JPH0541392U - スイツチング安定化電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 入力パルスのデューティー比の変化によっ
て、出力特性，いわゆる「フ」の字特性が影響を受けな
いようにする。 【構成】 過電流保護回路４において、整流平滑回路２
の正側出力と出力電流を検出するための変流器６の２次
側回路の整流後の正側間に抵抗１４とダイオード１０か
ら成る出力電圧供給回路４ｂを接続するとともに、磁器
増幅器１７を制御するために接続されたトランジスタ１
６のエミッタと変流器６の２次側回路の抵抗１４の接続
点間に抵抗４３を挿入することにより、入力パルスのデ
ューティー比の変化によって、コンデンサ１５の放電電
流による抵抗１３の電圧降下の変動がなくなる。そのた
めトランジスタ１６の動作開始点も一定となり、結果的
に入力パルスのデューティー比の変化によって、「フ」
の字特性も安定化できる。

Description

【考案の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】

本考案は、磁器増幅器を用いたスイッチング安定化電源装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】

スイッチング安定化電源装置として、交流又は直流入力電圧をスイッチング素 子によってスイッチングして、出力電圧の安定化を図ると共に、負荷の短絡等に よって生ずる電源装置の損傷を防ぐため設けられた、出力電圧−出力電流特性が 、いわゆる「フ」の字の特性となる過電流保護回路が知られている。

【０００３】 図４は、本考案者が従来使用していた過電流保護回路を備えた安定化電源装置 の回路図である。

【０００４】 この回路は、チョッパ回路１と、整流平滑回路２と、誤差検出回路３と、負荷 ７の短絡等による過電流を防止するための過電流保護回路４とから構成されてい る。

【０００５】 前記過電流保護回路４について以下に、より詳しく説明する。

【０００６】 前記過電流保護回路４は主トランス５の２次巻線に直列に接続された変流器６ ，ダイオード８，９，１０，１１，抵抗１２，１３，１４，コンデンサ１５，ト ランジスタ１６とを有し構成される。

【０００７】 まず、抵抗１３，１４により出力電圧Ｖ_L に比例した電圧をトランジスタ１６ のベース・エミッタ間に逆方向電圧として印加される。一方、変流器６によりダ イオード８を通し、抵抗１２に出力電流Ｉ_L に比例した電圧が取り出され、ダイ オード９を介してコンデンサ１５に充電された後、放電し抵抗１３を流れてトラ ンジスタ１６のベース・エミッタ間に順方向の電圧降下を生じる。

【０００８】 変流器６の２次巻線に流れる電流ｉも、負荷電流Ｉ_L の増加に比例して増加す ることになるため、コンデンサ１５の電圧が増加し、トランジスタ１６のエミッ タ，ベース間電圧Ｖ_EB固有のしきい値電圧を越えることにより、トランジスタ１ ６がオンする。トランジスタ１６がオンすると、ダイオード１１を介して磁器増 幅器１７にリセット電流が流れ、出力電圧を減少させる方向となり、結果的に出 力電流−出力電圧特性が図３に示すような、いわゆる「フ」の字特性となる。

【０００９】 次にこの過電流保護回路４の等価回路を図５に示して問題点を説明する。

【００１０】 変流器６の２次巻線に流れる電流ｉに対応する定電流源を１８とする。図５に 示す等価回路は、この定電流源１８と、抵抗１２，１３，１４，コンデンサ１５ ，出力電圧Ｖ_L に対応する定電圧源２２及びスイッチ２３から構成される。尚、 図４のダイオード９の順方向電圧は、図５に示す等価回路においては、これを無 視することとする。

【００１１】 このスイッチ２３は、スイッチ２３をオン，オフすることにより、チョッパ回 路部１のスイッチング動作に比例した変流器６に流れる電流を制御するものであ る。

【００１２】 コンデンサ１５の充電電流をｉ₁ ，放電電流をｉ₂ ，抵抗１４をＲ₁ ，抵抗１ ３をＲ₂ ，スイッチ２３のオン時間をＴ_ON，オフ時間をＴ_OFF 及びコンデンサ１ ５の両端電圧をＶ_C とすると、ｉ₁ ，ｉ₂ の関係は、 ｉ₁ ・Ｔ_ON＝ｉ₂ ・Ｔ_OFF 式１ ｉ₂ ・Ｔ_OFF ＝｛Ｖ_C ／Ｒ₂ ＋（Ｖ_L ＋Ｖ_C ）／Ｒ₁ ｝・Ｔ_OFF 式２ と表せる。

【００１３】 図６にスイッチ２３のオン時間Ｔ_ONがオフ時間Ｔ_OFF より長い時の、コンデン サ１５の充電電流ｉ₁ と放電電流ｉ₂ 及びコンデンサ１５の両端電圧Ｖ_C の波形 を示す。

【００１４】 この時は、充電電流ｉ₁ の流れる時間が長く、放電電流ｉ₂ の流れる時間が短 いため、コンデンサ１５の両端電圧Ｖ_C に含まれるリップル電圧Ｖ_RPL が小さい 。

【００１５】 逆に、図７に示すように、スイッチ２３のオン時間Ｔ_ONがオフ時間Ｔ_OFF より 短い時は、充電電流ｉ₁ の流れる時間が、放電電流ｉ₂ の流れる時間より短いた め、コンデンサ１５の両端電圧Ｖ_C に含まれるリップル電圧Ｖ_RPL が大きくなる 。

【００１６】 従って、放電電流ｉ₂ 、すなわち出力電流ｉ₂ が同値であっても、オン時間Ｔ_ON とオフ時間Ｔ_OFF の長短によって、コンデンサ１５の両端電圧Ｖ_C に含まれる リップル電圧Ｖ_RPL が変化し、そのため抵抗１３の両端電圧の平均値も変化する 。

【００１７】 磁器増幅器１７のリセット電流を制御するトランジスタ１６は、抵抗１３の電 圧降下を検出して動作するため、スイッチ２３のオン時間Ｔ_ONがオフ時間Ｔ_OFF より長いときは、抵抗１３の電圧降下が大きくなり、負荷電流Ｉ_L が比較的小さ い時でも磁器増幅器１７が制御され図３に示す「フ」の字特性においてａのよう になり、逆にスイッチ２３のオン時間Ｔ_ONがオフ時間Ｔ_OFF より短い時はｂのよ うになる。すなわち、チョッパ回路１で発生する入力パルスのデューティー比の 変化により、出力電流−出力電圧特性が変動することになる。ここで、式２にお いて（Ｖ_L ＋Ｖ_C ）／Ｒ₁ の項を無くすことができれば、ｉ₂ の値を小さくする ことでｉ₂ を小さくでき、上記の問題は解消される。

【００１８】

【考案が解決しようとする課題】

このように、従来のスイッチング安定化電源装置の「フ」の字特性を有する過 電流保護回路は、チョッパ回路で発生する入力パルスのパルス幅の変化、すなわ ち入力パルスのデューティー比が変化することによって、その「フ」の字特性に おいて、出力電圧により過電流保護回路が機能を開始する電流値が変化し、「フ 」の字特性も変動する。

【００１９】 そこで本考案は上記事情に鑑みてなされたものであり、従来のスイッチング安 定化電源の過電流保護回路が有していた「フ」の字特性を維持するとともに、上 記従来欠点を除去することができるスイッチング安定化電源装置を提供すること を目的とするものである。

【００２０】

【課題を解決するための手段】

上記目的を達成するために本考案は、チョッパ回路と、該チョッパ回路に主ト ランスによって結合される整流平滑回路と、該整流平滑回路の出力電圧と基準値 とを誤差検出回路で比較検出し、リセット電流として前記主トランスの２次側に 接続された磁器増幅器に供給することによって出力電圧を安定化させる出力電圧 安定回路と、負荷短絡等による過電流を防止するための過電流保護回路とから成 るスイッチング安定化電源装置において、前記主トランスの１次側又は２次側に 接続された変流器によって出力電流に比例した電流を検出する電流検出回路と、 前記整流平滑回路の正側出力と前記変流器の２次側に接続された電流−電圧変換 回路の正側間に接続された第１の抵抗によって出力電圧を供給する回路と、前記 誤差検出回路と磁器増幅器との接続点と前記整流平滑回路の負側出力との間に挿 入されたトランジスタとを具備し、前記電流検出回路で検出される電流によって 生ずる電圧と出力電圧供給回路の電圧の極性が互いに逆となるように、第２の抵 抗を、前記第１の抵抗の接続点と前記トランジスタのエミッタ間に挿入接続する 。さらに前記電流−電圧変換回路は前記変流器の２次巻線の両端間に、直列に接 続されたダイオード及び抵抗によって構成されたことを特徴とする。

【００２１】

【作用】

上記構成のスイッチング安定化電源装置によれば、前記電流検出回路で検出さ れる電流によって生ずる電圧と出力電圧を加える回路の電圧の極性が前記第２の 抵抗を接続することにより互いに逆となるように構成されるため、従来と同様の 出力電流−出力電圧特性、「フ」の字特性を維持するとともに、前記トランジス タのベース・エミッタ間電圧が抵抗１３の放電電流の影響を受けなくなり、結果 的に、前記チョッパ回路で発生される入力パルスのデューティー比の変化によっ て、「フ」の字特性の変動を抑えることができる。

【００２２】

【実施例】

以下に本考案の実施例を図面を参照して詳述する。

【００２３】 図１は本考案の一実施例におけるスイッチング安定化電源装置の全体回路図で ある。

【００２４】 このスイッチング安定化電源装置は、チョッパ回路１，整流平滑回路２，誤差 検出回路３及び過電流保護回路４とを有し構成される。

【００２５】 チョッパ回路１は不安定な直流入力３０とＦＥＴ（電界効果トランジスタ）等 の主スイッチ素子３１と主トランス５の１次巻線と主スイッチ素子３１を駆動す るための駆動回路３２とから構成される。整流平滑回路２は主トランス５の２次 巻線の一端に磁器増幅器１７を介して、ダイオード３３，３４，チョークコイル ３５が接続され、その後段に主トランス５の２次巻線と並列にコンデンサ３６が 接続され、その両端電圧が負荷７に出力されるように構成される。また、抵抗３ ７，３８と基準値としての直流電源３９とオペアンプ（演算増幅器）４０及びダ イオード４１から誤差検出回路３が構成され、誤差検出回路３の出力が磁器増幅 器１７の出力側に接続され、抵抗３７が整流平滑回路２の正側出力に接続するこ とにより出力電圧安定回路となる。

【００２６】 また出力電流Ｉ_L に比例した電流を検出する電流検出回路を構成する変流器６ は、その１次巻線が主トランスの２次巻線に挿入接続され、その２次巻線に並列 に電流−電圧変換用ダイオード４２と抵抗１２が接続され、電流−電圧変換回路 ４ａが構成される。その後段にダイオード９とコンデンサ１５が図のように接続 される。コンデンサ１５の正側は変流器６と直列に抵抗４３を介して整流平滑回 路２の負側出力に接続される。また整流平滑回路２の負側出力は、トランジスタ １６のエミッタに接続され、コレクタはダイオード１１を介して誤差検出回路３ と磁器増幅器１７の接続点に接続される。ここでエミッタは整流平滑回路２の負 側出力に接続されるとともにベース・エミッタ間に抵抗１３が挿入接続されてい る。さらに、抵抗４３のコンデンサ１５側と整流平滑回路２の正側出力間にダイ オード１０と抵抗１４が直列に接続され出力電圧供給回路４ｂを構成する。

【００２７】 次に上記構成のチョッパ回路１，整流平滑回路２，誤差検出回路３の作用につ いて説明する。

【００２８】 チョッパ回路１において不安定な直流入力３０に対し、ＦＥＴ等の主スイッチ 素子３１と該主スイッチ素子３１を駆動するための駆動回路３２及び主トランス ５の１次巻線により、直流入力３０をスイッチングし、その動作周波数を固定し たまま、パルス幅制御を行い、その入力パルス電圧を主トランス１により主トラ ンス１の２次巻線に誘起させる。

【００２９】 主トランスの２次巻線に誘起された入力パルス電圧は、ダイオード３３，３４ ，チョークコイル３５，コンデンサ３６によって整流平滑され、直流電圧に変換 された後に負荷７に出力される。

【００３０】 また、抵抗３７，３８によって出力電圧Ｖ_L が分圧検出され、この電圧と直流 電源３９の基準値とがオペアンプ４０で比較される。その結果に応じて制御電圧 がダイオード４１を介して磁器増幅器１７に供給されることにより、出力電圧の 安定化を図ることができる。

【００３１】 次に過電流保護回路４の作用について説明する。

【００３２】 まず、抵抗１４，４３を介して出力電圧Ｖ_L に比例した電圧が、コンデンサ１ ５，抵抗４３，トランジスタ１６からなる閉回路においてトランジスタ１６のベ ース・エミッタ間に逆方向電圧として印加される。

【００３３】 一方、変流器６により出力電流Ｉ_L に比例した電流ｉが変流器６の２次巻線に 取り出される。この電流ｉは、抵抗１２，ダイオード４２の電流−電圧変換回路 ４ａにより電圧に変換される。次に、チョッパ回路で発生される入力パルスがオ フになると、この電流は、放電され抵抗４３を介して抵抗１３に流れる。この放 電電流による抵抗１３の電圧降下は、前述の出力電圧Ｖ_L によって印加される逆 方向電圧に対し、順方向となる。従って、負荷の短絡等により過電流が流れると 、変流器６の２次側に流れる電流も増加するため、コンデンサ１５の電圧が上昇 し出力電圧Ｖ_L に比例した逆方向電圧及びトランジスタ１６のベース・エミッタ 間の順方向電圧が上回ると、トランジスタ１６がオンし、ダイオード１１を介し 磁器増幅器１７にリセット電流を流し、出力電圧を減少させる方向となり、結果 的に出力電流−出力電圧特性が、図３に示すような、「フ」の字特性となる。

【００３４】 次にこの過電流保護回路部の等価回路を図２に示して本考案の目的達成理由を 説明する。

【００３５】 変流器６の２次巻線に流れる電流ｉに対応する定電流源を１８とする。図２に 示す等価回路は、この定電流源１８と、抵抗１２，１３，１４，４３，コンデン サ１５，出力電圧Ｖ_L に対応する定電圧源２２及びスイッチ２３から構成される 。このスイッチ２３は、スイッチ２３をオン，オフすることにより、チョッパ回 路部１で発生するパルスのデューティーに比例した変流器６に流れる電流を制御 するものである。

【００３６】 コンデンサ１５の放電電流をｉ₂ ，抵抗１３をＲ₂ ，スイッチ２３のオフ時間 をＴ_OFF 及びコンデンサ１５の両端電圧をＶ_C とすると、 ｉ₂ ・Ｔ_OFF ＝（Ｖ_C ／Ｒ₂ ）・Ｔ_OFF 式３ と表せる。

【００３７】 式２と比較すると、式３では、式２の項（Ｖ_L ＋Ｖ_C ）／Ｒ₁ がなくなり、コ ンデンサ１５の放電電流ｉ₂ が、出力電圧の影響を受けないことがわかる。

【００３８】 従って、式３よりＲ₂ 、すなわち抵抗１３の値を十分に大きくすれば、従来の 回路（図４）に示す回路に比べ、放電電流ｉ₂ が非常に小さな値となり、図６及 び図７に示したような、コンデンサ１５の放電電流による抵抗１３の電圧降下は 入力パルスのデューティー比によって、変化を受けなくなる。すなわち、入力パ ルスのデューティー比によって、トランジスタ１６の動作開始点が変動すること もなく、図３の「フ」の字特性において、ｃのように一定となる。

【００３９】 さらに、ダイオード４２によって、ダイオード９の温度変動によって生ずるコ ンデンサ１５の両端電圧の変動を補償でき、温度変動によって、過電流保護回路 の動作をより安定化することも可能となる。

【００４０】 尚、本考案は上記実施例に限定されず、その要旨を変更しない範囲内で種々に 変形実施できる。例えば、負荷電流Ｉ_L に比例した電流が反作用的に主トランス ５の１次巻線に流れるため、変流器６は主トランス５の１次側に挿入接続しても 、負荷電流Ｉ_L に比例した電流を検出することができ、上記の効果と同様の効果 が得られる。

【００４１】

【考案の効果】

以上詳述した本考案によれば、従来の過電流保護回路に前記第２の抵抗を追加 し、前記第２の抵抗の接続点を変えることにより、チョッパ回路で発生される入 力パルスのデューティー比の変動による影響を受けない、安定した精度の高い出 力電流−出力電圧特性（「フ」の字特性）が得られ、さらには前記整流回路の前 段であって、前記変流器の２次巻線間に温度補償用ダイオードを挿入接続するこ とにより、より精度の高いスイッチング安定化電源装置を提供することができる 。

【図面の簡単な説明】

【図１】本考案の一実施例におけるスイッチング安定化
電源装置の全体回路図である。

【図２】本考案の一実施例における過電流保護回路の等
価回路図である。

【図３】本考案の一実施例及び従来例におけるスイッチ
ング安定化電源装置の出力特性を示す図である。

【図４】従来例におけるスイッチング安定化電源装置の
全体回路図である。

【図５】従来例における過電流保護回路の等価回路図で
ある。

【図６】従来例における過電流保護回路の作用を説明す
る波形図である。

【図７】従来例における過電流保護回路の作用を説明す
る波形図である。

【符号の説明】

１ チョッパ回路 ２ 整流平滑回路 ３ 誤差検出回路 ４ 過電流保護回路 ４ａ 電流−電圧変換回路 ４ｂ 出力電圧供給回路 ５ 主トランス ６ 変流器 １４，４３ 抵抗 １６ トランジスタ １７ 磁器増幅器

Claims (2)

【実用新案登録請求の範囲】
1. 【請求項１】 チョッパ回路と、該チョッパ回路に主ト
   ランスによって結合される整流平滑回路と、該整流平滑
   回路の出力電圧と基準値とを誤差検出回路で比較検出
   し、リセット電流として前記主トランスの２次側に接続
   された磁器増幅器に供給することによって出力電圧を安
   定化させる出力電圧安定回路と、負荷短絡等による過電
   流を防止するための過電流保護回路とから成るスイッチ
   ング安定化電源装置において、前記主トランスの１次側
   又は２次側に接続された変流器によって出力電流に比例
   した電流を検出する電流検出回路と、前記整流平滑回路
   の正側出力と前記変流器の２次側に接続された電流−電
   圧変換回路の正側間に接続された第１の抵抗によって出
   力電圧を供給する回路と、前記誤差検出回路と磁器増幅
   器との接続点と前記整流平滑回路の負側出力との間に挿
   入されたトランジスタとを具備し、前記電流検出回路で
   検出される電流によって生ずる電圧と出力電圧供給回路
   の電圧の極性が互いに逆となるように、第２の抵抗を、
   前記第１の抵抗の接続点と前記トランジスタのエミッタ
   間に挿入接続したことを特徴とするスイッチング安定化
   電源装置。
2. 【請求項２】 前記電流−電圧変換回路は前記変流器の
   ２次巻線の両端間に、直列に接続されたダイオード及び
   抵抗によって構成されたことを特徴とする請求項１記載
   のスイッチング安定化電源装置。