流ｉ
1 と放電電流ｉ2 及びコンデンサ１５の両端電圧ＶC の
波形を示す。
【００１４】この時は、充電電流ｉ1 の流れる時間が長
く、放電電流ｉ2 の流れる時間が短いため、コンデンサ
１５の両端電圧ＶC に含まれるリップル電圧ＶRPL が小
さい。
く、放電電流ｉ2 の流れる時間が短いため、コンデンサ
１５の両端電圧ＶC に含まれるリップル電圧ＶRPL が小
さい。
【００１５】逆に、図７に示すように、スイッチ２３の
オン時間ＴONがオフ時間ＴOFF より短い時は、充電電流
ｉ1 の流れる時間が、放電電流ｉ2 の流れる時間より短
いため、コンデンサ１５の両端電圧ＶC に含まれるリッ
プル電圧ＶRPL が大きくなる。
オン時間ＴONがオフ時間ＴOFF より短い時は、充電電流
ｉ1 の流れる時間が、放電電流ｉ2 の流れる時間より短
いため、コンデンサ１５の両端電圧ＶC に含まれるリッ
プル電圧ＶRPL が大きくなる。
【００１６】従って、放電電流ｉ2 、すなわち出力電流
ｉ2 が同値であっても、オン時間ＴONとオフ時間ＴOFF
の長短によって、コンデンサ１５の両端電圧ＶC に含ま
れるリップル電圧ＶRPL が変化し、そのため抵抗１３の
両端電圧の平均値も変化する。
ｉ2 が同値であっても、オン時間ＴONとオフ時間ＴOFF
の長短によって、コンデンサ１５の両端電圧ＶC に含ま
れるリップル電圧ＶRPL が変化し、そのため抵抗１３の
両端電圧の平均値も変化する。
【００１７】磁気増幅器１７のリセット電流を制御する
トランジスタ１６は、抵抗１３の電圧降下を検出して動
作するため、スイッチ２３のオン時間ＴＯＮがオフ時間
ＴＯＦＦより長いときは、抵抗１３の電圧降下が大きく
なり、負荷電流ＩＬが比較的小さい時でも磁気増幅器１
７が制御され図３に示す「フ」の字特性においてａのよ
うになり、逆にスイッチ２３のオン時間ＴＯＮがオフ時
間ＴＯＦＦより短い時はｂのようになる。すなわち、チ
ョッパ回路１で発生する入力パルスのデューティー比の
変化により、出力電流−出力電圧特性が変動することに
なる。ここで、式２において（ＶＬ＋ＶＣ）／Ｒ１の項
を無くすことができれば、ｉ２の値を小さくすることで
ｉ２を小さくでき、上記の問題は解消される。
トランジスタ１６は、抵抗１３の電圧降下を検出して動
作するため、スイッチ２３のオン時間ＴＯＮがオフ時間
ＴＯＦＦより長いときは、抵抗１３の電圧降下が大きく
なり、負荷電流ＩＬが比較的小さい時でも磁気増幅器１
７が制御され図３に示す「フ」の字特性においてａのよ
うになり、逆にスイッチ２３のオン時間ＴＯＮがオフ時
間ＴＯＦＦより短い時はｂのようになる。すなわち、チ
ョッパ回路１で発生する入力パルスのデューティー比の
変化により、出力電流−出力電圧特性が変動することに
なる。ここで、式２において（ＶＬ＋ＶＣ）／Ｒ１の項
を無くすことができれば、ｉ２の値を小さくすることで
ｉ２を小さくでき、上記の問題は解消される。
【００１８】
【考案が解決しようとする課題】このように、従来のス
イッチング安定化電源装置の「フ」の字特性を有する過
電流保護回路は、チョッパ回路で発生する入力パルスの
パルス幅の変化、すなわち入力パルスのデューティー比
が変化することによって、その「フ」の字特性におい
て、出力電圧により過電流保護回路が機能を開始する電
流値が変化し、「フ」の字特性も変動する。
イッチング安定化電源装置の「フ」の字特性を有する過
電流保護回路は、チョッパ回路で発生する入力パルスの
パルス幅の変化、すなわち入力パルスのデューティー比
が変化することによって、その「フ」の字特性におい
て、出力電圧により過電流保護回路が機能を開始する電
流値が変化し、「フ」の字特性も変動する。
【００１９】そこで本考案は上記事情に鑑みてなされた
ものであり、従来のスイッチング安定化電源の過電流保
護回路が有していた「フ」の字特性を維持するととも
に、上記従来欠点を除去することができるスイッチング
安定化電源装置を提供することを目的とするものであ
る。
ものであり、従来のスイッチング安定化電源の過電流保
護回路が有していた「フ」の字特性を維持するととも
に、上記従来欠点を除去することができるスイッチング
安定化電源装置を提供することを目的とするものであ
る。
【００２０】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に本考案は、チョッパ回路と、該チョッパ回路に主トラ
ンスによって結合される整流平滑回路と、該整流平滑回
路の出力電圧と基準値とを誤差検出回路で比較検出し、
リセット電流として前記主トランスの２次側に接続され
た磁気増幅器に供給することによって出力電圧を安定化
させる出力電圧安定回路と、負荷短絡等による過電流を
防止するための過電流保護回路とから成るスイッチング
安定化電源装置において、前記主トランスの１次側又は
２次側に接続された変流器によって出力電流に比例した
電流を検出する電流検出回路と、前記整流平滑回路の正
側出力と前記変流器の２次側に接続された電流−電圧変
換回路の正側間に接続された第１の抵抗によって出力電
圧を供給する回路と、前記誤差検出回路と磁気増幅器と
の接続点と前記整流平滑回路の負側出力との間にコレク
タ及びエミッタが接続され、前記変流器の入力側にベー
スが接続されたトランジスタとを具備し、前記電流検出
回路で検出される電流によって生ずる電圧と出力電圧供
給回路の電圧の極性が互いに逆となるように、第２の抵
抗を、前記第１の抵抗の接続点と前記トランジスタのエ
ミッタ間に挿入接続する。さらに前記電流−電圧変換回
路は前記変流器の２次巻線の両端間に、直列に接続され
たダイオード及び抵抗によって構成されたことを特徴と
する。
に本考案は、チョッパ回路と、該チョッパ回路に主トラ
ンスによって結合される整流平滑回路と、該整流平滑回
路の出力電圧と基準値とを誤差検出回路で比較検出し、
リセット電流として前記主トランスの２次側に接続され
た磁気増幅器に供給することによって出力電圧を安定化
させる出力電圧安定回路と、負荷短絡等による過電流を
防止するための過電流保護回路とから成るスイッチング
安定化電源装置において、前記主トランスの１次側又は
２次側に接続された変流器によって出力電流に比例した
電流を検出する電流検出回路と、前記整流平滑回路の正
側出力と前記変流器の２次側に接続された電流−電圧変
換回路の正側間に接続された第１の抵抗によって出力電
圧を供給する回路と、前記誤差検出回路と磁気増幅器と
の接続点と前記整流平滑回路の負側出力との間にコレク
タ及びエミッタが接続され、前記変流器の入力側にベー
スが接続されたトランジスタとを具備し、前記電流検出
回路で検出される電流によって生ずる電圧と出力電圧供
給回路の電圧の極性が互いに逆となるように、第２の抵
抗を、前記第１の抵抗の接続点と前記トランジスタのエ
ミッタ間に挿入接続する。さらに前記電流−電圧変換回
路は前記変流器の２次巻線の両端間に、直列に接続され
たダイオード及び抵抗によって構成されたことを特徴と
する。
【００２１】
【作用】上記構成のスイッチング安定化電源装置によれ
ば、前記電流検出回路で検出される電流によって生ずる
電圧と出力電圧を加える回路の電圧の極性が前記第２の
抵抗を接続することにより互いに逆となるように構成さ
れるため、従来と同様の出力電流−出力電圧特性、
「フ」の字特性を維持するとともに、前記トランジスタ
のベース・エミッタ間電圧が抵抗１３の放電電流の影響
を受けなくなり、結果的に、前記チョッパ回路で発生さ
れる入力パルスのデューティー比の変化によって、
「フ」の字特性の変動を抑えることができる。
ば、前記電流検出回路で検出される電流によって生ずる
電圧と出力電圧を加える回路の電圧の極性が前記第２の
抵抗を接続することにより互いに逆となるように構成さ
れるため、従来と同様の出力電流−出力電圧特性、
「フ」の字特性を維持するとともに、前記トランジスタ
のベース・エミッタ間電圧が抵抗１３の放電電流の影響
を受けなくなり、結果的に、前記チョッパ回路で発生さ
れる入力パルスのデューティー比の変化によって、
「フ」の字特性の変動を抑えることができる。
【００２２】
【実施例】以下に本考案の実施例を図面を参照して詳述
する。
する。
【００２３】図１は本考案の一実施例におけるスイッチ
ング安定化電源装置の全体回路図である。
ング安定化電源装置の全体回路図である。
【００２４】このスイッチング安定化電源装置は、チョ
ッパ回路１，整流平滑回路２，誤差検出回路３及び過電
流保護回路４とを有し構成される。
ッパ回路１，整流平滑回路２，誤差検出回路３及び過電
流保護回路４とを有し構成される。
【００２５】チョッパ回路１は不安定な直流入力３０と
ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）等の主スイッチ素子３
１と主トランス５の１次巻線と主スイッチ素子３１を駆
動するための駆動回路３２とから構成される。整流平滑
回路２は主トランス５の２次巻線の一端に磁気増幅器１
７を介して、ダイオード３３，３４，チョークコイル３
５が接続され、その後段に主トランス５の２次巻線と並
列にコンデンサ３６が接続され、その両端電圧が負荷７
に出力されるように構成される。また、抵抗３７，３８
と基準値としての直流電源３９とオペアンプ（演算増幅
器）４０及びダイオード４１から誤差検出回路３が構成
され、誤差検出回路３の出力が磁気増幅器１７の出力側
に接続され、抵抗３７が整流平滑回路２の正側出力に接
続することにより出力電圧安定回路となる。
ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）等の主スイッチ素子３
１と主トランス５の１次巻線と主スイッチ素子３１を駆
動するための駆動回路３２とから構成される。整流平滑
回路２は主トランス５の２次巻線の一端に磁気増幅器１
７を介して、ダイオード３３，３４，チョークコイル３
５が接続され、その後段に主トランス５の２次巻線と並
列にコンデンサ３６が接続され、その両端電圧が負荷７
に出力されるように構成される。また、抵抗３７，３８
と基準値としての直流電源３９とオペアンプ（演算増幅
器）４０及びダイオード４１から誤差検出回路３が構成
され、誤差検出回路３の出力が磁気増幅器１７の出力側
に接続され、抵抗３７が整流平滑回路２の正側出力に接
続することにより出力電圧安定回路となる。
【００２６】また出力電流ＩＬに比例した電流を検出す
る電流検出回路を構成する変流器６は、その１次巻線が
主トランスの２次巻線に挿入接続され、その２次巻線に
並列に電流−電圧変換用ダイオード４２と抵抗１２が接
続され、電流−電圧変換回路４ａが構成される。その後
段にダイオード９とコンデンサ１５が図のように接続さ
れる。コンデンサ１５の正側は変流器６と直列に抵抗４
３を介して整流平滑回路２の負側出力に接続される。ま
た整流平滑回路２の負側出力は、トランジスタ１６のエ
ミッタに接続され、トランジスタ１６のコレクタはダイ
オード１１を介して誤差検出回路３と磁気増幅器１７の
接続点に接続される。ここで前記エミッタは整流平滑回
路２の負側出力に接続されるとともにベース・エミッタ
間に抵抗１３が挿入接続されている。トランジスタ１６
のベースは前記変流器６の入力側にダイオード９を介し
て接続される。さらに、抵抗４３のコンデンサ１５側と
整流平滑回路２の正側出力間にダイオード１０と抵抗１
４が直列に接続され出力電圧供給回路４ｂを構成する。
る電流検出回路を構成する変流器６は、その１次巻線が
主トランスの２次巻線に挿入接続され、その２次巻線に
並列に電流−電圧変換用ダイオード４２と抵抗１２が接
続され、電流−電圧変換回路４ａが構成される。その後
段にダイオード９とコンデンサ１５が図のように接続さ
れる。コンデンサ１５の正側は変流器６と直列に抵抗４
３を介して整流平滑回路２の負側出力に接続される。ま
た整流平滑回路２の負側出力は、トランジスタ１６のエ
ミッタに接続され、トランジスタ１６のコレクタはダイ
オード１１を介して誤差検出回路３と磁気増幅器１７の
接続点に接続される。ここで前記エミッタは整流平滑回
路２の負側出力に接続されるとともにベース・エミッタ
間に抵抗１３が挿入接続されている。トランジスタ１６
のベースは前記変流器６の入力側にダイオード９を介し
て接続される。さらに、抵抗４３のコンデンサ１５側と
整流平滑回路２の正側出力間にダイオード１０と抵抗１
４が直列に接続され出力電圧供給回路４ｂを構成する。
【００２７】次に上記構成のチョッパ回路１，整流平滑
回路２，誤差検出回路３の作用について説明する。
回路２，誤差検出回路３の作用について説明する。
【００２８】チョッパ回路１において不安定な直流入力
３０に対し、ＦＥＴ等の主スイッチ素子３１と該主スイ
ッチ素子３１を駆動するための駆動回路３２及び主トラ
ンス５の１次巻線により、直流入力３０をスイッチング
し、その動作周波数を固定したまま、パルス幅制御を行
い、その入力パルス電圧を主トランス１により主トラン
ス１の２次巻線に誘起させる。
３０に対し、ＦＥＴ等の主スイッチ素子３１と該主スイ
ッチ素子３１を駆動するための駆動回路３２及び主トラ
ンス５の１次巻線により、直流入力３０をスイッチング
し、その動作周波数を固定したまま、パルス幅制御を行
い、その入力パルス電圧を主トランス１により主トラン
ス１の２次巻線に誘起させる。
【００２９】主トランスの２次巻線に誘起された入力パ
ルス電圧は、ダイオード３３，３４，チョークコイル３
５，コンデンサ３６によって整流平滑され、直流電圧に
変換された後に負荷７に出力される。
ルス電圧は、ダイオード３３，３４，チョークコイル３
５，コンデンサ３６によって整流平滑され、直流電圧に
変換された後に負荷７に出力される。
【００３０】また、抵抗３７，３８によって出力電圧Ｖ
Ｌが分圧検出され、この電圧と直流電源３９の基準値と
がオペアンプ４０で比較される。その結果に応じて制御
電圧がダイオード４１を介して磁気増幅器１７に供給さ
れることにより、出力電圧の安定化を図ることができ
る。
Ｌが分圧検出され、この電圧と直流電源３９の基準値と
がオペアンプ４０で比較される。その結果に応じて制御
電圧がダイオード４１を介して磁気増幅器１７に供給さ
れることにより、出力電圧の安定化を図ることができ
る。
【００３１】次に過電流保護回路４の作用について説明
する。
する。
【００３２】まず、抵抗１４，４３を介して出力電圧Ｖ
L に比例した電圧が、コンデンサ１５，抵抗４３，トラ
ンジスタ１６からなる閉回路においてトランジスタ１６
のベース・エミッタ間に逆方向電圧として印加される。
L に比例した電圧が、コンデンサ１５，抵抗４３，トラ
ンジスタ１６からなる閉回路においてトランジスタ１６
のベース・エミッタ間に逆方向電圧として印加される。
【００３３】一方、変流器６により出力電流ＩＬに比例
した電流ｉが変流器６の２次巻線に取り出される。この
電流ｉは、抵抗１２，ダイオード４２の電流−電圧変換
回路４ａにより電圧に変換される。次に、チョッパ回路
で発生される入力パルスがオフになると、この電流は、
放電され抵抗４３を介して抵抗１３に流れる。この放電
電流による抵抗１３の電圧降下は、前述の出力電圧ＶＬ
によって印加される逆方向電圧に対し、順方向となる。
従って、負荷の短絡等により過電流が流れると、変流器
６の２次側に流れる電流も増加するため、コンデンサ１
５の電圧が上昇し出力電圧ＶＬに比例した逆方向電圧及
びトランジスタ１６のベース・エミッタ間の順方向電圧
が上回ると、トランジスタ１６がオンし、ダイオード１
１を介し磁気増幅器１７にリセット電流を流し、出力電
圧を減少させる方向となり、結果的に出力電流−出力電
圧特性が、図３に示すような、「フ」の字特性となる。
した電流ｉが変流器６の２次巻線に取り出される。この
電流ｉは、抵抗１２，ダイオード４２の電流−電圧変換
回路４ａにより電圧に変換される。次に、チョッパ回路
で発生される入力パルスがオフになると、この電流は、
放電され抵抗４３を介して抵抗１３に流れる。この放電
電流による抵抗１３の電圧降下は、前述の出力電圧ＶＬ
によって印加される逆方向電圧に対し、順方向となる。
従って、負荷の短絡等により過電流が流れると、変流器
６の２次側に流れる電流も増加するため、コンデンサ１
５の電圧が上昇し出力電圧ＶＬに比例した逆方向電圧及
びトランジスタ１６のベース・エミッタ間の順方向電圧
が上回ると、トランジスタ１６がオンし、ダイオード１
１を介し磁気増幅器１７にリセット電流を流し、出力電
圧を減少させる方向となり、結果的に出力電流−出力電
圧特性が、図３に示すような、「フ」の字特性となる。
【００３４】次にこの過電流保護回路部の等価回路を図
２に示して本考案の目的達成理由を説明する。
２に示して本考案の目的達成理由を説明する。
【００３５】変流器６の２次巻線に流れる電流ｉに対応
する定電流源を１８とする。図２に示す等価回路は、こ
の定電流源１８と、抵抗１２，１３，１４，４３，コン
デンサ１５，出力電圧ＶL に対応する定電圧源２２及び
スイッチ２３から構成される。このスイッチ２３は、ス
イッチ２３をオン，オフすることにより、チョッパ回路
部１で発生するパルスのデューティーに比例した変流器
６に流れる電流を制御するものである。
する定電流源を１８とする。図２に示す等価回路は、こ
の定電流源１８と、抵抗１２，１３，１４，４３，コン
デンサ１５，出力電圧ＶL に対応する定電圧源２２及び
スイッチ２３から構成される。このスイッチ２３は、ス
イッチ２３をオン，オフすることにより、チョッパ回路
部１で発生するパルスのデューティーに比例した変流器
６に流れる電流を制御するものである。
【００３６】コンデンサ１５の放電電流をｉ2 ，抵抗１
３をＲ2 ，スイッチ２３のオフ時間をＴOFF 及びコンデ
ンサ１５の両端電圧をＶC とすると、 ｉ2 ・ＴOFF ＝（ＶC ／Ｒ2 ）・ＴOFF 式３ と表せる。
３をＲ2 ，スイッチ２３のオフ時間をＴOFF 及びコンデ
ンサ１５の両端電圧をＶC とすると、 ｉ2 ・ＴOFF ＝（ＶC ／Ｒ2 ）・ＴOFF 式３ と表せる。
【００３７】式２と比較すると、式３では、式２の項
（ＶL ＋ＶC ）／Ｒ1 がなくなり、コンデンサ１５の放
電電流ｉ2 が、出力電圧の影響を受けないことがわか
る。
（ＶL ＋ＶC ）／Ｒ1 がなくなり、コンデンサ１５の放
電電流ｉ2 が、出力電圧の影響を受けないことがわか
る。
【００３８】従って、式３よりＲ2 、すなわち抵抗１３
の値を十分に大きくすれば、従来の回路（図４）に示す
回路に比べ、放電電流ｉ2 が非常に小さな値となり、図
６及び図７に示したような、コンデンサ１５の放電電流
による抵抗１３の電圧降下は入力パルスのデューティー
比によって、変化を受けなくなる。すなわち、入力パル
スのデューティー比によって、トランジスタ１６の動作
開始点が変動することもなく、図３の「フ」の字特性に
おいて、ｃのように一定となる。
の値を十分に大きくすれば、従来の回路（図４）に示す
回路に比べ、放電電流ｉ2 が非常に小さな値となり、図
６及び図７に示したような、コンデンサ１５の放電電流
による抵抗１３の電圧降下は入力パルスのデューティー
比によって、変化を受けなくなる。すなわち、入力パル
スのデューティー比によって、トランジスタ１６の動作
開始点が変動することもなく、図３の「フ」の字特性に
おいて、ｃのように一定となる。
【００３９】さらに、ダイオード４２によって、ダイオ
ード９の温度変動によって生ずるコンデンサ１５の両端
電圧の変動を補償でき、温度変動によって、過電流保護
回路の動作をより安定化することも可能となる。
ード９の温度変動によって生ずるコンデンサ１５の両端
電圧の変動を補償でき、温度変動によって、過電流保護
回路の動作をより安定化することも可能となる。
【００４０】尚、本考案は上記実施例に限定されず、そ
の要旨を変更しない範囲内で種々に変形実施できる。例
えば、負荷電流ＩL に比例した電流が反作用的に主トラ
ンス５の１次巻線に流れるため、変流器６は主トランス
５の１次側に挿入接続しても、負荷電流ＩL に比例した
電流を検出することができ、上記の効果と同様の効果が
得られる。
の要旨を変更しない範囲内で種々に変形実施できる。例
えば、負荷電流ＩL に比例した電流が反作用的に主トラ
ンス５の１次巻線に流れるため、変流器６は主トランス
５の１次側に挿入接続しても、負荷電流ＩL に比例した
電流を検出することができ、上記の効果と同様の効果が
得られる。
【００４１】
【考案の効果】以上詳述した本考案によれば、従来の過
電流保護回路に前記第２の抵抗を追加し、前記第２の抵
抗の接続点を変えることにより、チョッパ回路で発生さ
れる入力パルスのデューティー比の変動による影響を受
けない、安定した精度の高い出力電流−出力電圧特性
（「フ」の字特性）が得られ、さらには前記整流回路の
前段であって、前記変流器の２次巻線間に温度補償用ダ
イオードを挿入接続することにより、より精度の高いス
イッチング安定化電源装置を提供することができる。
電流保護回路に前記第２の抵抗を追加し、前記第２の抵
抗の接続点を変えることにより、チョッパ回路で発生さ
れる入力パルスのデューティー比の変動による影響を受
けない、安定した精度の高い出力電流−出力電圧特性
（「フ」の字特性）が得られ、さらには前記整流回路の
前段であって、前記変流器の２次巻線間に温度補償用ダ
イオードを挿入接続することにより、より精度の高いス
イッチング安定化電源装置を提供することができる。
【図１】本考案の一実施例におけるスイッチング安定化
電源装置の全体回路図である。
電源装置の全体回路図である。
【図２】本考案の一実施例における過電流保護回路の等
価回路図である。
価回路図である。
【図３】本考案の一実施例及び従来例におけるスイッチ
ング安定化電源装置の出力特性を示す図である。
ング安定化電源装置の出力特性を示す図である。
【図４】従来例におけるスイッチング安定化電源装置の
全体回路図である。
全体回路図である。
【図５】従来例における過電流保護回路の等価回路図で
ある。
ある。
【図６】従来例における過電流保護回路の作用を説明す
る波形図である。
る波形図である。
【図７】従来例における過電流保護回路の作用を説明す
る波形図である。
る波形図である。
１ チョッパ回路 ２ 整流平滑回路 ３ 誤差検出回路 ４ 過電流保護回路 ４ａ 電流−電圧変換回路 ４ｂ 出力電圧供給回路 ５ 主トランス ６ 変流器 １４，４３ 抵抗 １６ トランジスタ １７ 磁気増幅器
Claims (2)
- 【請求項１】 チョッパ回路と、該チョッパ回路に主ト
ランスによって結合される整流平滑回路と、該整流平滑
回路の出力電圧と基準値とを誤差検出回路で比較検出
し、リセット電流として前記主トランスの２次側に接続
された磁気増幅器に供給することによって出力電圧を安
定化させる出力電圧安定回路と、負荷短絡等による過電
流を防止するための過電流保護回路とから成るスイッチ
ング安定化電源装置において、前記主トランスの１次側
又は２次側に接続された変流器によって出力電流に比例
した電流を検出する電流検出回路と、前記整流平滑回路
の正側出力と前記変流器の２次側に接続された電流−電
圧変換回路の正側間に接続された第１の抵抗によって出
力電圧を供給する回路と、前記誤差検出回路と磁気増幅
器との接続点と前記整流平滑回路の負側出力との間にコ
レクタ及びエミッタが接続され、前記変流器の入力側に
ベースが接続されたトランジスタとを具備し、前記電流
検出回路で検出される電流によって生ずる電圧と出力電
圧供給回路の電圧の極性が互いに逆となるように、第２
の抵抗を、前記第１の抵抗の接続点と前記トランジスタ
のエミッタ間に挿入接続したことを特徴とするスイッチ
ング安定化電源装置。 - 【請求項２】 前記電流−電圧変換回路は前記変流器の
２次巻線の両端間に、直列に接続されたダイオード及び
抵抗によって構成されたことを特徴とする請求項１記載
のスイッチング安定化電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9037391U JP2580379Y2 (ja) | 1991-11-05 | 1991-11-05 | スイッチング安定化電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9037391U JP2580379Y2 (ja) | 1991-11-05 | 1991-11-05 | スイッチング安定化電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0541392U JPH0541392U (ja) | 1993-06-01 |
| JP2580379Y2 true JP2580379Y2 (ja) | 1998-09-10 |
Family
ID=13996765
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9037391U Expired - Fee Related JP2580379Y2 (ja) | 1991-11-05 | 1991-11-05 | スイッチング安定化電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2580379Y2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2001286137A (ja) * | 2000-03-31 | 2001-10-12 | Densei Lambda Kk | 電源装置 |
| JP2007035068A (ja) * | 2006-10-16 | 2007-02-08 | Ricoh Co Ltd | 電源供給回路及び定電圧回路 |
-
1991
- 1991-11-05 JP JP9037391U patent/JP2580379Y2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0541392U (ja) | 1993-06-01 |
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Legal Events
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