JPH1080137A - スイッチング電源装置 - Google Patents
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- JPH1080137A JPH1080137A JP8249011A JP24901196A JPH1080137A JP H1080137 A JPH1080137 A JP H1080137A JP 8249011 A JP8249011 A JP 8249011A JP 24901196 A JP24901196 A JP 24901196A JP H1080137 A JPH1080137 A JP H1080137A
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- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
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- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
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- Dc-Dc Converters (AREA)
- Direct Current Feeding And Distribution (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 装置出力の安定化制御を良好に行うスイッチ
ング電源装置を提供する。 【解決手段】 充電制御回路20を設ける。スイッチ素子
４のオン時にコンデンサ２の電圧が設定電圧未満である
ときにはスイッチ素子11がオンし、電源１のエネルギー
がスイッチ素子11とインダクタンス12を通電し、インダ
クタンス12はエネルギーを蓄積する。充電制御回路20は
スイッチ素子４のオフ時にスイッチ素子11をオフしイン
ダクタンス12の蓄積エネルギーをコンデンサ２へ供給す
る。スイッチ素子４のオン時にコンデンサ２の電圧が設
定電圧以上であるときにはスイッチ素子11はオフしたま
までインダクタンス12はエネルギーを蓄積できず、コン
デンサ２の電圧の上昇を抑え、コンデンサ２の電圧を設
定電圧に安定制御する。装置出力の安定化制御を良好に
行える上に装置の回路効率を向上できる。
ング電源装置を提供する。 【解決手段】 充電制御回路20を設ける。スイッチ素子
４のオン時にコンデンサ２の電圧が設定電圧未満である
ときにはスイッチ素子11がオンし、電源１のエネルギー
がスイッチ素子11とインダクタンス12を通電し、インダ
クタンス12はエネルギーを蓄積する。充電制御回路20は
スイッチ素子４のオフ時にスイッチ素子11をオフしイン
ダクタンス12の蓄積エネルギーをコンデンサ２へ供給す
る。スイッチ素子４のオン時にコンデンサ２の電圧が設
定電圧以上であるときにはスイッチ素子11はオフしたま
までインダクタンス12はエネルギーを蓄積できず、コン
デンサ２の電圧の上昇を抑え、コンデンサ２の電圧を設
定電圧に安定制御する。装置出力の安定化制御を良好に
行える上に装置の回路効率を向上できる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はパーソナルコンピュ
ータやファクシミリ等の装置に組み込まれるスイッチン
グ電源装置に関するものである。
ータやファクシミリ等の装置に組み込まれるスイッチン
グ電源装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図７にはスイッチング電源装置の主要回
路構成の一例が示されている。同図に示すように、この
スイッチング電源装置はトランス３を有し、トランス３
の一次コイルＮ１の一端側には直流の入力電源１の正極
側と入力コンデンサ２の一端側がそれぞれ接続され、上
記一次コイルＮ１の他端側にはメインスイッチ素子（Ｍ
ＯＳ−ＦＥＴ）４のドレイン側が接続されており、メイ
ンスイッチ素子４のソース側は入力電源１の負極側と入
力コンデンサ２の他端側（グランド側）にそれぞれ接続
されている。また、前記メインスイッチ素子４のゲート
側には該メインスイッチ素子４のスイッチング制御を行
う制御回路５が接続されている。
路構成の一例が示されている。同図に示すように、この
スイッチング電源装置はトランス３を有し、トランス３
の一次コイルＮ１の一端側には直流の入力電源１の正極
側と入力コンデンサ２の一端側がそれぞれ接続され、上
記一次コイルＮ１の他端側にはメインスイッチ素子（Ｍ
ＯＳ−ＦＥＴ）４のドレイン側が接続されており、メイ
ンスイッチ素子４のソース側は入力電源１の負極側と入
力コンデンサ２の他端側（グランド側）にそれぞれ接続
されている。また、前記メインスイッチ素子４のゲート
側には該メインスイッチ素子４のスイッチング制御を行
う制御回路５が接続されている。
【０００３】前記トランス３の二次コイルＮ２の出力端
側には整流ダイオード６のアノード側が接続され、この
整流ダイオード６のカソード側には整流ダイオード７の
カソード側とチョークコイル８の一端側がそれぞれ接続
されている。上記チョークコイル８の他端側には出力コ
ンデンサ９の一端側が接続され、出力コンデンサ９の他
端側には前記二次コイルＮ２の他端側と整流ダイオード
７のアノード側がそれぞれ接続されており、上記出力コ
ンデンサ９に負荷10が並列に接続される。
側には整流ダイオード６のアノード側が接続され、この
整流ダイオード６のカソード側には整流ダイオード７の
カソード側とチョークコイル８の一端側がそれぞれ接続
されている。上記チョークコイル８の他端側には出力コ
ンデンサ９の一端側が接続され、出力コンデンサ９の他
端側には前記二次コイルＮ２の他端側と整流ダイオード
７のアノード側がそれぞれ接続されており、上記出力コ
ンデンサ９に負荷10が並列に接続される。
【０００４】上記構成のスイッチング電源装置では、制
御回路５の制御動作によりメインスイッチ素子４がスイ
ッチオンすると、入力電源１のエネルギーを受けた入力
コンデンサ２の充電エネルギーが一次コイルＮ１とメイ
ンスイッチ素子４を通る経路で通電し、二次コイルＮ２
は一次コイルＮ１からのエネルギーを出力する。この二
次コイルＮ２の出力エネルギーは整流ダイオード６，７
により整流され、チョークコイル８を介し出力コンデン
サ９で平滑されて負荷10へ出力される。
御回路５の制御動作によりメインスイッチ素子４がスイ
ッチオンすると、入力電源１のエネルギーを受けた入力
コンデンサ２の充電エネルギーが一次コイルＮ１とメイ
ンスイッチ素子４を通る経路で通電し、二次コイルＮ２
は一次コイルＮ１からのエネルギーを出力する。この二
次コイルＮ２の出力エネルギーは整流ダイオード６，７
により整流され、チョークコイル８を介し出力コンデン
サ９で平滑されて負荷10へ出力される。
【０００５】メインスイッチ素子４のスイッチオフ時に
は、上記メインスイッチ素子４のスイッチオン時の通電
によりチョークコイル８に蓄積されたエネルギーが負荷
10と整流ダイオード７を通る経路で通電し、負荷10にエ
ネルギーが出力される。
は、上記メインスイッチ素子４のスイッチオン時の通電
によりチョークコイル８に蓄積されたエネルギーが負荷
10と整流ダイオード７を通る経路で通電し、負荷10にエ
ネルギーが出力される。
【０００６】上記のように、図７に示すスイッチング電
源装置は、直流の入力電源１のエネルギーを入力コンデ
ンサ２が受け、この入力コンデンサ２の充電エネルギー
をメインスイッチ素子４のスイッチオン時にトランス３
の二次コイルＮ２から整流ダイオード６，７とチョーク
コイル８と出力コンデンサ９から成る出力回路14を介し
て整流・平滑し出力エネルギーとして出力するフィード
フォワードコンバータタイプ（フィードフォワード型Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータタイプ）の回路と成している。
源装置は、直流の入力電源１のエネルギーを入力コンデ
ンサ２が受け、この入力コンデンサ２の充電エネルギー
をメインスイッチ素子４のスイッチオン時にトランス３
の二次コイルＮ２から整流ダイオード６，７とチョーク
コイル８と出力コンデンサ９から成る出力回路14を介し
て整流・平滑し出力エネルギーとして出力するフィード
フォワードコンバータタイプ（フィードフォワード型Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータタイプ）の回路と成している。
【０００７】前記制御回路５は予め定めたスイッチング
周期Ｔでメインスイッチ素子４をスイッチオンさせると
共に、負荷10へ出力される装置出力電圧ＶOUT を検出
し、装置出力電圧ＶOUT が予め定めた値となるようにメ
インスイッチ素子４のスイッチオン期間ｔを次のように
可変制御してメインスイッチ素子４のスイッチオン・オ
フ動作を制御する。
周期Ｔでメインスイッチ素子４をスイッチオンさせると
共に、負荷10へ出力される装置出力電圧ＶOUT を検出
し、装置出力電圧ＶOUT が予め定めた値となるようにメ
インスイッチ素子４のスイッチオン期間ｔを次のように
可変制御してメインスイッチ素子４のスイッチオン・オ
フ動作を制御する。
【０００８】例えば、一次コイルＮ１の巻数をＮ1 ，二
次コイルＮ２の巻数をＮ2 ，メインスイッチ素子４のス
イッチング周期をＴ，メインスイッチ素子４のスイッチ
オン期間をｔ，入力電源１の電圧（入力コンデンサ２の
充電電圧）をＶINとしたとき、装置出力電圧ＶOUT は次
式（１）により表される。
次コイルＮ２の巻数をＮ2 ，メインスイッチ素子４のス
イッチング周期をＴ，メインスイッチ素子４のスイッチ
オン期間をｔ，入力電源１の電圧（入力コンデンサ２の
充電電圧）をＶINとしたとき、装置出力電圧ＶOUT は次
式（１）により表される。
【０００９】 ＶOUT ＝（Ｎ2 ／Ｎ1 ）・（ｔ／Ｔ）・ＶIN・・・・・（１）
【００１０】上記式（１）に示す一次コイルＮ１の巻数
Ｎ1 、二次コイルＮ２の巻数Ｎ2 、メインスイッチ素子
４のスイッチング周期Ｔ、入力電源１の電圧ＶINは予め
定まることから、メインスイッチ素子４のスイッチオン
期間ｔを可変制御することにより、装置出力電圧ＶOUT
の安定化制御を行うことが可能である。
Ｎ1 、二次コイルＮ２の巻数Ｎ2 、メインスイッチ素子
４のスイッチング周期Ｔ、入力電源１の電圧ＶINは予め
定まることから、メインスイッチ素子４のスイッチオン
期間ｔを可変制御することにより、装置出力電圧ＶOUT
の安定化制御を行うことが可能である。
【００１１】このことから、制御回路５は、上記装置出
力電圧ＶOUT が予め定めた値よりも低下しているときに
は、その低下量を補償する分だけメインスイッチ素子４
のスイッチオン期間ｔを長くし（オンデューティ（ｔ／
Ｔ）を大きくし）、上記低下量を補償して装置出力電圧
ＶOUT の安定化を図る。反対に、装置出力電圧ＶOUTが
予め定めた値よりも上昇しているときには、その上昇分
を補正する分だけメインスイッチン素子４のスイッチオ
ン期間ｔを短くし（オンデューティを小さくし）、上記
上昇分を補正して装置出力電圧ＶOUT の安定化を図る。
力電圧ＶOUT が予め定めた値よりも低下しているときに
は、その低下量を補償する分だけメインスイッチ素子４
のスイッチオン期間ｔを長くし（オンデューティ（ｔ／
Ｔ）を大きくし）、上記低下量を補償して装置出力電圧
ＶOUT の安定化を図る。反対に、装置出力電圧ＶOUTが
予め定めた値よりも上昇しているときには、その上昇分
を補正する分だけメインスイッチン素子４のスイッチオ
ン期間ｔを短くし（オンデューティを小さくし）、上記
上昇分を補正して装置出力電圧ＶOUT の安定化を図る。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】ところで、上記スイッ
チング電源装置の入力電源１の電圧ＶINの大きさは、そ
のスイッチング電源装置が組み込まれるファクシミリ等
の装置の仕様等に応じて可変し、入力コンデンサ２の充
電電圧Ｖ2 も上記入力電源１の電圧ＶINの可変に応じて
可変する。上記入力電源１の電圧可変範囲（入力コンデ
ンサ２の充電電圧Ｖ2 の可変範囲）は予め定まり、その
入力電源１の電圧可変範囲の電圧に対応するように、一
次コイルＮ１や二次コイルＮ２の巻数等の回路定数が設
定されスイッチング電源装置が形成される。
チング電源装置の入力電源１の電圧ＶINの大きさは、そ
のスイッチング電源装置が組み込まれるファクシミリ等
の装置の仕様等に応じて可変し、入力コンデンサ２の充
電電圧Ｖ2 も上記入力電源１の電圧ＶINの可変に応じて
可変する。上記入力電源１の電圧可変範囲（入力コンデ
ンサ２の充電電圧Ｖ2 の可変範囲）は予め定まり、その
入力電源１の電圧可変範囲の電圧に対応するように、一
次コイルＮ１や二次コイルＮ２の巻数等の回路定数が設
定されスイッチング電源装置が形成される。
【００１３】しかしながら、上記入力電源１の電圧可変
範囲（入力コンデンサ２の充電電圧Ｖ2 の可変範囲）は
非常に広く、入力コンデンサ２の充電電圧Ｖ2 が非常に
大きい場合には、前記制御回路５はメインスイッチ素子
４のオンデューティを非常に小さくしなければならない
が、オンデューティは、回路構成上、予め定まる最小限
のオンデューティ値よりも小さくすることができず、制
御回路５は装置出力の安定化制御を良好に行うことが極
めて困難になるという問題がある。
範囲（入力コンデンサ２の充電電圧Ｖ2 の可変範囲）は
非常に広く、入力コンデンサ２の充電電圧Ｖ2 が非常に
大きい場合には、前記制御回路５はメインスイッチ素子
４のオンデューティを非常に小さくしなければならない
が、オンデューティは、回路構成上、予め定まる最小限
のオンデューティ値よりも小さくすることができず、制
御回路５は装置出力の安定化制御を良好に行うことが極
めて困難になるという問題がある。
【００１４】また、前記図７に示す回路構成では、入力
電源電圧ＶINを入力コンデンサ２が受け、この入力コン
デンサ２の電圧（つまり、入力電源電圧ＶINと同じ大き
さの電圧）を一次コイルＮ１の巻数Ｎ1 に対する二次コ
イルＮ２の巻数Ｎ2 の巻数比（Ｎ2 ／Ｎ1 ）で変換した
電圧が二次コイルＮ２に誘起され、この電圧が整流ダイ
オード７に印加され、整流ダイオード６には二次コイル
Ｎ２の逆電圧が印加されることから、整流ダイオード
６，７は予め定まる最大の入力電源電圧ＶIN（入力コン
デンサ２の充電電圧Ｖ2 ）に適応できるように逆方向耐
電圧が高い素子を採用することになる。
電源電圧ＶINを入力コンデンサ２が受け、この入力コン
デンサ２の電圧（つまり、入力電源電圧ＶINと同じ大き
さの電圧）を一次コイルＮ１の巻数Ｎ1 に対する二次コ
イルＮ２の巻数Ｎ2 の巻数比（Ｎ2 ／Ｎ1 ）で変換した
電圧が二次コイルＮ２に誘起され、この電圧が整流ダイ
オード７に印加され、整流ダイオード６には二次コイル
Ｎ２の逆電圧が印加されることから、整流ダイオード
６，７は予め定まる最大の入力電源電圧ＶIN（入力コン
デンサ２の充電電圧Ｖ2 ）に適応できるように逆方向耐
電圧が高い素子を採用することになる。
【００１５】このように逆方向耐電圧が高いダイオード
は順方向電圧降下が大きく、ダイオードの通電時にダイ
オードでの電力損失が非常に大きいものであるので、こ
のようなダイオードを用いることによりスイッチング電
源装置の電力損失が非常に大きくなってしまう（回路効
率が悪化する）という問題がある。
は順方向電圧降下が大きく、ダイオードの通電時にダイ
オードでの電力損失が非常に大きいものであるので、こ
のようなダイオードを用いることによりスイッチング電
源装置の電力損失が非常に大きくなってしまう（回路効
率が悪化する）という問題がある。
【００１６】さらに、前記の如く、入力電源電圧Ｖ
IN（入力コデンサ２の充電電圧Ｖ2 ）が大きい場合に
は、メインスイッチ素子４のオンデューティは非常に短
くなる。上記メインスイッチ素子４のオンデューティが
短くなるに従って、メインスイッチ素子４のスイッチオ
ン時にメインスイッチ素子４のドレイン−ソース間に流
れるドレイン電流の実効値が大きくなることから、予め
定まる最大の入力電源電圧ＶIN時のメインスイッチ素子
４での電力損失が大きくなってしまう（回路効率が悪化
する）という問題がある。
IN（入力コデンサ２の充電電圧Ｖ2 ）が大きい場合に
は、メインスイッチ素子４のオンデューティは非常に短
くなる。上記メインスイッチ素子４のオンデューティが
短くなるに従って、メインスイッチ素子４のスイッチオ
ン時にメインスイッチ素子４のドレイン−ソース間に流
れるドレイン電流の実効値が大きくなることから、予め
定まる最大の入力電源電圧ＶIN時のメインスイッチ素子
４での電力損失が大きくなってしまう（回路効率が悪化
する）という問題がある。
【００１７】また、メインスイッチ素子４のスイッチオ
フ時にはメインスイッチ素子４のドレイン−ソース間に
入力電源電圧ＶIN（入力コンデンサ２の充電電圧）が印
加されることから、予め定まる最大の入力電源電圧ＶIN
に適応できるように、メインスイッチ素子４には高耐電
圧の素子であることが要求される。
フ時にはメインスイッチ素子４のドレイン−ソース間に
入力電源電圧ＶIN（入力コンデンサ２の充電電圧）が印
加されることから、予め定まる最大の入力電源電圧ＶIN
に適応できるように、メインスイッチ素子４には高耐電
圧の素子であることが要求される。
【００１８】つまり、高耐電圧の素子がメインスイッチ
素子４として採用されることになる。このような素子は
ドレイン−ソース間の寄生抵抗が大きく、メインスイッ
チ素子４の通電時にメインスイッチ素子４で損失される
電力が大きいので、スイッチング電源装置の回路効率を
悪化させるもう１つの原因になっている。
素子４として採用されることになる。このような素子は
ドレイン−ソース間の寄生抵抗が大きく、メインスイッ
チ素子４の通電時にメインスイッチ素子４で損失される
電力が大きいので、スイッチング電源装置の回路効率を
悪化させるもう１つの原因になっている。
【００１９】本発明は上記課題を解決するためになされ
たものであり、その目的は、入力電源の電圧の変動に拘
わらず、入力コンデンサの充電電圧が予め定めた電圧値
となるようにし、入力電源の電圧が大きくなっても、メ
インスイッチ素子のオンデューティ可変制御により装置
出力の安定化制御を良好に行うことができるようにする
と共に、低耐電圧の素子を用いることを可能にして回路
効率を向上させる（電力損失の低減を図る）ことができ
るスイッチング電源装置を提供することにある。
たものであり、その目的は、入力電源の電圧の変動に拘
わらず、入力コンデンサの充電電圧が予め定めた電圧値
となるようにし、入力電源の電圧が大きくなっても、メ
インスイッチ素子のオンデューティ可変制御により装置
出力の安定化制御を良好に行うことができるようにする
と共に、低耐電圧の素子を用いることを可能にして回路
効率を向上させる（電力損失の低減を図る）ことができ
るスイッチング電源装置を提供することにある。
【００２０】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明は次のような構成をもって前記課題を解決す
る手段としている。
に、本発明は次のような構成をもって前記課題を解決す
る手段としている。
【００２１】すなわち、第１の発明は、トランスの一次
側に入力電源と入力コンデンサとメインスイッチ素子を
有し、入力電源のエネルギーを入力コンデンサが受け、
この入力コンデンサの充電エネルギーをメインスイッチ
素子のスイッチオン時にトランスの二次側から出力エネ
ルギーとして出力するフィードフォワードコンバータタ
イプのスイッチング電源装置において、メインスイッチ
素子のスイッチオン時に入力電源のエネルギーを受けて
エネルギーを蓄積するエネルギー蓄積回路と、メインス
イッチ素子のスイッチオフ時に上記エネルギー蓄積回路
に蓄積されているエネルギーを入力コンデンサへ供給す
るエネルギー供給回路と、入力コンデンサの充電電圧を
検出する電圧検出回路と、この電圧検出回路により検出
された検出電圧に基づき入力コンデンサの充電電圧が予
め定めた値以上である期間は前記エネルギー蓄積回路の
エネルギー蓄積動作を停止させるオフ制御回路とを有す
る構成をもって前記課題を解決する手段としている。
側に入力電源と入力コンデンサとメインスイッチ素子を
有し、入力電源のエネルギーを入力コンデンサが受け、
この入力コンデンサの充電エネルギーをメインスイッチ
素子のスイッチオン時にトランスの二次側から出力エネ
ルギーとして出力するフィードフォワードコンバータタ
イプのスイッチング電源装置において、メインスイッチ
素子のスイッチオン時に入力電源のエネルギーを受けて
エネルギーを蓄積するエネルギー蓄積回路と、メインス
イッチ素子のスイッチオフ時に上記エネルギー蓄積回路
に蓄積されているエネルギーを入力コンデンサへ供給す
るエネルギー供給回路と、入力コンデンサの充電電圧を
検出する電圧検出回路と、この電圧検出回路により検出
された検出電圧に基づき入力コンデンサの充電電圧が予
め定めた値以上である期間は前記エネルギー蓄積回路の
エネルギー蓄積動作を停止させるオフ制御回路とを有す
る構成をもって前記課題を解決する手段としている。
【００２２】第２の発明は、上記第１の発明の構成に加
えて、メインスイッチ素子のスイッチオン時に入力電源
からエネルギー蓄積回路へ流れ込む入力電流を検出し、
この検出値に基づき上記入力電流が予め定めた値以上に
なっている期間はオフ制御回路を動作させてエネルギー
蓄積回路のエネルギー蓄積動作を停止させ入力電源から
エネルギー蓄積回路へ流れ込む入力電流を停止させる過
電流防止回路を設けた構成をもって前記課題を解決する
手段としている。
えて、メインスイッチ素子のスイッチオン時に入力電源
からエネルギー蓄積回路へ流れ込む入力電流を検出し、
この検出値に基づき上記入力電流が予め定めた値以上に
なっている期間はオフ制御回路を動作させてエネルギー
蓄積回路のエネルギー蓄積動作を停止させ入力電源から
エネルギー蓄積回路へ流れ込む入力電流を停止させる過
電流防止回路を設けた構成をもって前記課題を解決する
手段としている。
【００２３】第３の発明は、上記第１又は第２の発明の
構成に加えて、電圧検出回路の入側にノイズ除去回路が
設けられ、電圧検出回路は入力コンデンサの充電電圧を
ノイズ除去回路を介しノイズが取り除かれた状態で検出
する構成をもって前記課題を解決する手段としている。
構成に加えて、電圧検出回路の入側にノイズ除去回路が
設けられ、電圧検出回路は入力コンデンサの充電電圧を
ノイズ除去回路を介しノイズが取り除かれた状態で検出
する構成をもって前記課題を解決する手段としている。
【００２４】第４の発明は、上記第１又は第２又は第３
の発明を構成するトランスに三次コイルが設けられ、エ
ネルギー蓄積回路は入力電源をエネルギー制御スイッチ
素子とインダクタンス素子を順に通って入力コンデンサ
へ接続する回路と成し、上記エネルギー制御スイッチ素
子は上記三次コイルを電源として動作するドライブ回路
によりスイッチオン・オフ動作が制御されるスイッチ素
子と成し、電圧検出回路はメインスイッチ素子のスイッ
チオン時に上記三次コイルに誘起される電圧を入力コン
デンサの充電電圧として検出し、オフ制御回路は上記電
圧検出回路により検出された検出電圧に基づき入力コン
デンサの充電電圧が予め定めた値以上である期間は前記
ドライブ回路により前記エネルギー制御スイッチ素子を
スイッチオフさせてエネルギー蓄積回路のエネルギー蓄
積動作を停止させる構成をもって前記課題を解決する手
段としている。
の発明を構成するトランスに三次コイルが設けられ、エ
ネルギー蓄積回路は入力電源をエネルギー制御スイッチ
素子とインダクタンス素子を順に通って入力コンデンサ
へ接続する回路と成し、上記エネルギー制御スイッチ素
子は上記三次コイルを電源として動作するドライブ回路
によりスイッチオン・オフ動作が制御されるスイッチ素
子と成し、電圧検出回路はメインスイッチ素子のスイッ
チオン時に上記三次コイルに誘起される電圧を入力コン
デンサの充電電圧として検出し、オフ制御回路は上記電
圧検出回路により検出された検出電圧に基づき入力コン
デンサの充電電圧が予め定めた値以上である期間は前記
ドライブ回路により前記エネルギー制御スイッチ素子を
スイッチオフさせてエネルギー蓄積回路のエネルギー蓄
積動作を停止させる構成をもって前記課題を解決する手
段としている。
【００２５】上記構成の発明において、例えば、メイン
スイッチ素子のスイッチオン時に、エネルギー蓄積回路
は入力電源のエネルギーを受けてエネルギーを蓄積し、
メインスイッチ素子のスイッチオフ時にエネルギー供給
回路が、上記エネルギー蓄積回路に蓄積されているエネ
ルギーを入力コンデンサへ供給する。上記入力コンデン
サの充電電圧は電圧検出回路により検出され、オフ制御
回路は、上記電圧検出回路により検出された検出電圧に
基づき入力コンデンサの充電電圧が予め定めた値（充電
設定電圧）以上である期間、前記エネルギー蓄積回路の
エネルギー蓄積動作を停止させる。
スイッチ素子のスイッチオン時に、エネルギー蓄積回路
は入力電源のエネルギーを受けてエネルギーを蓄積し、
メインスイッチ素子のスイッチオフ時にエネルギー供給
回路が、上記エネルギー蓄積回路に蓄積されているエネ
ルギーを入力コンデンサへ供給する。上記入力コンデン
サの充電電圧は電圧検出回路により検出され、オフ制御
回路は、上記電圧検出回路により検出された検出電圧に
基づき入力コンデンサの充電電圧が予め定めた値（充電
設定電圧）以上である期間、前記エネルギー蓄積回路の
エネルギー蓄積動作を停止させる。
【００２６】上記のように、入力コンデンサの充電電圧
を検出し、入力コンデンサの充電電圧が予め定めた充電
設定電圧以上である期間、オフ制御回路によりエネルギ
ー蓄積回路のエネルギー蓄積動作を停止させることによ
り、エネルギー供給回路による入力コンデンサへのエネ
ルギー供給動作も停止し、入力コンデンサの充電電圧が
さらに上昇するのが抑制され、また、入力コンデンサの
充電電圧が前記充電設定電圧未満であるときには、入力
コンデンサへのエネルギー供給が行われるので、入力コ
ンデンサの充電電圧を前記充電設定電圧に安定させるこ
とが可能である。
を検出し、入力コンデンサの充電電圧が予め定めた充電
設定電圧以上である期間、オフ制御回路によりエネルギ
ー蓄積回路のエネルギー蓄積動作を停止させることによ
り、エネルギー供給回路による入力コンデンサへのエネ
ルギー供給動作も停止し、入力コンデンサの充電電圧が
さらに上昇するのが抑制され、また、入力コンデンサの
充電電圧が前記充電設定電圧未満であるときには、入力
コンデンサへのエネルギー供給が行われるので、入力コ
ンデンサの充電電圧を前記充電設定電圧に安定させるこ
とが可能である。
【００２７】上記入力コンデンサの充電設定電圧のエネ
ルギーがメインスイッチ素子のスイッチオン時にトラン
スの一次側とメインスイッチ素子に通電すると共に、ト
ランスの二次側から出力エネルギーとして出力されるの
で、入力電源の電圧の変動に拘わらず、予め定まる固定
の電圧・電流がトランスの一次側とメインスイッチ素子
に加えられ、トランスの二次側には予め定まる一定の電
圧エネルギーが供給されることになり、入力電源の電圧
が大きくなっても、メインスイッチ素子の印加電圧やト
ランスの二次側に加えられる電圧は大きくならない。
ルギーがメインスイッチ素子のスイッチオン時にトラン
スの一次側とメインスイッチ素子に通電すると共に、ト
ランスの二次側から出力エネルギーとして出力されるの
で、入力電源の電圧の変動に拘わらず、予め定まる固定
の電圧・電流がトランスの一次側とメインスイッチ素子
に加えられ、トランスの二次側には予め定まる一定の電
圧エネルギーが供給されることになり、入力電源の電圧
が大きくなっても、メインスイッチ素子の印加電圧やト
ランスの二次側に加えられる電圧は大きくならない。
【００２８】このことから、低耐電圧のスイッチ素子を
メインスイッチ素子として採用することが可能である
し、トランスの二次側も低耐電圧の素子により構成する
ことが可能となり、スイッチング電源装置の回路効率の
向上が図れる。
メインスイッチ素子として採用することが可能である
し、トランスの二次側も低耐電圧の素子により構成する
ことが可能となり、スイッチング電源装置の回路効率の
向上が図れる。
【００２９】また、入力電源の電圧の変動に拘わらず、
装置出力の安定化制御をメインスイッチ素子のオンデュ
ーティ可変制御により支障なく行えることになるので、
スイッチング電源装置は予め定めた装置出力を安定して
出力させることが可能となる。
装置出力の安定化制御をメインスイッチ素子のオンデュ
ーティ可変制御により支障なく行えることになるので、
スイッチング電源装置は予め定めた装置出力を安定して
出力させることが可能となる。
【００３０】
【発明の実施の形態】以下、本発明に係る実施形態例を
図面に基づき説明する。
図面に基づき説明する。
【００３１】図１には第１の実施形態例のスイッチング
電源装置の回路構成が示されている。この図１に示すス
イッチング電源装置が前記図７に示すスイッチング装置
と異なる特徴的なことは、充電制御回路20を設けたこと
であり、充電制御回路20は入力電源１のエネルギーを利
用し入力コンデンサ２の充電電圧Ｖ2 が予め定めた値
（充電設定電圧）ＶCTL となるように入力コンデンサ２
へのエネルギー充電動作を制御する構成を有している。
本実施形態例のスイッチング電源装置は、上記充電制御
回路20により制御された入力コンデンサ２の充電設定電
圧のエネルギーを、メインスイッチ素子４のスイッチオ
ン時に、トランス３の二次コイルＮ２から出力回路14を
介して負荷10へ出力する構成と成し、前記発明が解決し
ようとする課題の欄で述べた課題を解決できる構成とし
た。上記以外の構成は前記図７の構成と同様であり、そ
の重複説明は省略する。
電源装置の回路構成が示されている。この図１に示すス
イッチング電源装置が前記図７に示すスイッチング装置
と異なる特徴的なことは、充電制御回路20を設けたこと
であり、充電制御回路20は入力電源１のエネルギーを利
用し入力コンデンサ２の充電電圧Ｖ2 が予め定めた値
（充電設定電圧）ＶCTL となるように入力コンデンサ２
へのエネルギー充電動作を制御する構成を有している。
本実施形態例のスイッチング電源装置は、上記充電制御
回路20により制御された入力コンデンサ２の充電設定電
圧のエネルギーを、メインスイッチ素子４のスイッチオ
ン時に、トランス３の二次コイルＮ２から出力回路14を
介して負荷10へ出力する構成と成し、前記発明が解決し
ようとする課題の欄で述べた課題を解決できる構成とし
た。上記以外の構成は前記図７の構成と同様であり、そ
の重複説明は省略する。
【００３２】前記充電制御回路20はトランス３に設けら
れた三次コイルＮ３を有し、図１に示すように、上記三
次コイルＮ３の一端側（Ｂ端側）はインダクタンス素子
12の一端側に接続され、インダクタンス素子12の他端側
は入力コンデンサ２の一端側に接続され、入力コンデン
サ２の他端側にはダイオード13のアノード側が接続さ
れ、ダイオード13のカソード側は前記三次コイルＮ３と
インダクタンス素子12の接続部に接続されている。上記
三次コイルＮ３とインダクタンス素子12の接続部にはさ
らにエネルギー制御スイッチ素子（ＭＯＳ−ＦＥＴ）11
のソース側と抵抗体36の一端側がそれぞれ接続されてお
り、エネルギー制御スイッチ11素子のドレイン側と抵抗
体36の他端側は入力電源１の正極側に接続されている。
れた三次コイルＮ３を有し、図１に示すように、上記三
次コイルＮ３の一端側（Ｂ端側）はインダクタンス素子
12の一端側に接続され、インダクタンス素子12の他端側
は入力コンデンサ２の一端側に接続され、入力コンデン
サ２の他端側にはダイオード13のアノード側が接続さ
れ、ダイオード13のカソード側は前記三次コイルＮ３と
インダクタンス素子12の接続部に接続されている。上記
三次コイルＮ３とインダクタンス素子12の接続部にはさ
らにエネルギー制御スイッチ素子（ＭＯＳ−ＦＥＴ）11
のソース側と抵抗体36の一端側がそれぞれ接続されてお
り、エネルギー制御スイッチ11素子のドレイン側と抵抗
体36の他端側は入力電源１の正極側に接続されている。
【００３３】前記三次コイルＮ３のＡ端側にはダイオー
ド22のアノード側と抵抗体28の一端側と抵抗体30の一端
側がそれぞれ接続され、上記ダイオード22のカソード側
にはスイッチ素子（トランジスタ素子）ＳＷ１のコレク
タ側が接続されており、スイッチ素子ＳＷ１のベース側
には前記抵抗体28の他端側が接続されている。上記スイ
ッチ素子ＳＷ１のエミッタ側には抵抗体27の一端側とス
イッチ素子（トランジスタ素子）ＳＷ２のエミッタ側が
それぞれ接続され、上記抵抗体27の他端側は前記エネル
ギー制御スイッチ素子11のゲート側に接続され、上記ス
イッチ素子ＳＷ２のコレクタ側はダイオード25のアノー
ド側に接続されており、ダイオード25のカソード側は前
記三次コイルＮ３のＢ端側に接続されている。
ド22のアノード側と抵抗体28の一端側と抵抗体30の一端
側がそれぞれ接続され、上記ダイオード22のカソード側
にはスイッチ素子（トランジスタ素子）ＳＷ１のコレク
タ側が接続されており、スイッチ素子ＳＷ１のベース側
には前記抵抗体28の他端側が接続されている。上記スイ
ッチ素子ＳＷ１のエミッタ側には抵抗体27の一端側とス
イッチ素子（トランジスタ素子）ＳＷ２のエミッタ側が
それぞれ接続され、上記抵抗体27の他端側は前記エネル
ギー制御スイッチ素子11のゲート側に接続され、上記ス
イッチ素子ＳＷ２のコレクタ側はダイオード25のアノー
ド側に接続されており、ダイオード25のカソード側は前
記三次コイルＮ３のＢ端側に接続されている。
【００３４】前記スイッチ素子ＳＷ２のベース側は前記
スイッチ素子ＳＷ１のベース側と抵抗体28の接続部に接
続されると共に、ダイオード24のアノード側に接続され
ており、ダイオード24のカソード側は抵抗体32の一端側
とスイッチ素子（トランジスタ素子）ＳＷ４のエミッタ
側にそれぞれ接続されている。上記抵抗体32の他端側は
上記スイッチ素子ＳＷ４のベース側に接続されると共
に、スイッチ素子（トランジスタ素子）ＳＷ３のコレク
タ側に接続されており、スイッチ素子ＳＷ３のエミッタ
側は前記三次コイルＮ３のＢ端側に接続されている。
スイッチ素子ＳＷ１のベース側と抵抗体28の接続部に接
続されると共に、ダイオード24のアノード側に接続され
ており、ダイオード24のカソード側は抵抗体32の一端側
とスイッチ素子（トランジスタ素子）ＳＷ４のエミッタ
側にそれぞれ接続されている。上記抵抗体32の他端側は
上記スイッチ素子ＳＷ４のベース側に接続されると共
に、スイッチ素子（トランジスタ素子）ＳＷ３のコレク
タ側に接続されており、スイッチ素子ＳＷ３のエミッタ
側は前記三次コイルＮ３のＢ端側に接続されている。
【００３５】上記スイッチ素子ＳＷ３のベース側には、
前記スイッチ素子ＳＷ４のコレクタ側とツェナーダイオ
ード26のアノード側と抵抗体31の一端側がそれぞれ接続
され、上記抵抗体31の他端側は前記三次コイルＮ３のＢ
端側に接続されている。前記ツェナーダイオード26のカ
ソード側はダイオード23のカソード側に接続され、ダイ
オード23のアノード側には前記抵抗体30の一端側が接続
されており、抵抗体30の他端側は、前記の如く、三次コ
イルＮ３のＡ端側に接続されている。
前記スイッチ素子ＳＷ４のコレクタ側とツェナーダイオ
ード26のアノード側と抵抗体31の一端側がそれぞれ接続
され、上記抵抗体31の他端側は前記三次コイルＮ３のＢ
端側に接続されている。前記ツェナーダイオード26のカ
ソード側はダイオード23のカソード側に接続され、ダイ
オード23のアノード側には前記抵抗体30の一端側が接続
されており、抵抗体30の他端側は、前記の如く、三次コ
イルＮ３のＡ端側に接続されている。
【００３６】本実施形態例に特有な充電制御回路20は上
記のように構成されており、この充電制御回路20を構成
するエネルギー制御スイッチ素子11とインダクタンス素
子12によりエネルギー蓄積回路が構成されており、エネ
ルギー蓄積回路はメインスイッチ素子４のスイッチオン
時にエネルギー制御スイッチ素子11がスイッチオンして
入力電源１のエネルギーがエネルギー制御スイッチ素子
11を介してインダクタンス素子12を流れ、この通電によ
りインダクタンス素子12にエネルギーを蓄積する。
記のように構成されており、この充電制御回路20を構成
するエネルギー制御スイッチ素子11とインダクタンス素
子12によりエネルギー蓄積回路が構成されており、エネ
ルギー蓄積回路はメインスイッチ素子４のスイッチオン
時にエネルギー制御スイッチ素子11がスイッチオンして
入力電源１のエネルギーがエネルギー制御スイッチ素子
11を介してインダクタンス素子12を流れ、この通電によ
りインダクタンス素子12にエネルギーを蓄積する。
【００３７】また、前記インダクタンス素子12とダイオ
ード13によりエネルギー供給回路が構成されており、こ
のエネルギー供給回路はメインスイッチ素子４のスイッ
チオフ時にインダクタンス素子12に蓄積されているエネ
ルギーを入力コンデンサ２へ供給する。前記スイッチ素
子ＳＷ１とダイオード22と抵抗体27，28により前記エネ
ルギー制御スイッチ素子11のドライブ回路が構成され、
このドライブ回路は前記三次コイルＮ３に発生する電圧
を利用しメインスイッチ素子４のスイッチオン・オフ動
作に同期させてエネルギー制御スイッチ素子11をスイッ
チオン・オフ制御する。
ード13によりエネルギー供給回路が構成されており、こ
のエネルギー供給回路はメインスイッチ素子４のスイッ
チオフ時にインダクタンス素子12に蓄積されているエネ
ルギーを入力コンデンサ２へ供給する。前記スイッチ素
子ＳＷ１とダイオード22と抵抗体27，28により前記エネ
ルギー制御スイッチ素子11のドライブ回路が構成され、
このドライブ回路は前記三次コイルＮ３に発生する電圧
を利用しメインスイッチ素子４のスイッチオン・オフ動
作に同期させてエネルギー制御スイッチ素子11をスイッ
チオン・オフ制御する。
【００３８】前記ダイオード23とツェナーダイオード26
と抵抗体30により電圧検出回路が構成され、この電圧検
出回路はメインスイッチ素子４のスイッチオン時に三次
コイルＮ３に誘起される電圧Ｖ3 を入力コンデンサ２の
充電電圧Ｖ2 として検出する。前記スイッチ素子ＳＷ
２，ＳＷ３，ＳＷ４とダイオード24，25と抵抗体31，32
によりオフ制御回路が構成され、オフ制御回路は、上記
電圧検出回路により検出された入力コンデンサ２の充電
電圧が予め定めた充電設定電圧ＶCTL 以上である期間、
前記ドライブ回路によりエネルギー制御スイッチ素子11
をスイッチオフし、前記エネルギー蓄積回路のエネルギ
ー蓄積動作を停止させる。
と抵抗体30により電圧検出回路が構成され、この電圧検
出回路はメインスイッチ素子４のスイッチオン時に三次
コイルＮ３に誘起される電圧Ｖ3 を入力コンデンサ２の
充電電圧Ｖ2 として検出する。前記スイッチ素子ＳＷ
２，ＳＷ３，ＳＷ４とダイオード24，25と抵抗体31，32
によりオフ制御回路が構成され、オフ制御回路は、上記
電圧検出回路により検出された入力コンデンサ２の充電
電圧が予め定めた充電設定電圧ＶCTL 以上である期間、
前記ドライブ回路によりエネルギー制御スイッチ素子11
をスイッチオフし、前記エネルギー蓄積回路のエネルギ
ー蓄積動作を停止させる。
【００３９】なお、前記インダクタンス素子12と抵抗体
36により起動回路が構成され、スイッチング電源装置の
電源投入時等、入力コンデンサ２の充電電圧が零電圧又
は非常に低い電圧である場合に、入力電源１のエネルギ
ーが起動回路の抵抗体36とインダクタンス素子12を順に
通って入力コンデンサ２に流れ込み、入力コンデンサ２
を立ち上がらせる。また、入力コンデンサ２の充電エネ
ルギーは、前記の如く、メインスイッチ素子４のスイッ
チオン時にトランス３の二次コイルＮ２から出力回路14
を介して負荷10へ出力されると共に、本実施形態例で
は、制御回路５の駆動エネルギーとして用いられる。
36により起動回路が構成され、スイッチング電源装置の
電源投入時等、入力コンデンサ２の充電電圧が零電圧又
は非常に低い電圧である場合に、入力電源１のエネルギ
ーが起動回路の抵抗体36とインダクタンス素子12を順に
通って入力コンデンサ２に流れ込み、入力コンデンサ２
を立ち上がらせる。また、入力コンデンサ２の充電エネ
ルギーは、前記の如く、メインスイッチ素子４のスイッ
チオン時にトランス３の二次コイルＮ２から出力回路14
を介して負荷10へ出力されると共に、本実施形態例で
は、制御回路５の駆動エネルギーとして用いられる。
【００４０】以下、本実施形態例に特有な充電制御回路
20の回路動作を図２のタイムチャートに基づき説明す
る。まず、制御回路５の制御動作によりメインスイッチ
素子４のゲート−ソース間に予め定まるスイッチオン駆
動電圧である図２の（ａ）に示す電圧ＶCCが印加される
と（時間ｔ1 ）、メインスイッチ素子４がスイッチオン
し、入力コンデンサ２の充電エネルギーが一次コイルＮ
１とメインスイッチ素子４を通って流れ、入力コンデン
サ２の充電エネルギーが二次コイルＮ２から出力回路14
を介し出力エネルギーとして負荷10へ出力されると共
に、三次コイルＮ３にはＡ端側が正極側となる次式
（２）に示す電圧Ｖ3 が誘起される。
20の回路動作を図２のタイムチャートに基づき説明す
る。まず、制御回路５の制御動作によりメインスイッチ
素子４のゲート−ソース間に予め定まるスイッチオン駆
動電圧である図２の（ａ）に示す電圧ＶCCが印加される
と（時間ｔ1 ）、メインスイッチ素子４がスイッチオン
し、入力コンデンサ２の充電エネルギーが一次コイルＮ
１とメインスイッチ素子４を通って流れ、入力コンデン
サ２の充電エネルギーが二次コイルＮ２から出力回路14
を介し出力エネルギーとして負荷10へ出力されると共
に、三次コイルＮ３にはＡ端側が正極側となる次式
（２）に示す電圧Ｖ3 が誘起される。
【００４１】 Ｖ3 ＝（Ｎ3 ／Ｎ1 ）・Ｖ2 ・・・・・（２）
【００４２】ただし、上式（２）に示すＮ1 は一次コイ
ルＮ１の巻数を示し、Ｎ3 は三次コイルＮ３の巻数を示
し、Ｖ2 は入力コンデンサ２の充電電圧を示している。
ルＮ１の巻数を示し、Ｎ3 は三次コイルＮ３の巻数を示
し、Ｖ2 は入力コンデンサ２の充電電圧を示している。
【００４３】つまり、メインスイッチ素子４のスイッチ
オン時の三次コイルＮ３には一次コイルＮ１の巻数Ｎ1
に対する三次コイルＮ３の巻数Ｎ3 の巻数比（Ｎ3 ／Ｎ
1 ）に入力コンデンサ２の充電電圧Ｖ2 を乗算した電圧
が誘起される。
オン時の三次コイルＮ３には一次コイルＮ１の巻数Ｎ1
に対する三次コイルＮ３の巻数Ｎ3 の巻数比（Ｎ3 ／Ｎ
1 ）に入力コンデンサ２の充電電圧Ｖ2 を乗算した電圧
が誘起される。
【００４４】この三次コイルＮ３の電圧Ｖ3 はダイオー
ド22に印加されると共に、抵抗体30とダイオード23とツ
ェナーダイオード26の直列接続体に印加される。このと
き、図２の（ｃ）の時間ｔ1 の状態のように、入力コン
デンサ２の充電電圧Ｖ2 が予め定めた充電設定電圧Ｖ
CTL 未満である場合には、ダイオード23とツェナーダイ
オード26はスイッチオフ状態を維持し、次に示す回路動
作が行われる。
ド22に印加されると共に、抵抗体30とダイオード23とツ
ェナーダイオード26の直列接続体に印加される。このと
き、図２の（ｃ）の時間ｔ1 の状態のように、入力コン
デンサ２の充電電圧Ｖ2 が予め定めた充電設定電圧Ｖ
CTL 未満である場合には、ダイオード23とツェナーダイ
オード26はスイッチオフ状態を維持し、次に示す回路動
作が行われる。
【００４５】この状態のときには、三次コイルＮ３の電
圧Ｖ3 によりダイオード22がスイッチオンすると共に、
三次コイルＮ３から抵抗体28を介しスイッチ素子ＳＷ１
のベース側にベース電流が加えられスイッチ素子ＳＷ１
がスイッチオンし、三次コイルＮ３の電圧Ｖ3 のエネル
ギーがダイオード22とスイッチ素子ＳＷ１と抵抗体27を
順に通ってエネルギー制御スイッチ素子11のゲート側に
加えられ、エネルギー制御スイッチ素子11がスイッチオ
ンする。
圧Ｖ3 によりダイオード22がスイッチオンすると共に、
三次コイルＮ３から抵抗体28を介しスイッチ素子ＳＷ１
のベース側にベース電流が加えられスイッチ素子ＳＷ１
がスイッチオンし、三次コイルＮ３の電圧Ｖ3 のエネル
ギーがダイオード22とスイッチ素子ＳＷ１と抵抗体27を
順に通ってエネルギー制御スイッチ素子11のゲート側に
加えられ、エネルギー制御スイッチ素子11がスイッチオ
ンする。
【００４６】このエネルギー制御スイッチ素子11のスイ
ッチオン動作により、入力電源１のエネルギーがエネル
ギー制御スイッチ素子11を介し図２の（ｆ）に示すよう
にインダクタンス素子12を通って流れ、この通電により
インダクタンス素子12にエネルギーが蓄積される。
ッチオン動作により、入力電源１のエネルギーがエネル
ギー制御スイッチ素子11を介し図２の（ｆ）に示すよう
にインダクタンス素子12を通って流れ、この通電により
インダクタンス素子12にエネルギーが蓄積される。
【００４７】そして、前記制御回路５の制御動作により
メインスイッチ素子４がスイッチオフすると（時間
ｔ2 ）、三次コイルＮ３の電圧Ｖ3 は図２の（ｂ）に示
すように極性が反転して三次コイルＮ３にはＡ端側が負
極側となる電圧が発生し、この電圧によりダイオード2
2、スイッチ素子ＳＷ１がスイッチオフしてエネルギー
制御スイッチ素子11がスイッチオフする。
メインスイッチ素子４がスイッチオフすると（時間
ｔ2 ）、三次コイルＮ３の電圧Ｖ3 は図２の（ｂ）に示
すように極性が反転して三次コイルＮ３にはＡ端側が負
極側となる電圧が発生し、この電圧によりダイオード2
2、スイッチ素子ＳＷ１がスイッチオフしてエネルギー
制御スイッチ素子11がスイッチオフする。
【００４８】上記メインスイッチ素子４とエネルギー制
御スイッチ素子11のスイッチオフ動作により、入力電源
１のエネルギーによるインダクタンス素子12の通電はス
トップする。同時に、ダイオード13がスイッチオンし、
インダクタンス素子12に蓄積されているエネルギーが、
入力コンデンサ２とダイオード13を通る経路で通電し、
上記インダクタンス素子12の蓄積エネルギーが入力コン
デンサ２へ供給され、図２の（ｃ）に示すように、入力
コンデンサ２の充電電圧が上昇する。
御スイッチ素子11のスイッチオフ動作により、入力電源
１のエネルギーによるインダクタンス素子12の通電はス
トップする。同時に、ダイオード13がスイッチオンし、
インダクタンス素子12に蓄積されているエネルギーが、
入力コンデンサ２とダイオード13を通る経路で通電し、
上記インダクタンス素子12の蓄積エネルギーが入力コン
デンサ２へ供給され、図２の（ｃ）に示すように、入力
コンデンサ２の充電電圧が上昇する。
【００４９】前記制御回路５の制御動作により再びメイ
ンスイッチ素子４がスイッチオンすると（時間ｔ3 ）、
前記の如く、入力コンデンサ２の充電電圧Ｖ2 に巻数比
（Ｎ3 ／Ｎ1 ）を乗算した電圧が三次コイルに誘起さ
れ、三次コイルＮ３の電圧がダイオード22に印加すると
共に、抵抗体30とダイオード23とツェナーダイオード26
の直列接続体に印加する。このとき、図２の（ｃ）の時
間ｔ3 の状態のように、入力コンデンサ２の充電電圧Ｖ
2 が充電設定電圧ＶCTL 以上であるときには、ダイオー
ド23とツェナーダイオード26がスイッチオンする。
ンスイッチ素子４がスイッチオンすると（時間ｔ3 ）、
前記の如く、入力コンデンサ２の充電電圧Ｖ2 に巻数比
（Ｎ3 ／Ｎ1 ）を乗算した電圧が三次コイルに誘起さ
れ、三次コイルＮ３の電圧がダイオード22に印加すると
共に、抵抗体30とダイオード23とツェナーダイオード26
の直列接続体に印加する。このとき、図２の（ｃ）の時
間ｔ3 の状態のように、入力コンデンサ２の充電電圧Ｖ
2 が充電設定電圧ＶCTL 以上であるときには、ダイオー
ド23とツェナーダイオード26がスイッチオンする。
【００５０】上記ダイオード23とツェナーダイオード26
のスイッチオン動作により、三次コイルＮ３から抵抗体
30とダイオード23とツェナーダイオード26を順に通って
スイッチ素子ＳＷ３のベース側にベース電流が供給され
スイッチ素子ＳＷ３がスイッチオンする。同時に、ダイ
オード24がスイッチオンして、三次コイルＮ３から抵抗
体28とダイオード24と抵抗体32とスイッチ素子ＳＷ３を
順に通る経路で電流が通電し、スイッチ素子ＳＷ２，Ｓ
Ｗ４のベース側にベース電流が流れ、スイッチ素子ＳＷ
２，ＳＷ４がスイッチオンする。
のスイッチオン動作により、三次コイルＮ３から抵抗体
30とダイオード23とツェナーダイオード26を順に通って
スイッチ素子ＳＷ３のベース側にベース電流が供給され
スイッチ素子ＳＷ３がスイッチオンする。同時に、ダイ
オード24がスイッチオンして、三次コイルＮ３から抵抗
体28とダイオード24と抵抗体32とスイッチ素子ＳＷ３を
順に通る経路で電流が通電し、スイッチ素子ＳＷ２，Ｓ
Ｗ４のベース側にベース電流が流れ、スイッチ素子ＳＷ
２，ＳＷ４がスイッチオンする。
【００５１】上記スイッチ素子ＳＷ２のスイッチオン動
作によりスイッチ素子ＳＷ１はスイッチオフ状態に維持
され、エネルギー制御スイッチ素子11もスイッチオフ状
態に維持される。このように、エネルギー制御スイッチ
素子11がスイッチオフ状態であるときには、入力電源１
のエネルギーによるインダクタンス素子12の通電は行わ
れず、インダクタンス素子12にエネルギーは蓄積されな
い。
作によりスイッチ素子ＳＷ１はスイッチオフ状態に維持
され、エネルギー制御スイッチ素子11もスイッチオフ状
態に維持される。このように、エネルギー制御スイッチ
素子11がスイッチオフ状態であるときには、入力電源１
のエネルギーによるインダクタンス素子12の通電は行わ
れず、インダクタンス素子12にエネルギーは蓄積されな
い。
【００５２】もちろん、メインスイッチ素子４のスイッ
チオン時には入力コンデンサ２の充電エネルギーが、前
記の如く、一次コイルＮ１とメインスイッチ素子４を通
って流れ、二次コイルＮ２側から出力エネルギーとして
負荷10へ出力されるので、図２の（ｃ）の時間ｔ4 〜ｔ
5 期間に示すように、入力コンデンサ２の充電電圧は低
下する。
チオン時には入力コンデンサ２の充電エネルギーが、前
記の如く、一次コイルＮ１とメインスイッチ素子４を通
って流れ、二次コイルＮ２側から出力エネルギーとして
負荷10へ出力されるので、図２の（ｃ）の時間ｔ4 〜ｔ
5 期間に示すように、入力コンデンサ２の充電電圧は低
下する。
【００５３】その後、前記制御回路５の制御動作により
メインスイッチ素子４がスイッチオフすると（時間
ｔ5 ）、前記の如く、三次コイルＮ３の電圧極性が反転
し、ダイオード23，24、ツェナーダイオード26がスイッ
チオフすると共に、スイッチ素子ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ
４がスイッチオフする。このメインスイッチ素子４のス
イッチオフ期間（時間ｔ5 〜ｔ6 ）には、インダクタン
ス素子12にエネルギーが蓄積されていないので、インダ
クタンス素子12から入力コンデンサ２へのエネルギー供
給を行うことができず、図２の（ｃ）の時間ｔ5 〜ｔ6
期間に示すように、入力コンデンサ２の充電電圧は増加
しない。
メインスイッチ素子４がスイッチオフすると（時間
ｔ5 ）、前記の如く、三次コイルＮ３の電圧極性が反転
し、ダイオード23，24、ツェナーダイオード26がスイッ
チオフすると共に、スイッチ素子ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ
４がスイッチオフする。このメインスイッチ素子４のス
イッチオフ期間（時間ｔ5 〜ｔ6 ）には、インダクタン
ス素子12にエネルギーが蓄積されていないので、インダ
クタンス素子12から入力コンデンサ２へのエネルギー供
給を行うことができず、図２の（ｃ）の時間ｔ5 〜ｔ6
期間に示すように、入力コンデンサ２の充電電圧は増加
しない。
【００５４】上記のように、充電制御回路20は、三次コ
イルＮ３の電圧を利用しエネルギー制御スイッチ素子11
をメインスイッチ素子４のスイッチオン・オフ動作に同
期させてスイッチオン・オフさせ、入力電源１のエネル
ギーを入力コンデンサ２へ充電供給すると共に、三次コ
イルＮ３の電圧Ｖ3 を入力コンデンサ２の充電電圧Ｖ2
として検出し、この検出した充電電圧Ｖ2 が予め定めた
充電設定電圧ＶCTL 以上である期間はエネルギー制御ス
イッチ素子11をスイッチオフ状態に維持して、上記入力
コンデンサ２の充電動作を停止させ、入力コンデンサ２
の充電電圧Ｖ2を充電設定電圧ＶCTL に安定させること
ができる。
イルＮ３の電圧を利用しエネルギー制御スイッチ素子11
をメインスイッチ素子４のスイッチオン・オフ動作に同
期させてスイッチオン・オフさせ、入力電源１のエネル
ギーを入力コンデンサ２へ充電供給すると共に、三次コ
イルＮ３の電圧Ｖ3 を入力コンデンサ２の充電電圧Ｖ2
として検出し、この検出した充電電圧Ｖ2 が予め定めた
充電設定電圧ＶCTL 以上である期間はエネルギー制御ス
イッチ素子11をスイッチオフ状態に維持して、上記入力
コンデンサ２の充電動作を停止させ、入力コンデンサ２
の充電電圧Ｖ2を充電設定電圧ＶCTL に安定させること
ができる。
【００５５】上記入力コンデンサ２の充電設定電圧Ｖ
CTL には、メインスイッチ素子４の予め定まる耐電圧以
上の電圧がメインスイッチ素子４に印加せず、かつ、整
流ダイオード６，７の予め定まる逆方向耐電圧以上の電
圧が整流ダイオード６，７に印加しないような適宜の電
圧値が設定される。この充電設定電圧ＶCTL は次式
（３）により示すことができる。
CTL には、メインスイッチ素子４の予め定まる耐電圧以
上の電圧がメインスイッチ素子４に印加せず、かつ、整
流ダイオード６，７の予め定まる逆方向耐電圧以上の電
圧が整流ダイオード６，７に印加しないような適宜の電
圧値が設定される。この充電設定電圧ＶCTL は次式
（３）により示すことができる。
【００５６】 ＶCTL ≒（Ｎ1 ／Ｎ3 ）・（Ｖ26＋ＶF ＋ＶSW3 ）・・・・・（３）
【００５７】上記式（３）に示すＮ1 は一次コイルＮ１
の巻数を示し、Ｎ3 は三次コイルＮ３の巻数を示し、Ｖ
26はツェナーダイオード26のスイッチオン駆動電圧を示
し、ＶF はダイオード23のスイッチオン駆動電圧を示
し、ＶSW3 はスイッチ素子ＳＷ３のスイッチオン駆動電
圧を示している。
の巻数を示し、Ｎ3 は三次コイルＮ３の巻数を示し、Ｖ
26はツェナーダイオード26のスイッチオン駆動電圧を示
し、ＶF はダイオード23のスイッチオン駆動電圧を示
し、ＶSW3 はスイッチ素子ＳＷ３のスイッチオン駆動電
圧を示している。
【００５８】上式に示す一次コイルＮ１の巻数Ｎ1 、三
次コイルＮ３の巻数Ｎ3 、スイッチ素子ＳＷ３のスイッ
チオン駆動電圧は予め定められるので、前記設定された
充電設定電圧ＶCTL が得られるように、ツェナーダイオ
ード26とダイオード23のスイッチオン駆動電圧を決定す
ることにより、充電制御回路20は入力コンデンサ２の充
電電圧Ｖ2 を充電設定電圧ＶCTL に安定させることがで
きる。
次コイルＮ３の巻数Ｎ3 、スイッチ素子ＳＷ３のスイッ
チオン駆動電圧は予め定められるので、前記設定された
充電設定電圧ＶCTL が得られるように、ツェナーダイオ
ード26とダイオード23のスイッチオン駆動電圧を決定す
ることにより、充電制御回路20は入力コンデンサ２の充
電電圧Ｖ2 を充電設定電圧ＶCTL に安定させることがで
きる。
【００５９】本実施形態例によれば、充電制御回路20を
設け、この充電制御回路20により、入力コンデンサ２の
充電電圧Ｖ2 を予め定めた充電設定電圧ＶCTL に安定さ
せる構成にしたので、入力電源１の電圧ＶINが可変して
も、入力コンデンサ２の充電電圧Ｖ2 を上記充電設定電
圧ＶCTL に安定させることができる。
設け、この充電制御回路20により、入力コンデンサ２の
充電電圧Ｖ2 を予め定めた充電設定電圧ＶCTL に安定さ
せる構成にしたので、入力電源１の電圧ＶINが可変して
も、入力コンデンサ２の充電電圧Ｖ2 を上記充電設定電
圧ＶCTL に安定させることができる。
【００６０】このため、入力電源１の電圧ＶINの変動に
拘わらず、上記充電設定電圧ＶCTLの入力コンデンサ２
のエネルギーが、メインスイッチ素子４のスイッチオン
時に、トランス３を介し出力エネルギーとして出力され
ることになるので、制御回路５は、入力電源１の電圧Ｖ
INが大きくなっても、メインスイッチ素子４のオンデュ
ーティ可変制御により装置出力の安定化制御を良好に行
うことが可能となり、スイッチング電源装置の装置動作
の信頼性を高めることができる。
拘わらず、上記充電設定電圧ＶCTLの入力コンデンサ２
のエネルギーが、メインスイッチ素子４のスイッチオン
時に、トランス３を介し出力エネルギーとして出力され
ることになるので、制御回路５は、入力電源１の電圧Ｖ
INが大きくなっても、メインスイッチ素子４のオンデュ
ーティ可変制御により装置出力の安定化制御を良好に行
うことが可能となり、スイッチング電源装置の装置動作
の信頼性を高めることができる。
【００６１】また、入力電源１の電圧ＶINよりも低い電
圧を入力コンデンサ２の充電設定電圧に設定し、上記の
如く、充電制御回路20により、その充電設定電圧に入力
コンデンサ２の充電電圧を安定させることができるの
で、メインスイッチ素子４のスイッチオフ時にメインス
イッチ素子４のドレイン−ソース間に印加する電圧を低
くすることができるし、上記制御回路５のオンデューテ
ィ可変制御により、メインスイッチ素子４のスイッチオ
ン時にメインスイッチ素子４のドレイン電流の実効値を
小さくすることが可能となる。このことから、低耐電圧
のスイッチ素子をメインスイッチ素子４として採用する
ことができる。
圧を入力コンデンサ２の充電設定電圧に設定し、上記の
如く、充電制御回路20により、その充電設定電圧に入力
コンデンサ２の充電電圧を安定させることができるの
で、メインスイッチ素子４のスイッチオフ時にメインス
イッチ素子４のドレイン−ソース間に印加する電圧を低
くすることができるし、上記制御回路５のオンデューテ
ィ可変制御により、メインスイッチ素子４のスイッチオ
ン時にメインスイッチ素子４のドレイン電流の実効値を
小さくすることが可能となる。このことから、低耐電圧
のスイッチ素子をメインスイッチ素子４として採用する
ことができる。
【００６２】さらに、前記の如く、入力電源１の電圧Ｖ
INの変動に拘わらず、充電設定電圧ＶCTL の入力コンデ
ンサ２のエネルギーが、メインスイッチ素子４のスイッ
チオン時に、トランス３を介し出力回路４へ供給される
ので、入力電源１の電圧ＶINが大きくても、出力回路14
を構成する整流ダイオード６，７には予め定まる固定の
逆方向電圧が印加されることになり、逆方向耐電圧が小
さいダイオード（つまり、順方向電圧降下が小さいダイ
オード）を整流ダイオード６，７として用いることがで
きる。
INの変動に拘わらず、充電設定電圧ＶCTL の入力コンデ
ンサ２のエネルギーが、メインスイッチ素子４のスイッ
チオン時に、トランス３を介し出力回路４へ供給される
ので、入力電源１の電圧ＶINが大きくても、出力回路14
を構成する整流ダイオード６，７には予め定まる固定の
逆方向電圧が印加されることになり、逆方向耐電圧が小
さいダイオード（つまり、順方向電圧降下が小さいダイ
オード）を整流ダイオード６，７として用いることがで
きる。
【００６３】上記のように、メインスイッチ素子４は低
耐電圧のスイッチ素子により形成でき、また、整流ダイ
オード６，７は順方向電圧降下が小さい素子により形成
できる。それらの素子は電力損失が小さい素子であるこ
とから、メインスイッチ素子４や整流ダイオード６，７
での電力損失を非常に小さく抑えることができる。
耐電圧のスイッチ素子により形成でき、また、整流ダイ
オード６，７は順方向電圧降下が小さい素子により形成
できる。それらの素子は電力損失が小さい素子であるこ
とから、メインスイッチ素子４や整流ダイオード６，７
での電力損失を非常に小さく抑えることができる。
【００６４】ところで、上記充電制御回路20の回路動作
により入力コンデンサ２の充電電圧の安定化制御が行わ
れる場合に、エネルギー制御スイッチ素子11はほぼ一定
のスイッチング周期ＴL （本実施形態例では図２の
（ｅ）に示すようにメインスイッチ素子４のスイッチン
グ周期Ｔの３倍の周期（ＴL ＝３Ｔ））でスイッチオン
することになる。上記エネルギー制御スイッチ素子11の
スイッチング周波数をｆLとし、インダクタンス素子12
のインダクタンス値をＬ12とし、インダクタンス素子12
の図２の（ｆ）に示すピーク電流値をＩP とする場合
に、エネルギー制御スイッチ素子11のスイッチオン動作
毎にインダクタンス素子12に蓄積されるエネルギーＥ12
は次式（４）により表すことができる。
により入力コンデンサ２の充電電圧の安定化制御が行わ
れる場合に、エネルギー制御スイッチ素子11はほぼ一定
のスイッチング周期ＴL （本実施形態例では図２の
（ｅ）に示すようにメインスイッチ素子４のスイッチン
グ周期Ｔの３倍の周期（ＴL ＝３Ｔ））でスイッチオン
することになる。上記エネルギー制御スイッチ素子11の
スイッチング周波数をｆLとし、インダクタンス素子12
のインダクタンス値をＬ12とし、インダクタンス素子12
の図２の（ｆ）に示すピーク電流値をＩP とする場合
に、エネルギー制御スイッチ素子11のスイッチオン動作
毎にインダクタンス素子12に蓄積されるエネルギーＥ12
は次式（４）により表すことができる。
【００６５】 Ｅ≒（１／２）・Ｌ12・ＩP 3 ・・・・・（４）
【００６６】上式（４）に示すインダクタンス素子12の
ピーク電流値ＩP は入力電源１の電圧ＶINから入力コン
デンサ２の充電設定電圧ＶCTL を差し引いた差分電圧と
インダクタンス素子12のインダクタンス値Ｌ12とメイン
スイッチ素子４のオンデューティにより定まるため、入
力電源１の電圧ＶINが一定の場合、エネルギー制御スイ
ッチ素子11のスイッチオン動作毎にインダクタンス素子
12に蓄積されるエネルギーＥ12を一定にすることができ
るし、負荷10で消費される電力が変化した場合には、エ
ネルギー制御スイッチ素子11のスイッチング周波数ｆL
を変化させることにより、必要な電力を供給することが
できる。
ピーク電流値ＩP は入力電源１の電圧ＶINから入力コン
デンサ２の充電設定電圧ＶCTL を差し引いた差分電圧と
インダクタンス素子12のインダクタンス値Ｌ12とメイン
スイッチ素子４のオンデューティにより定まるため、入
力電源１の電圧ＶINが一定の場合、エネルギー制御スイ
ッチ素子11のスイッチオン動作毎にインダクタンス素子
12に蓄積されるエネルギーＥ12を一定にすることができ
るし、負荷10で消費される電力が変化した場合には、エ
ネルギー制御スイッチ素子11のスイッチング周波数ｆL
を変化させることにより、必要な電力を供給することが
できる。
【００６７】以下、第２の実施形態例を説明する。図３
には第２の実施形態例のスイッチング電源装置の回路構
成図が示され、また、図４には上記図３の回路を構成す
る各構成要素の動作例を示すタイムチャートが表されて
いる。この実施形態例において特徴的なことは、前記第
１の実施形態例の構成に加えて、図３に示す前記電圧検
出回路のツェナーダイオード26と、ダイオード33と、抵
抗体34，35とから成る過電流防止回路を設けたことであ
り、この過電流防止回路によりエネルギー蓄積回路のエ
ネルギー制御スイッチ素子11に該スイッチ素子11の予め
定まる耐電流以上の過電流が通電しないように過電流か
らエネルギー制御スイッチ素子11を保護する構成とし
た。上記以外の構成は前記第１の実施形態例同様であ
り、その重複説明は省略する。
には第２の実施形態例のスイッチング電源装置の回路構
成図が示され、また、図４には上記図３の回路を構成す
る各構成要素の動作例を示すタイムチャートが表されて
いる。この実施形態例において特徴的なことは、前記第
１の実施形態例の構成に加えて、図３に示す前記電圧検
出回路のツェナーダイオード26と、ダイオード33と、抵
抗体34，35とから成る過電流防止回路を設けたことであ
り、この過電流防止回路によりエネルギー蓄積回路のエ
ネルギー制御スイッチ素子11に該スイッチ素子11の予め
定まる耐電流以上の過電流が通電しないように過電流か
らエネルギー制御スイッチ素子11を保護する構成とし
た。上記以外の構成は前記第１の実施形態例同様であ
り、その重複説明は省略する。
【００６８】ところで、前記図１に示す回路構成では、
メインスイッチ素子４と制御スイッチ素子11のスイッチ
オン時に、エネルギー制御スイッチ素子11とインダクタ
ンス素子12には入力電源１のエネルギーの電流（入力電
流）ＩL が通電し、その電流ＩL は上記スイッチ素子
４，11のスイッチオン期間に渡り図２の（ｆ）に示すよ
うに上昇し、その電流のピーク電流ＩP は、前述したよ
うに、入力電源１の電圧ＶINから入力コンデンサ２の充
電電圧Ｖ2 を差し引いた差分電圧ΔＶとインダクタンス
素子12のインダクタンス値Ｌ12とメインスイッチ素子４
のオンデューティにより定まる。
メインスイッチ素子４と制御スイッチ素子11のスイッチ
オン時に、エネルギー制御スイッチ素子11とインダクタ
ンス素子12には入力電源１のエネルギーの電流（入力電
流）ＩL が通電し、その電流ＩL は上記スイッチ素子
４，11のスイッチオン期間に渡り図２の（ｆ）に示すよ
うに上昇し、その電流のピーク電流ＩP は、前述したよ
うに、入力電源１の電圧ＶINから入力コンデンサ２の充
電電圧Ｖ2 を差し引いた差分電圧ΔＶとインダクタンス
素子12のインダクタンス値Ｌ12とメインスイッチ素子４
のオンデューティにより定まる。
【００６９】例えば、上記入力電源１の電圧ＶINが非常
に大きい場合、上記差分電圧ΔＶが大きくなって上記ピ
ーク電流ＩP がエネルギー制御スイッチ素子11の耐電流
以上の過電流となってしまうことがある。この場合、過
電流によりエネルギー制御スイッチ素子11が破損する虞
れがある。そこで、本実施形態例では、前記の如く、過
電流防止回路を設け、エネルギー制御スイッチ素子11へ
の過電流の通電を防止する構成とした。
に大きい場合、上記差分電圧ΔＶが大きくなって上記ピ
ーク電流ＩP がエネルギー制御スイッチ素子11の耐電流
以上の過電流となってしまうことがある。この場合、過
電流によりエネルギー制御スイッチ素子11が破損する虞
れがある。そこで、本実施形態例では、前記の如く、過
電流防止回路を設け、エネルギー制御スイッチ素子11へ
の過電流の通電を防止する構成とした。
【００７０】前記、過電流防止回路は、図３に示すよう
に、前記電圧検出回路のツェナーダイオード26と、ダイ
オード33と、抵抗体34，35とにより構成されており、上
記抵抗体35はエネルギー制御スイッチ素子11とインダク
タンス素子12の間に直列に接続され、この抵抗体35とエ
ネルギー制御スイッチ素子11のソース側の直列接続部に
抵抗体34の一端側が接続されており、抵抗体34の他端側
にはダイオード33のアノード側が接続され、ダイオード
33のカソード側がツェナーダイオード26のカソード側に
接続されている。
に、前記電圧検出回路のツェナーダイオード26と、ダイ
オード33と、抵抗体34，35とにより構成されており、上
記抵抗体35はエネルギー制御スイッチ素子11とインダク
タンス素子12の間に直列に接続され、この抵抗体35とエ
ネルギー制御スイッチ素子11のソース側の直列接続部に
抵抗体34の一端側が接続されており、抵抗体34の他端側
にはダイオード33のアノード側が接続され、ダイオード
33のカソード側がツェナーダイオード26のカソード側に
接続されている。
【００７１】上記抵抗体35は、エネルギー制御スイッチ
素子11、インダクタンス素子12に通電している電流ＩL
を電圧に変換して検出し、この検出した電圧はツェナー
ダイオード26とダイオード33と抵抗体34の直列接続体に
印加される。メインスイッチ素子４がスイッチオンして
（時間ｔ1 ）、図４の（ｄ）に示すように、前記電流Ｉ
L が上昇し予め定めた上限電流値ＩCTL に達すると（時
間ｔ1a）、ツェナーダイオード26とダイオード33がスイ
ッチオンし、ツェナーダイオード26のスイッチオン動作
により、前記第１の実施形態例同様に、スイッチ素子Ｓ
Ｗ３がスイッチオンする。このことから、スイッチ素子
ＳＷ２，ＳＷ４もスイッチオンし、前述したように、ス
イッチ素子ＳＷ１がスイッチオフしてエネルギー制御ス
イッチ11がスイッチオフする。
素子11、インダクタンス素子12に通電している電流ＩL
を電圧に変換して検出し、この検出した電圧はツェナー
ダイオード26とダイオード33と抵抗体34の直列接続体に
印加される。メインスイッチ素子４がスイッチオンして
（時間ｔ1 ）、図４の（ｄ）に示すように、前記電流Ｉ
L が上昇し予め定めた上限電流値ＩCTL に達すると（時
間ｔ1a）、ツェナーダイオード26とダイオード33がスイ
ッチオンし、ツェナーダイオード26のスイッチオン動作
により、前記第１の実施形態例同様に、スイッチ素子Ｓ
Ｗ３がスイッチオンする。このことから、スイッチ素子
ＳＷ２，ＳＷ４もスイッチオンし、前述したように、ス
イッチ素子ＳＷ１がスイッチオフしてエネルギー制御ス
イッチ11がスイッチオフする。
【００７２】上記のように、エネルギー制御スイッチ素
子11がスイッチオフすると、当然に、エネルギー制御ス
イッチ素子11には電流が流れないので、エネルギー制御
スイッチ素子11への過電流の通電を防止することができ
る。
子11がスイッチオフすると、当然に、エネルギー制御ス
イッチ素子11には電流が流れないので、エネルギー制御
スイッチ素子11への過電流の通電を防止することができ
る。
【００７３】すなわち、上記上限電流値ＩCTL を、エネ
ルギー制御スイッチ素子11の耐電流以下の電流値で、か
つ、入力コンデンサ２の充電を十分に行うことができる
エネルギーをインダクダンス素子12に蓄積させることが
できる適宜の電流値に設定し、上記電流ＩL がその設定
した上限電流値ＩCTL に達したときに、前記の如く、エ
ネルギー制御スイッチ素子11をスイッチオフさせること
により、エネルギー制御スイッチ素子11への過電流の通
電を防止することができる。また、エネルギー制御スイ
ッチ素子11のスイッチオン動作毎にインダクタンス素子
12に蓄積されるエネルギーを小さく抑えることができる
ので、エネルギー制御スイッチ素子11のスイッチング周
波数ｆL が低くなり過ぎるのを防止できる。
ルギー制御スイッチ素子11の耐電流以下の電流値で、か
つ、入力コンデンサ２の充電を十分に行うことができる
エネルギーをインダクダンス素子12に蓄積させることが
できる適宜の電流値に設定し、上記電流ＩL がその設定
した上限電流値ＩCTL に達したときに、前記の如く、エ
ネルギー制御スイッチ素子11をスイッチオフさせること
により、エネルギー制御スイッチ素子11への過電流の通
電を防止することができる。また、エネルギー制御スイ
ッチ素子11のスイッチオン動作毎にインダクタンス素子
12に蓄積されるエネルギーを小さく抑えることができる
ので、エネルギー制御スイッチ素子11のスイッチング周
波数ｆL が低くなり過ぎるのを防止できる。
【００７４】前記上限電流値ＩCTL は、抵抗体35の抵抗
値をＲ35とし、スイッチ素子ＳＷ３、ツェナーダイオー
ド26、ダイオード33の各スイッチオン駆動電圧を
ＶSW3 ，Ｖ26，Ｖf とした場合、次式（５）により表す
ことができる。上記スイッチ素子ＳＷ３、ツェナーダイ
オード26の各スイッチオン駆動電圧ＶSW3 ，Ｖ26は前記
第１の実施形態例同様にして定まるので、前記電流ＩL
を前記設定の上限電流値ＩCTL に抑えることができるよ
うに、抵抗体35の抵抗値Ｒ35やダイオード33のスイッチ
オン駆動電圧Ｖf が設定され、過電流防止回路が構成さ
れる。
値をＲ35とし、スイッチ素子ＳＷ３、ツェナーダイオー
ド26、ダイオード33の各スイッチオン駆動電圧を
ＶSW3 ，Ｖ26，Ｖf とした場合、次式（５）により表す
ことができる。上記スイッチ素子ＳＷ３、ツェナーダイ
オード26の各スイッチオン駆動電圧ＶSW3 ，Ｖ26は前記
第１の実施形態例同様にして定まるので、前記電流ＩL
を前記設定の上限電流値ＩCTL に抑えることができるよ
うに、抵抗体35の抵抗値Ｒ35やダイオード33のスイッチ
オン駆動電圧Ｖf が設定され、過電流防止回路が構成さ
れる。
【００７５】 ＩCTL ≒（ＶSW3 ＋Ｖ26＋Ｖf ）／Ｒ35・・・・・（５）
【００７６】本実施形態例によれば、前記第１の実施形
態例の構成に加えて、過電流防止回路を設け、エネルギ
ー制御スイッチ素子11への過電流の通電を防止する構成
としたので、前記第１の実施形態例同様の効果を奏する
ことができるし、エネルギー制御スイッチ素子11への過
電流の通電を確実に防止することができ、エネルギー制
御スイッチ素子11の保護を図ることが可能である。ま
た、エネルギー制御スイッチ素子11のスイッチング周波
数ｆL が低くなり過ぎるのを防止できる。
態例の構成に加えて、過電流防止回路を設け、エネルギ
ー制御スイッチ素子11への過電流の通電を防止する構成
としたので、前記第１の実施形態例同様の効果を奏する
ことができるし、エネルギー制御スイッチ素子11への過
電流の通電を確実に防止することができ、エネルギー制
御スイッチ素子11の保護を図ることが可能である。ま
た、エネルギー制御スイッチ素子11のスイッチング周波
数ｆL が低くなり過ぎるのを防止できる。
【００７７】また、上記のように、エネルギー制御スイ
ッチ素子11の保護を図ることが可能であることから、耐
電流が小さいスイッチ素子をエネルギー制御スイッチ素
子11として採用することができる。
ッチ素子11の保護を図ることが可能であることから、耐
電流が小さいスイッチ素子をエネルギー制御スイッチ素
子11として採用することができる。
【００７８】以下、第３の実施形態例を説明する。この
実施形態例において特徴的なことは、前記第１又は第２
の実施形態例の構成に加えて、図５や図６に示すように
フィルターコンデンサ38により構成されるノイズ除去回
路を設けたことである。それ以外の構成は、前記各実施
形態例同様であり、その重複説明は省略する。
実施形態例において特徴的なことは、前記第１又は第２
の実施形態例の構成に加えて、図５や図６に示すように
フィルターコンデンサ38により構成されるノイズ除去回
路を設けたことである。それ以外の構成は、前記各実施
形態例同様であり、その重複説明は省略する。
【００７９】ところで、メインスイッチ素子４がスイッ
チオンしたとき、三次コイルＮ３には図２の（ｂ）の点
線に示すようなスパイクノイズが発生する場合がある。
この場合、スパイクノイズが大きいと、前記図１や図３
に示す回路では、ダイオード23とツェナーダイオード26
がスイッチオフ状態でなければならないのにも拘わら
ず、上記スパイクノイズによりダイオード23とツェナー
ダイオード26がスイッチオンしてしまうという誤動作を
生じさせてしまう場合がある。
チオンしたとき、三次コイルＮ３には図２の（ｂ）の点
線に示すようなスパイクノイズが発生する場合がある。
この場合、スパイクノイズが大きいと、前記図１や図３
に示す回路では、ダイオード23とツェナーダイオード26
がスイッチオフ状態でなければならないのにも拘わら
ず、上記スパイクノイズによりダイオード23とツェナー
ダイオード26がスイッチオンしてしまうという誤動作を
生じさせてしまう場合がある。
【００８０】そこで、本実施形態例では、図５や図６に
示すように、前記フィルターコンデンサ38を設け、三次
コイルＮ３の電圧をフィルターコンデンサ38を介しノイ
ズを除去して電圧検出回路である抵抗体30とダイオード
23とツェナーダイオード26の直列接続体に印加させる構
成とした。
示すように、前記フィルターコンデンサ38を設け、三次
コイルＮ３の電圧をフィルターコンデンサ38を介しノイ
ズを除去して電圧検出回路である抵抗体30とダイオード
23とツェナーダイオード26の直列接続体に印加させる構
成とした。
【００８１】上記フィルターコンデンサ38はダイオード
22のカソード側と三次コイルＮ３のＢ端側の間に直列に
接続され、フィルターコンデンサ38とダイオード22のカ
ソード側の直列接続部に前記抵抗体30の一端側が接続さ
れる。上記の如く、フィルターコンデンサ38は三次コイ
ルＮ３の電圧を受けノイズを除去し、そのノイズが除去
された電圧を電圧検出回路へ加えている。
22のカソード側と三次コイルＮ３のＢ端側の間に直列に
接続され、フィルターコンデンサ38とダイオード22のカ
ソード側の直列接続部に前記抵抗体30の一端側が接続さ
れる。上記の如く、フィルターコンデンサ38は三次コイ
ルＮ３の電圧を受けノイズを除去し、そのノイズが除去
された電圧を電圧検出回路へ加えている。
【００８２】本実施形態例によれば、前記各実施形態例
の構成に加えて、フィルターコンデンサ38を設けたの
で、前記各実施形態例同様の効果を奏することができる
上に、メインスイッチ素子４のスイッチオン時に三次コ
イルＮ３の電圧にスパイクノイズが発生する場合に、フ
ィルターコンデンサ38により上記スパイクノイズが除去
された状態で三次コイルＮ３の電圧を電圧検出回路へ加
えることができる。このことから、スパイクノイズに起
因した電圧検出回路のダイオード23やツェナーダイオー
ド26の誤動作を確実に回避することができ、スイッチン
グ電源装置の信頼性をより向上させることができる。
の構成に加えて、フィルターコンデンサ38を設けたの
で、前記各実施形態例同様の効果を奏することができる
上に、メインスイッチ素子４のスイッチオン時に三次コ
イルＮ３の電圧にスパイクノイズが発生する場合に、フ
ィルターコンデンサ38により上記スパイクノイズが除去
された状態で三次コイルＮ３の電圧を電圧検出回路へ加
えることができる。このことから、スパイクノイズに起
因した電圧検出回路のダイオード23やツェナーダイオー
ド26の誤動作を確実に回避することができ、スイッチン
グ電源装置の信頼性をより向上させることができる。
【００８３】なお、本発明は上記各実施形態例に限定さ
れるものではなく、様々な実施の形態を採り得る。例え
ば、上記各実施形態例では、出力回路14の同期整流器は
整流ダイオード６，７により形成されていたが、図８に
示すように、ＭＯＳ−ＦＥＴ18，17等、整流ダイオード
６，７以外の素子により形成してもよく、この場合に
も、前記各実施形態例同様の充電制御回路20を設けるこ
とにより、前記各実施形態例同様の効果を奏することが
できる。
れるものではなく、様々な実施の形態を採り得る。例え
ば、上記各実施形態例では、出力回路14の同期整流器は
整流ダイオード６，７により形成されていたが、図８に
示すように、ＭＯＳ−ＦＥＴ18，17等、整流ダイオード
６，７以外の素子により形成してもよく、この場合に
も、前記各実施形態例同様の充電制御回路20を設けるこ
とにより、前記各実施形態例同様の効果を奏することが
できる。
【００８４】また、エネルギー制御スイッチ素子11はＭ
ＯＳ−ＦＥＴにより構成されていたが、ＭＯＳ−ＦＥＴ
以外のトランジスタ素子により構成してもよい。
ＯＳ−ＦＥＴにより構成されていたが、ＭＯＳ−ＦＥＴ
以外のトランジスタ素子により構成してもよい。
【００８５】
【発明の効果】本発明によれば、エネルギー蓄積回路
と、エネルギー供給回路と、電圧検出回路と、オフ制御
回路とを設け、入力コンデンサの充電電圧を予め定めた
値（充電設置電圧）に安定させる構成にしたので、入力
電源の電圧の変動に関係なく入力コンデンサの充電電圧
を上記充電設定電圧に安定させることができる。このこ
とから、入力電源の電圧の変動に拘わらず、メインスイ
ッチ素子のスイッチオン時に、上記充電設定電圧の入力
コンデンサのエネルギーがトランスの二次側から出力エ
ネルギーとして出力されることになり、入力電源の電圧
が大きくなっても、装置出力の安定化制御を良好に行う
ことが可能となり、スイッチング電源装置の装置動作の
信頼性を高めることができる。
と、エネルギー供給回路と、電圧検出回路と、オフ制御
回路とを設け、入力コンデンサの充電電圧を予め定めた
値（充電設置電圧）に安定させる構成にしたので、入力
電源の電圧の変動に関係なく入力コンデンサの充電電圧
を上記充電設定電圧に安定させることができる。このこ
とから、入力電源の電圧の変動に拘わらず、メインスイ
ッチ素子のスイッチオン時に、上記充電設定電圧の入力
コンデンサのエネルギーがトランスの二次側から出力エ
ネルギーとして出力されることになり、入力電源の電圧
が大きくなっても、装置出力の安定化制御を良好に行う
ことが可能となり、スイッチング電源装置の装置動作の
信頼性を高めることができる。
【００８６】また、上記の如く、入力コンデンサの充電
電圧を充電設定電圧に安定させる構成にしたので、入力
電源の電圧よりも低めの電圧を充電設定電圧として設定
し、入力コンデンサの充電電圧をその充電設定電圧に安
定させることができる。上記入力コンデンサの充電エネ
ルギーに基づく電圧や電流がメインスイッチ素子に加え
られるので、メインスイッチ素子に印加する電圧を小さ
く抑えることができ、低耐電圧のスイッチ素子をメイン
スイッチ素子として採用することができる。
電圧を充電設定電圧に安定させる構成にしたので、入力
電源の電圧よりも低めの電圧を充電設定電圧として設定
し、入力コンデンサの充電電圧をその充電設定電圧に安
定させることができる。上記入力コンデンサの充電エネ
ルギーに基づく電圧や電流がメインスイッチ素子に加え
られるので、メインスイッチ素子に印加する電圧を小さ
く抑えることができ、低耐電圧のスイッチ素子をメイン
スイッチ素子として採用することができる。
【００８７】また、入力電源の電圧の変動に拘わらず、
トランスの二次側へ供給されるエネルギーの電圧を一定
にすることが可能であるので、入力電源の電圧が大きく
なっても、トランスの二次側へ加えられる電圧は大きく
ならず、耐電圧が小さい素子を用いてトランスの二次側
の回路を構成することができる。
トランスの二次側へ供給されるエネルギーの電圧を一定
にすることが可能であるので、入力電源の電圧が大きく
なっても、トランスの二次側へ加えられる電圧は大きく
ならず、耐電圧が小さい素子を用いてトランスの二次側
の回路を構成することができる。
【００８８】上記のように、低耐電圧の素子を用いてス
イッチング電源装置を形成することが可能となり、その
ような素子は電力損失が少ないので、スイッチング電源
装置の電力損失を低減させることが可能で回路効率を向
上させることができる。
イッチング電源装置を形成することが可能となり、その
ような素子は電力損失が少ないので、スイッチング電源
装置の電力損失を低減させることが可能で回路効率を向
上させることができる。
【００８９】過電流防止回路を設けた発明にあっては、
過電流防止回路が入力電源からエネルギー蓄積回路へ流
れ込む入力電流を検出し、この入力電流が予め定めた値
以上である期間、入力電源からエネルギー蓄積回路へ流
れ込む入力電流を停止させるので、入力電源の電圧が非
常に大きく、予め定まる耐電流以上の過電流がエネルギ
ー蓄積回路へ通電する虞れがある場合に、上記過電流防
止回路の回路動作により、エネルギー蓄積回路への過電
流の通電を防止することが可能であり、エネルギー蓄積
回路の構成要素の保護を図ることができる。また、エネ
ルギー制御スイッチ素子のスイッチング周波数が低くな
り過ぎるのを防止できる。
過電流防止回路が入力電源からエネルギー蓄積回路へ流
れ込む入力電流を検出し、この入力電流が予め定めた値
以上である期間、入力電源からエネルギー蓄積回路へ流
れ込む入力電流を停止させるので、入力電源の電圧が非
常に大きく、予め定まる耐電流以上の過電流がエネルギ
ー蓄積回路へ通電する虞れがある場合に、上記過電流防
止回路の回路動作により、エネルギー蓄積回路への過電
流の通電を防止することが可能であり、エネルギー蓄積
回路の構成要素の保護を図ることができる。また、エネ
ルギー制御スイッチ素子のスイッチング周波数が低くな
り過ぎるのを防止できる。
【００９０】また、上記のように、エネルギー蓄積回路
への過電流の通電を防止できるので、低耐電流の素子に
よりエネルギー蓄積回路を構成することが可能となり、
低耐電流の素子は安価であることから、装置コストの低
減を図ることができる。
への過電流の通電を防止できるので、低耐電流の素子に
よりエネルギー蓄積回路を構成することが可能となり、
低耐電流の素子は安価であることから、装置コストの低
減を図ることができる。
【００９１】ノイズ除去回路が設けられている発明にあ
っては、電圧検出回路は入力コンデンサの充電電圧をノ
イズ除去回路を介しノイズが取り除かれた状態で検出す
ることができるので、ノイズによって誤った入力コンデ
ンサの充電電圧を検出することを回避することができ、
電圧検出回路は正確な入力コンデンサの充電電圧を確実
に検出することができる。このことから、上記電圧検出
回路の正確な検出電圧に基づきオフ制御回路は精度良く
動作を行うことができ、スイッチング電源装置の装置動
作の信頼性をより向上させることが可能となる。
っては、電圧検出回路は入力コンデンサの充電電圧をノ
イズ除去回路を介しノイズが取り除かれた状態で検出す
ることができるので、ノイズによって誤った入力コンデ
ンサの充電電圧を検出することを回避することができ、
電圧検出回路は正確な入力コンデンサの充電電圧を確実
に検出することができる。このことから、上記電圧検出
回路の正確な検出電圧に基づきオフ制御回路は精度良く
動作を行うことができ、スイッチング電源装置の装置動
作の信頼性をより向上させることが可能となる。
【００９２】トランスに三次コイルが設けられ、エネル
ギー蓄積回路はエネルギー制御スイッチ素子を有し、こ
のエネルギー制御スイッチ素子は三次コイルを電源とし
て動作するドライブ回路によりスイッチオン・オフ動作
が制御され、電圧検出回路はメインスイッチ素子のスイ
ッチオン時に三次コイルの電圧を入力コンデンサの充電
電圧として検出する発明にあっては、エネルギー制御ス
イッチ素子のスイッチオン・オフ動作によりエネルギー
蓄積回路の回路動作のオン・オフを制御することができ
るので、エネルギー蓄積回路の回路動作のオン・オフ制
御を容易に行うことができる。
ギー蓄積回路はエネルギー制御スイッチ素子を有し、こ
のエネルギー制御スイッチ素子は三次コイルを電源とし
て動作するドライブ回路によりスイッチオン・オフ動作
が制御され、電圧検出回路はメインスイッチ素子のスイ
ッチオン時に三次コイルの電圧を入力コンデンサの充電
電圧として検出する発明にあっては、エネルギー制御ス
イッチ素子のスイッチオン・オフ動作によりエネルギー
蓄積回路の回路動作のオン・オフを制御することができ
るので、エネルギー蓄積回路の回路動作のオン・オフ制
御を容易に行うことができる。
【図１】第１の実施形態例を示す回路構成図である。
【図２】図１の回路の各構成要素の動作例を示すタイム
チャートである。
チャートである。
【図３】第２の実施形態例を示す回路構成図である。
【図４】図２の回路の各構成要素の動作例を示すタイム
チャートである。
チャートである。
【図５】ノイズ除去回路を設けたスイッチング電源装置
の一実施形態例を示す回路構成図である。
の一実施形態例を示す回路構成図である。
【図６】ノイズ除去回路を設けたスイッチング電源装置
のその他の例を示す回路構成図である。
のその他の例を示す回路構成図である。
【図７】従来例を示す回路構成図である。
【図８】さらにその他の従来例を示す回路構成図であ
る。
る。
１ 入力電源 ２ 入力コンデンサ ３ トランス ４ メインスイッチ素子 11 エネルギー制御スイッチ素子 12 インダクタンス素子 38 フィルターコンデンサ Ｎ３ 三次コイル
Claims (4)
- 【請求項１】 トランスの一次側に入力電源と入力コン
デンサとメインスイッチ素子を有し、入力電源のエネル
ギーを入力コンデンサが受け、この入力コンデンサの充
電エネルギーをメインスイッチ素子のスイッチオン時に
トランスの二次側から出力エネルギーとして出力するフ
ィードフォワードコンバータタイプのスイッチング電源
装置において、メインスイッチ素子のスイッチオン時に
入力電源のエネルギーを受けてエネルギーを蓄積するエ
ネルギー蓄積回路と、メインスイッチ素子のスイッチオ
フ時に上記エネルギー蓄積回路に蓄積されているエネル
ギーを入力コンデンサへ供給するエネルギー供給回路
と、入力コンデンサの充電電圧を検出する電圧検出回路
と、この電圧検出回路により検出された検出電圧に基づ
き入力コンデンサの充電電圧が予め定めた値以上である
期間は前記エネルギー蓄積回路のエネルギー蓄積動作を
停止させるオフ制御回路とを有することを特徴とするス
イッチング電源装置。 - 【請求項２】 メインスイッチ素子のスイッチオン時に
入力電源からエネルギー蓄積回路へ流れ込む入力電流を
検出し、この検出値に基づき上記入力電流が予め定めた
値以上になっている期間はオフ制御回路を動作させてエ
ネルギー蓄積回路のエネルギー蓄積動作を停止させ入力
電源からエネルギー蓄積回路へ流れ込む入力電流を停止
させる過電流防止回路を設けたことを特徴とする請求項
１記載のスイッチング電源装置。 - 【請求項３】 電圧検出回路の入側にノイズ除去回路が
設けられ、電圧検出回路は入力コンデンサの充電電圧を
ノイズ除去回路を介しノイズが取り除かれた状態で検出
する構成としたことを特徴とする請求項１又は請求項２
記載のスイッチング電源装置。 - 【請求項４】 トランスに三次コイルが設けられ、エネ
ルギー蓄積回路は入力電源をエネルギー制御スイッチ素
子とインダクタンス素子を順に通って入力コンデンサへ
接続する回路と成し、上記エネルギー制御スイッチ素子
は上記三次コイルを電源として動作するドライブ回路に
よりスイッチオン・オフ動作が制御されるスイッチ素子
と成し、電圧検出回路はメインスイッチ素子のスイッチ
オン時に上記三次コイルに誘起される電圧を入力コンデ
ンサの充電電圧として検出し、オフ制御回路は上記電圧
検出回路により検出された検出電圧に基づき入力コンデ
ンサの充電電圧が予め定めた値以上である期間は前記ド
ライブ回路により前記エネルギー制御スイッチ素子をス
イッチオフさせてエネルギー蓄積回路のエネルギー蓄積
動作を停止させる構成としたことを特徴とする請求項１
又は請求項２又は請求項３記載のスイッチング電源装
置。
Priority Applications (7)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP08249011A JP3116835B2 (ja) | 1996-08-30 | 1996-08-30 | スイッチング電源装置 |
| US08/921,227 US5933333A (en) | 1996-08-30 | 1997-08-27 | Switching power supply apparatus |
| CA002214217A CA2214217C (en) | 1996-08-30 | 1997-08-28 | Switching power supply apparatus |
| EP97402018A EP0827264A3 (en) | 1996-08-30 | 1997-08-28 | Switching power supply apparatus |
| SG1997003155A SG55367A1 (en) | 1996-08-30 | 1997-08-28 | Switching power supply apparatus |
| KR1019970043549A KR100302966B1 (ko) | 1996-08-30 | 1997-08-30 | 스위치전원장치 |
| TW086112448A TW384564B (en) | 1996-08-30 | 1997-08-30 | Switching power supply apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP08249011A JP3116835B2 (ja) | 1996-08-30 | 1996-08-30 | スイッチング電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1080137A true JPH1080137A (ja) | 1998-03-24 |
| JP3116835B2 JP3116835B2 (ja) | 2000-12-11 |
Family
ID=17186689
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP08249011A Expired - Lifetime JP3116835B2 (ja) | 1996-08-30 | 1996-08-30 | スイッチング電源装置 |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5933333A (ja) |
| EP (1) | EP0827264A3 (ja) |
| JP (1) | JP3116835B2 (ja) |
| KR (1) | KR100302966B1 (ja) |
| CA (1) | CA2214217C (ja) |
| SG (1) | SG55367A1 (ja) |
| TW (1) | TW384564B (ja) |
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|---|---|---|---|---|
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| US6420860B1 (en) * | 2001-01-31 | 2002-07-16 | Ricoh Company, Ltd. | Power supply switching apparatus for facsimile machine |
| KR100424642B1 (ko) * | 2001-07-13 | 2004-03-24 | 삼성에스디아이 주식회사 | 주기적인 펄스 부하에 적합한 전원 제어 방법 및 시스템 |
| US6939347B2 (en) * | 2002-11-19 | 2005-09-06 | Conmed Corporation | Electrosurgical generator and method with voltage and frequency regulated high-voltage current mode power supply |
| TWI396367B (zh) * | 2008-12-16 | 2013-05-11 | Green Solution Tech Co Ltd | 具有噪音防止之轉換電路及轉換控制器 |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3702434A (en) * | 1970-12-18 | 1972-11-07 | Owens Illinois Inc | Power supply system and control circuits therefor |
| GB1596444A (en) * | 1978-02-18 | 1981-08-26 | Marconi Co Ltd | Power supply arrangements |
| US4251857A (en) * | 1979-02-21 | 1981-02-17 | Sperry Corporation | Loss compensation regulation for an inverter power supply |
| DE3538694A1 (de) * | 1985-10-31 | 1987-05-07 | Blaupunkt Werke Gmbh | Schaltungsanordnung zur stromversorgung |
| JPH04368469A (ja) * | 1991-06-12 | 1992-12-21 | Nec Corp | スイッチング電源 |
| US5331534A (en) * | 1991-11-20 | 1994-07-19 | Tokyo Electric Co., Ltd. | Power supply apparatus |
-
1996
- 1996-08-30 JP JP08249011A patent/JP3116835B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1997
- 1997-08-27 US US08/921,227 patent/US5933333A/en not_active Expired - Lifetime
- 1997-08-28 EP EP97402018A patent/EP0827264A3/en not_active Withdrawn
- 1997-08-28 SG SG1997003155A patent/SG55367A1/en unknown
- 1997-08-28 CA CA002214217A patent/CA2214217C/en not_active Expired - Fee Related
- 1997-08-30 TW TW086112448A patent/TW384564B/zh not_active IP Right Cessation
- 1997-08-30 KR KR1019970043549A patent/KR100302966B1/ko not_active IP Right Cessation
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
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| EP0827264A2 (en) | 1998-03-04 |
| TW384564B (en) | 2000-03-11 |
| CA2214217C (en) | 2001-01-23 |
| KR19980019192A (ko) | 1998-06-05 |
| CA2214217A1 (en) | 1998-02-28 |
| SG55367A1 (en) | 1998-12-21 |
| EP0827264A3 (en) | 1999-07-07 |
| KR100302966B1 (ko) | 2001-11-02 |
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