JPS5820549B2 - スイツチング レギユレ−タ - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明はパルス幅変調により安定した出力電圧が得られ
、高効率で、かつ過電流保護機能を有するスイッチング
レギュレータに関する。

従来、スイッチングレギュレータには、出力電圧と基準
電圧との差を増幅し、スイッチング素子の制御信号とす
る方式が採用されている。

しかしながら、制御信号として十分な応答速度で、かつ
制御に必要な誤差増幅された電力を得るためには、通常
回路構成が煩雑となる。

しかもリンギングチョーク型のスイッチングレギュレー
タにおいて、スイッチング素子のオン期間と出力電圧の
発生期間とでは、位相が異なるために閉ループ利得を大
きくすると、発振動作が不安定になることもしばしばあ
った。

次に一従来例としてブロッキング発振方式を用いたスイ
ッチングレギュレータを第１図に示し、以下に発振動作
について述べる。

今、スイッチングトランジスタＱ１がオンのとき、スイ
ッチングトランジスタＱ１のベース電流１８が一定であ
るにもかかわらず、そのコレクタ電ｉｉ。

は時間とともに増大する。一般にトランジスタのコレク
タ電流ｉ とベース電流１ｐとの関係はｉ ＜ｈ −
１（但し、ｈｆｅは電流増Ｃ＝＝ ｆｅ Ｂ 幅率を示す）で表わされる。

したがってスイッチングトランジスタＱ１のコレクタ電
流ｉ。

はｉ。＝ｈｆｅｉ８に達した後、飽和してしまう。

さらにスイッチングトランジスタＱ１のコレクタ電流１
０の飽和によってトランス巻線に誘起される電圧は消減
し、スイッチングトランジスタＱ１のベース電流１８が
減少するため、スイッチングトランジスタＱ１は急速に
オフする。

しかしながら前記電流増幅率ｈｆｅはスイッチングトラ
ンジスタＱ１のコレクタ・エミッタ間電圧ＶｃＥおよび
コレクタ電流ｉ。

によって変動するのが常であり、この変動の大きなトラ
ンジスタを使用すれば、スイッチングトランジスタＱ１
のコレクタ電流１゜が砲和点に達するまで、コレクタ・
エミッタ間飽和電圧ＶＣＥａが増大するとともに、スイ
ッチング損失が増大し、この結果電力変換効率が悪化す
る。

また従来のスイッチングレギュレータに係る過電流保護
回路は、スイッチングレギュレータに独立して付加され
るため、全体の回路構成をさらに煩雑とする。

一般に過電流保護機能は抵抗器等の電流検出素子を用い
て出力電流を検出し、過電流から保護する方式が多く、
このような機能をスイッチングレギュレータに内蔵した
場合には、前記電流検出素子における電力損失も大きく
、延いては電力変換効率の低下を招くという欠点があっ
た。

本発明は上述の数々の欠点を除き、電力変換効率が優れ
、かつ特別な過電流保護回路部品を組み込むことなく、
過電流保護ができ、しかもソフトスタート機能を併せも
ったスイッチングレギュレータを提供することを目的と
している。

すなわち本発明は、入力電源から供給される直流電圧を
断続し、トランスを駆動する発振回路と、該トランスの
交流出力電圧を整流する整流回路と、スイッチングトラ
ンジスタのオン時にトランス巻線に生じる誘起電圧によ
ってコンデンサに抵抗を介し充電し、かつスイッチング
トランジスタのオフ時に前記トランス巻線に生じる逆方
向誘起電圧−によって充電されたコンデンサをダイオー
ドを介し放電する充放電回路と、前記整流回路から得ら
れる直流出力電圧と基準電圧とを比較し、その偏差値に
相応した出力を得る誤差増幅回路と、誤差増幅回路と充
放電回路との各出力を比較し、充放電回路出力が誤差増
幅回路出力を越えたときのみ、発振回路の断続状態のう
ち、続状態を断状態に転じるトリガ信号を前記発振回路
に印加する制御回路とを有するスイッチングレギュレー
タである。

本発明の一実施例を第２図に示し、以下これについて詳
細に説明する。

図中、１はブロッキング発振回路で、起動抵抗Ｒ１，ス
イッチングトランジスタＱｌ ？ベース抵抗Ｒ３，ベー
スコンデンサＣ３、並びに１次巻線Ｌ１，２次巻線Ｌ２
および帰還巻線Ｌ３を有する電カドランスＴからなる。

２は出力整流回路で、整流ダイオードＤ１と平滑コンデ
ンサＣ１からなる。

３は誤差増幅回路で、増幅器Ａ１と基準電源ＥＥからな
り、４は制御回路で、増幅器Ａ２と制御トランジスタＱ
２からなる。

Ｅｉは直流電源。ＲＬは負荷である。

そして５は充放電回路で、前記電カドランスＴの帰還巻
線Ｌ３に抵抗Ｒ２とコンデンサＣ２の直列回路を並列接
続し、かつ前記抵抗Ｒ２の両端にはダイオードＤ２が並
列接続されている。

以上のごとく構成されたスイッチングレギュレータにお
いて、主回路の動作は公知であるので説明は省略する。

第２図の回路各部における動作電流、電圧波形を第３図
に示す。

図中、イはスイッチングトランジスタＱ１のコレクタ・
エミッタ間電圧■ｃＥ波形２口はスイッチングトランジ
スタＱ１のコレクタ電流ｊｏｘ波形、ハは誤差増幅回路
３の出力ＶＡＩと充放電回路５の出力ＶＣ２の電圧波形
、二は制御回路４の出力ＶＡ２の電圧波形、ホはスイッ
チングトランジスタＱ１のベース電流ｉＥ波形である。

まず、出力電圧が安定化されているときの回路動作につ
いて説明する。

スイッチングトランジスタＱ１には第３図のイに示すよ
うなコレクタ・エミッタ間電圧ＶＯＥが発生し電カドラ
ンスＴの１次巻線Ｌ１を駆動することにより、負荷ＲＬ
の両端に出力電圧Ｖｏを得ている。

前記出力電圧■ｃは誤差増幅回路３で基準電源ＥＥの電
圧ｖＥと比較され、その偏差値を出力■Ａ１として制御
回路４に供給し、該制御回路４によりブロッキング発振
回路１の発振動作を制御して、出力電圧■。

を安定な出力電圧■ｃＥとしている。

第３図において、時刻ｔ１でスイッチングトランジスタ
Ｑ１がオンすると、電カドランスＴの１次巻線Ｌ１に第
３図口に示すような時間とともに増大する電流が流れる
とともに、電カドランスＴの帰還巻線Ｌ３に発生する誘
起電圧は充放電回路５における抵抗Ｒ２を介してコンデ
ンサＣ２に充電を開始する。

そして時刻ｔ１からスイッチングトランジスタＱ１がオ
フとなる時刻ｔ３まで、コンデンサＣ２に充電される電
圧は増大する。

また制御回路４においては、第３図のハに示すように誤
差増幅回路３の出力ＶＡＩと充放電回路５の出力■ｃ２
とを常時比較しており、充放電回路５の出力ＶＯ２が誤
差増幅回路３の出力ＶＡｔを越えたときのみ、すなわち
第３図の二に示す時刻ｔ２からｔ３まで、増幅器Ａ２の
出力ＶＡ２が制御トランジスタＱ２のベースに印加され
る。

これにより制御トランジスタＱ２は時刻ｔ２からｔ３ま
で導通して、スイッチングトランジスタＱ１を導通させ
ていたベース電流ＩＢｔを制御トランジスタＱ２のコレ
クタ電流ｉｃ２として流し、この結果前記ベース電流ｊ
Ｂ１の全てを吸収するばかり−でなく、スイッチングト
ランジスタＱ１の蓄積キャリヤも吸収してしまう。

したがって、スイッチングトランジスタＱ１のベース電
流ｉ Ｂ １は第３図のホに示すような電流波形となる
。

さらにスイッチングトランジスタＱ１がオフとすると、
電カドランスＴの帰還巻線Ｌ３にはスイッチングトラン
ジスタＱ１のオン期間に生じていた誘起電圧と逆方向の
電圧が生じるため、充放電回路５のダイオードＤ２は電
カドランスＴからフライバックエネルギが放出される期
間、すなわち時刻ｔ３からｔ４まで充電されたコンデン
サＣ２を放電させるように働き、この結果充放電回路５
の出力ＶＣ２は第３図の八に示すような電圧波形となる
。

本発明は、上述のごとく動作させることにより、スイッ
チングトランジスタＱ１のベース電流ｉＢ１を急速に除
去できるため、スイッチングトランジスタＱ１のスイッ
チング動作を急峻にできる。

したがって本発明はスイッチングトランジスタＱ１のス
イッチング損失を減少でき、電力変換効率を高めること
ができる。

さらに本発明は入力変動および負荷変動にともない出力
電圧Ｖ。

も変動しようとするが、第２図の回路は前記各変動にし
たがい誤差増幅回路３の出力ＶＡＩが変化するため、充
放電回路５の出力ＶＣ２が前記出力ＶＡＩに達するまで
の期間を変えることができる。

このため、ブロッキング発振回路１におけるスイッチン
グトランジスタＱ１のオン期間が入力変動にともない制
御でき、負荷ＲＬの両端に生じる出力電圧Ｖｏを安定化
して安定な出力電圧■ｃＥを得ることができる。

次に過電流時における回路動作について説明する。

第２図の回路が定常状態にある場合は、負荷の増大にと
もない第３図のハに示す電圧ｖＡ１が増大するため、ス
イッチングトランジスタＱ１のオン期間が増大して出力
電圧Ｖ。

を安定化している。一方誤差増幅回路３の出力電圧ＶＡ
ｔの範囲は誤差増幅回路３を動作させるために供給され
る電源電圧、つまり出力電圧■。

により制限される。従って負荷電流の増大に伴い出力電
圧Ｖ。

を安定化させるためのスイッチングトランジスタＱ１の
オン期間の最大値は誤差増幅回路３の出力電圧ＶＡｔに
よって制限される。

これにより本発明に係るスイッチングレギュレータは予
じめ設定された最大出力電力以上を出力しないから負荷
電流を増大しようとすると出力電圧■。

が低下する。充放電回路５において、コンデンサＣ２の
放電電圧ＶＤは負荷ＲＬの両端に生じる出力電圧■ｃに
比例するため、出力電圧Ｖｏの低下にともないコンデン
サＣ２の放電電圧ｖＤも低下する。

これにより本発明は第３図のハに示す各電圧波形からも
明らかなように、過電流状態となるとスイッチングトラ
ンジスタＱ１のオン期間を急速に減少させることができ
る。

またスイッチングトランジスタＱ１のオン期間の減少度
合は、誤差増幅回路３の出力ＶＡＩの上限値と、安定な
出力電圧■。

Ｅを得ている状態におけるコンデンサＣ２の放電電圧Ｖ
Ｄとの関係を選択することにより、変えることができる
。

すなわち本発明における過電流保護特性は、前記出力Ｖ
Ａｔの上限値とコンデンサＣ２の放電電圧ＶＤとの比率
を最適値に選択すれば、第４図の口に示す垂下特性とな
り、またその比率を任意に選択すれば、第４図のイに示
すフの字特性または第４図のハに示す右下り特性とする
ことができる。

さらに本発明における過電流検出の動作点は、誤差増幅
回路３の出力により決定され、かつ起動時においてコン
デンサＣ２の放電電圧は零から立上るので、出力電流■
Ｌおよびトランス駆動電流は抑澗されながら起動する。

すなわち本発明は上述のごとく過電流保護機能を有する
ばかりでなく、ソフトスタート機能も併せ持つことにな
り、起動時に発生するトランス駆動用トランジスタ等を
破壊から十分に保、護できる。

以上に説明した実施例はブロッキング発振回路を用いた
自励式スイッチングレギュレータについて述べたが、本
発明は他励式スイッチングレギュレータに適用しても上
述と同様に作用する。

本発明によれば、発振方式にかかわらず、電力変換効率
が優れ、かつ特別な過電流保護回路用の部品を組み込む
ことなく、過電流保護ができ、しかもソフトスタート機
能を併せ持ったスイッチングレギュレータを提供できる
。

【図面の簡単な説明】

第１図：従来のスイッチングレギュレータの一例を示す
回路図、第２図：本発明に係るスイッチングレギュレー
タの一実施例を示す回路図、第３図：第２図の回路各部
の動作電圧、電流波形を示す図、第４図：第２図の過電
流保護特性を示す図。 １・・・・・・ブロッキング発振回路、２・・・・・・
出力整流回路、３・・・・・・誤差増幅回路、４・・・
・・・制御回路、５・・・・・・充放電回路。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 人力電源から供給される直流電圧を断続し、トラン
   スを駆動する発振回路と、該トランスの交流出力電圧を
   整流する整流回路と、スイッチングトランジスタのオン
   時にトランス巻線に生じる誘起電圧によってコンデンサ
   に抵抗を介し充電し、かつスイッチングトランジスタの
   オフ時に前記トランス巻線に生じる逆方向誘起電圧によ
   って充電されたコンデンサをダイオードを介し放電する
   充放電回路と、前記整流回路から得られる直流出力電圧
   と基準電圧とを比較し、その偏差値に相応した出力を得
   る誤差増幅回路と、誤差増幅回路と充放電回路との各出
   力を比較し、充放電回路出力が誤差増幅回路出力を越え
   たときのみ、発振回路の断続状態のうち、続状態を断状
   態に転じるトリガ信号を前記発振回路に印加する制（財
   ）回路を有することを特徴とするスイッチングレギュレ
   ータ。