JP3175663B2 - 自励発振型スイッチング電源装置 - Google Patents
自励発振型スイッチング電源装置Info
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/338—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement
- H02M3/3385—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement with automatic control of output voltage or current
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は自励発振型スイッ
チング電源装置に関するものであり、特に出力電圧の高
いスイッチング電源装置に適するものである。
チング電源装置に関するものであり、特に出力電圧の高
いスイッチング電源装置に適するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来より自励発振型スイッチング電源装
置としてリンギングチョークコンバータ (Ringing chok
e converter)が多く用いられている。図１６は従来のリ
ンギングチョークコンバータの回路図である。同図にお
いて１１は商用交流電源ＡＣを整流平滑して略１２０Ｖ
の直流電圧を発生する直流電源回路、Ｔは１次巻線Ｌ
ｐ、２次巻線Ｌｓおよび帰還巻線Ｌｆを有するトランス
である。Ｑ１はトランスの１次巻線Ｌｐを介して直流電
源に接続されたスイッチング用トランジスタである。こ
のスイッチング用トランジスタＱ１のベースには起動抵
抗Ｒ１が接続されている。帰還巻線Ｌｆとスイッチング
用トランジスタＱ１のベースとの間には、電流制限抵抗
Ｒ２、スピードアップコンデンサＣ２およびダイオード
Ｄ２が接続されている。またスイッチング用トランジス
タＱ１のベース−エミッタ間には制御用トランジスタＱ
２が接続されていて、帰還巻線Ｌｆには抵抗Ｒ５および
コンデンサＣ３からなる時定数回路４が設けられてい
て、コンデンサＣ３の電圧が制御用トランジスタＱ２の
ベースに印加されるように接続されている。一方、トラ
ンスＴの２次巻線Ｌｓには、整流ダイオードＤ１および
平滑コンデンサＣ１からなる整流平滑回路２が接続され
ている。この整流平滑回路２の出力側には抵抗Ｒ３，Ｒ
４からなる抵抗分圧回路、可変シャントレギュレータ１
２およびフォトカプラＰＣの発光ダイオードが接続され
ている。このフォトカプラＰＣのフォトトランジスタが
コンデンサＣ３の充電経路に接続されている。
置としてリンギングチョークコンバータ (Ringing chok
e converter)が多く用いられている。図１６は従来のリ
ンギングチョークコンバータの回路図である。同図にお
いて１１は商用交流電源ＡＣを整流平滑して略１２０Ｖ
の直流電圧を発生する直流電源回路、Ｔは１次巻線Ｌ
ｐ、２次巻線Ｌｓおよび帰還巻線Ｌｆを有するトランス
である。Ｑ１はトランスの１次巻線Ｌｐを介して直流電
源に接続されたスイッチング用トランジスタである。こ
のスイッチング用トランジスタＱ１のベースには起動抵
抗Ｒ１が接続されている。帰還巻線Ｌｆとスイッチング
用トランジスタＱ１のベースとの間には、電流制限抵抗
Ｒ２、スピードアップコンデンサＣ２およびダイオード
Ｄ２が接続されている。またスイッチング用トランジス
タＱ１のベース−エミッタ間には制御用トランジスタＱ
２が接続されていて、帰還巻線Ｌｆには抵抗Ｒ５および
コンデンサＣ３からなる時定数回路４が設けられてい
て、コンデンサＣ３の電圧が制御用トランジスタＱ２の
ベースに印加されるように接続されている。一方、トラ
ンスＴの２次巻線Ｌｓには、整流ダイオードＤ１および
平滑コンデンサＣ１からなる整流平滑回路２が接続され
ている。この整流平滑回路２の出力側には抵抗Ｒ３，Ｒ
４からなる抵抗分圧回路、可変シャントレギュレータ１
２およびフォトカプラＰＣの発光ダイオードが接続され
ている。このフォトカプラＰＣのフォトトランジスタが
コンデンサＣ３の充電経路に接続されている。
【０００３】図１６に示した電源装置の動作は次のとお
りである。直流電源回路１１から直流電圧が印加される
と、起動抵抗Ｒ１を介して微小な起動電流がスイッチン
グ用トランジスタＱ１のベースに流れる。これによりＱ
１のコレクタに電流が流れて、コレクタ−エミッタ間電
圧が低下すると、トランスＴの１次巻線Ｌｐの端子間に
電圧が印加され、この電圧に比例した誘起電圧が帰還巻
線Ｌｆに発生する。この誘起電圧により、電流制限抵抗
Ｒ２、スピードアップコンデンサＣ２およびダイオード
Ｄ２を介してスイッチング用トランジスタＱ１のベース
に正帰還電流が供給され、Ｑ１がオン状態（飽和状態）
に至る。Ｑ１がオンすると、トランスＴの１次巻線Ｌｐ
の端子間に直流電圧が印加され、１次巻線Ｌｐに電流が
流れ、トランスＴを励磁する。この時、同時に帰還巻線
Ｌｆに発生する誘起電圧は抵抗Ｒ５およびスピードアッ
プコンデンサＣ２、ダイオードＤ２、フォトカプラＰＣ
のフォトトランジスタを介してコンデンサＣ３を充電す
る。このコンデンサＣ３の充電電圧が制御用トランジス
タＱ２のベース−エミッタ間電圧のしきい値（約０．６
Ｖ）に達すると、スイッチング用トランジスタＱ１のベ
ース−エミッタ間を短絡するため、スイッチング用トラ
ンジスタＱ１のベース電流が遮断され、Ｑ１は急激にオ
フする。ここでスイッチング用トランジスタＱ１がオン
している時間は、コンデンサＣ３の充電が開始されて、
その両端電圧が約０．６Ｖに達するまでの時間に等しく
なる。スイッチング用トランジスタＱ１がオフすると、
帰還巻線Ｌｆの誘起電圧はスイッチング用トランジスタ
Ｑ１のベースを負電位に逆バイアスする。同時に帰還巻
線Ｌｆは抵抗Ｒ５を介してコンデンサＣ３の電荷を強制
的に放電（逆充電）させるため、制御用トランジスタＱ
２のベースは負電位に逆バイアスされる。よって、トラ
ンスＴの励磁エネルギが２次巻線Ｌｓから全て放出され
るまでオフ期間は持続する。トランスＴの励磁エネルギ
が全て放出されると、帰還巻線Ｌｆの誘起電圧は急激に
消滅するが、トランスＴの洩れインダクタンスと分布容
量によりスイッチング用トランジスタＱ１のベースを順
バイアスする方向にリンギング電圧（キック電圧）が発
生し、スイッチング用トランジスタＱ１が再びオンす
る。その後、上述したオン・オフ動作を繰り返して発振
が成長・継続する。
りである。直流電源回路１１から直流電圧が印加される
と、起動抵抗Ｒ１を介して微小な起動電流がスイッチン
グ用トランジスタＱ１のベースに流れる。これによりＱ
１のコレクタに電流が流れて、コレクタ−エミッタ間電
圧が低下すると、トランスＴの１次巻線Ｌｐの端子間に
電圧が印加され、この電圧に比例した誘起電圧が帰還巻
線Ｌｆに発生する。この誘起電圧により、電流制限抵抗
Ｒ２、スピードアップコンデンサＣ２およびダイオード
Ｄ２を介してスイッチング用トランジスタＱ１のベース
に正帰還電流が供給され、Ｑ１がオン状態（飽和状態）
に至る。Ｑ１がオンすると、トランスＴの１次巻線Ｌｐ
の端子間に直流電圧が印加され、１次巻線Ｌｐに電流が
流れ、トランスＴを励磁する。この時、同時に帰還巻線
Ｌｆに発生する誘起電圧は抵抗Ｒ５およびスピードアッ
プコンデンサＣ２、ダイオードＤ２、フォトカプラＰＣ
のフォトトランジスタを介してコンデンサＣ３を充電す
る。このコンデンサＣ３の充電電圧が制御用トランジス
タＱ２のベース−エミッタ間電圧のしきい値（約０．６
Ｖ）に達すると、スイッチング用トランジスタＱ１のベ
ース−エミッタ間を短絡するため、スイッチング用トラ
ンジスタＱ１のベース電流が遮断され、Ｑ１は急激にオ
フする。ここでスイッチング用トランジスタＱ１がオン
している時間は、コンデンサＣ３の充電が開始されて、
その両端電圧が約０．６Ｖに達するまでの時間に等しく
なる。スイッチング用トランジスタＱ１がオフすると、
帰還巻線Ｌｆの誘起電圧はスイッチング用トランジスタ
Ｑ１のベースを負電位に逆バイアスする。同時に帰還巻
線Ｌｆは抵抗Ｒ５を介してコンデンサＣ３の電荷を強制
的に放電（逆充電）させるため、制御用トランジスタＱ
２のベースは負電位に逆バイアスされる。よって、トラ
ンスＴの励磁エネルギが２次巻線Ｌｓから全て放出され
るまでオフ期間は持続する。トランスＴの励磁エネルギ
が全て放出されると、帰還巻線Ｌｆの誘起電圧は急激に
消滅するが、トランスＴの洩れインダクタンスと分布容
量によりスイッチング用トランジスタＱ１のベースを順
バイアスする方向にリンギング電圧（キック電圧）が発
生し、スイッチング用トランジスタＱ１が再びオンす
る。その後、上述したオン・オフ動作を繰り返して発振
が成長・継続する。
【０００４】ここで、整流平滑回路２の両端電圧を出力
電圧Ｖｏｕｔ、負荷に流れる電流をＩｏｕｔ、１次巻線
ＬｐのインダクタンスをＬｐ、スイッチング用トランジ
スタＱ１のコレクタ電流のピーク値をＩｃｐとすると、
出力電圧Ｖｏｕｔは次式で近似できる。
電圧Ｖｏｕｔ、負荷に流れる電流をＩｏｕｔ、１次巻線
ＬｐのインダクタンスをＬｐ、スイッチング用トランジ
スタＱ１のコレクタ電流のピーク値をＩｃｐとすると、
出力電圧Ｖｏｕｔは次式で近似できる。
【０００５】 Ｖｏｕｔ＝（Ｌｐ・Ｉｃｐ2 ）／（２Ｉｏｕｔ） …(1) また、スイッチング用トランジスタＱ１のオン時間をｔ
ｏｎ、その時に１次巻線Ｌｐの端子間に印加される電圧
をＶｉｎとすると、Ｉｃｐは次式で示される。
ｏｎ、その時に１次巻線Ｌｐの端子間に印加される電圧
をＶｉｎとすると、Ｉｃｐは次式で示される。
【０００６】 Ｉｃｐ＝（Ｖｉｎ／Ｌｐ）ｔｏｎ …(2) （１），（２）式で示される関係より、出力電圧を検出
してフォトカプラＰＣのフォトトランジスタの電流を調
整し、スイッチング用トランジスタＱ１のオン時間ｔｏ
ｎを制御することによって、出力電圧Ｖｏｕｔを一定に
保つことができる。
してフォトカプラＰＣのフォトトランジスタの電流を調
整し、スイッチング用トランジスタＱ１のオン時間ｔｏ
ｎを制御することによって、出力電圧Ｖｏｕｔを一定に
保つことができる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】ところが、図１６に示
した従来の自励発振型スイッチング電源装置において
は、出力電圧Ｖｏｕｔはたとえば５Ｖなどの低圧であ
り、トランスＴは降圧トランスである。この図１１に示
した従来の電源装置の構成でトランスＴの１次巻線Ｌｐ
に対する２次巻線Ｌｓの巻数比を大きくすれば、高電圧
の発生する電源装置を一応構成することができるが、次
に述べるような問題が生じる。
した従来の自励発振型スイッチング電源装置において
は、出力電圧Ｖｏｕｔはたとえば５Ｖなどの低圧であ
り、トランスＴは降圧トランスである。この図１１に示
した従来の電源装置の構成でトランスＴの１次巻線Ｌｐ
に対する２次巻線Ｌｓの巻数比を大きくすれば、高電圧
の発生する電源装置を一応構成することができるが、次
に述べるような問題が生じる。
【０００８】図１７はトランスの回路図であり、Ｃｓは
２次巻線Ｌｓの端子間に生じる分布容量、Ｃｐｓは１次
巻線Ｌｐと２次巻線Ｌｓとの間に生じる分布容量であ
る。またＣｐｐは分布容量ＣｓおよびＣｐｓを１次巻線
Ｌｐの端子間における容量として換算した容量である。
たとえば電子写真方式の複写機やページプリンタにおい
ては、数十Ｖの直流電圧入力を数百〜数千Ｖの直流また
は交流電圧に昇圧する電源装置が要求されるが、このよ
うな特性を得るため、高圧トランスでは、１次巻線Ｌｐ
と２次巻線Ｌｓの巻数比を非常に大きくする必要があ
る。ここで１次巻線Ｌｐの巻数をＮｐ、２次巻線Ｌｓの
巻数をＮｓとし、分布容量Ｃｓ，Ｃｐｓの値をそれぞれ
Ｃｓ，Ｃｐｓで表せば、１次巻線Ｌｐの端子間に換算さ
れる分布容量Ｃｐｐは次式で近似される。
２次巻線Ｌｓの端子間に生じる分布容量、Ｃｐｓは１次
巻線Ｌｐと２次巻線Ｌｓとの間に生じる分布容量であ
る。またＣｐｐは分布容量ＣｓおよびＣｐｓを１次巻線
Ｌｐの端子間における容量として換算した容量である。
たとえば電子写真方式の複写機やページプリンタにおい
ては、数十Ｖの直流電圧入力を数百〜数千Ｖの直流また
は交流電圧に昇圧する電源装置が要求されるが、このよ
うな特性を得るため、高圧トランスでは、１次巻線Ｌｐ
と２次巻線Ｌｓの巻数比を非常に大きくする必要があ
る。ここで１次巻線Ｌｐの巻数をＮｐ、２次巻線Ｌｓの
巻数をＮｓとし、分布容量Ｃｓ，Ｃｐｓの値をそれぞれ
Ｃｓ，Ｃｐｓで表せば、１次巻線Ｌｐの端子間に換算さ
れる分布容量Ｃｐｐは次式で近似される。
【０００９】 Ｃｐｐ＝（Ｃｓ＋Ｃｐｓ）×（Ｎｓ／Ｎｐ）2 …(3) したがって高圧トランスにおいては、容量Ｃｐｐは低圧
トランスに比較して極端に大きな値となる。また、１次
巻線ＬｐのインダクタンスをＬｐとすると、１次巻線の
インダクタンスＬｐと１次換算容量Ｃｐｐにて構成され
る固有の並列共振周波数ｆｏは次式で表される。
トランスに比較して極端に大きな値となる。また、１次
巻線ＬｐのインダクタンスをＬｐとすると、１次巻線の
インダクタンスＬｐと１次換算容量Ｃｐｐにて構成され
る固有の並列共振周波数ｆｏは次式で表される。
【００１０】 ｆｏ＝１／（２π√（Ｌｐ・Ｃｐｐ）） …(4) この式より、高圧トランスにおいては低圧トランスに比
較して上記共振周波数ｆｏは低周波となる。
較して上記共振周波数ｆｏは低周波となる。
【００１１】ここで、図１６におけるトランスＴを図１
２に示した高圧トランスに置き換えた場合、上述の動作
と大きく異なる点は、スイッチング用トランジスタＱ１
がターンオフした瞬間から再度ターンオンするまでの
間、高圧トランスは（４）式にて決定される共振周波数
ｆｏにて自由振動する点である。図１１に示した従来の
低圧スイッチング電源装置においては、出力消費電力に
応じて発振周波数が大きく変化する。たとえば出力消費
電力が小さい程、微少なオン時間で低圧トランスＴを励
磁できるため、結果として発振周波数が高くなる傾向を
示す。低圧トランスＴでは（３）式に示す容量Ｃｐｐが
著しく小さく、トランス固有の共振周波数が非常に高い
ため、数百ｋＨｚ帯域でも発振が可能となるが、高圧ト
ランスでは、前述のとおり、トランス固有の共振周波数
ｆｏが非常に低いため、出力消費電力が無負荷状態であ
っても、固有の共振周波数以上の周波数で発振すること
が困難となる。
２に示した高圧トランスに置き換えた場合、上述の動作
と大きく異なる点は、スイッチング用トランジスタＱ１
がターンオフした瞬間から再度ターンオンするまでの
間、高圧トランスは（４）式にて決定される共振周波数
ｆｏにて自由振動する点である。図１１に示した従来の
低圧スイッチング電源装置においては、出力消費電力に
応じて発振周波数が大きく変化する。たとえば出力消費
電力が小さい程、微少なオン時間で低圧トランスＴを励
磁できるため、結果として発振周波数が高くなる傾向を
示す。低圧トランスＴでは（３）式に示す容量Ｃｐｐが
著しく小さく、トランス固有の共振周波数が非常に高い
ため、数百ｋＨｚ帯域でも発振が可能となるが、高圧ト
ランスでは、前述のとおり、トランス固有の共振周波数
ｆｏが非常に低いため、出力消費電力が無負荷状態であ
っても、固有の共振周波数以上の周波数で発振すること
が困難となる。
【００１２】図１８は出力電圧（電流）を変化させたと
きのスイッチング用トランジスタのコレクタ−エミッタ
間電圧の波形を示す図である。高圧トランスにて広範囲
に亘って出力電圧（電流）を可変とするためには、図１
８のように、繰り返し周波数を共振周波数ｆｏとしたま
ま、スイッチング用トランジスタＱ１のコレクタ−エミ
ッタ間電圧Ｖｃｅの振幅を変化させる必要があり、スイ
ッチング用トランジスタＱ１を飽和領域から不飽和領域
まで広範囲に動作させる必要が生じる。スイッチング用
トランジスタＱ１が不飽和動作した場合、帰還巻線Ｌｆ
に発生する正帰還電圧は図１８の（Ｃ）に示すように正
弦波状の電圧波形となり、且つ振幅も減衰し始めるが、
この時、スイッチング用トランジスタＱ１のオン時間が
微少となり、帰還巻線Ｌｆの正帰還電圧のピーク値が低
下する。それにも拘らずフォトカプラＰＣを介してのフ
ィードバックに応じてスイッチング用トランジスタＱ１
のオン時間を短くしなければならないため、フォトカプ
ラＰＣのフォトトランジスタが初期的に飽和状態でコン
デンサＣ３を充電することになる。この間、帰還巻線Ｌ
ｆはダイオードＤ２、フォトカプラＰＣのフォトトラン
ジスタおよびコンデンサＣ３によって略短絡状態となる
ため、スイッチング用トランジスタＱ１のベースに帰還
巻線からの正帰還電流が供給されないままコンデンサＣ
３の充電が継続される。これにより正帰還巻線Ｌｆから
スイッチング用トランジスタＱ１へのベース電流供給に
遅れが生じ、制御用トランジスタＱ２のオンが先行する
ことになるため、スイッチング用トランジスタＱ１は飽
和と不飽和を繰り返す間欠動作に至る。その結果、安定
な制御が行えず、出力電圧に大きなリップル電圧が生じ
ることになる。
きのスイッチング用トランジスタのコレクタ−エミッタ
間電圧の波形を示す図である。高圧トランスにて広範囲
に亘って出力電圧（電流）を可変とするためには、図１
８のように、繰り返し周波数を共振周波数ｆｏとしたま
ま、スイッチング用トランジスタＱ１のコレクタ−エミ
ッタ間電圧Ｖｃｅの振幅を変化させる必要があり、スイ
ッチング用トランジスタＱ１を飽和領域から不飽和領域
まで広範囲に動作させる必要が生じる。スイッチング用
トランジスタＱ１が不飽和動作した場合、帰還巻線Ｌｆ
に発生する正帰還電圧は図１８の（Ｃ）に示すように正
弦波状の電圧波形となり、且つ振幅も減衰し始めるが、
この時、スイッチング用トランジスタＱ１のオン時間が
微少となり、帰還巻線Ｌｆの正帰還電圧のピーク値が低
下する。それにも拘らずフォトカプラＰＣを介してのフ
ィードバックに応じてスイッチング用トランジスタＱ１
のオン時間を短くしなければならないため、フォトカプ
ラＰＣのフォトトランジスタが初期的に飽和状態でコン
デンサＣ３を充電することになる。この間、帰還巻線Ｌ
ｆはダイオードＤ２、フォトカプラＰＣのフォトトラン
ジスタおよびコンデンサＣ３によって略短絡状態となる
ため、スイッチング用トランジスタＱ１のベースに帰還
巻線からの正帰還電流が供給されないままコンデンサＣ
３の充電が継続される。これにより正帰還巻線Ｌｆから
スイッチング用トランジスタＱ１へのベース電流供給に
遅れが生じ、制御用トランジスタＱ２のオンが先行する
ことになるため、スイッチング用トランジスタＱ１は飽
和と不飽和を繰り返す間欠動作に至る。その結果、安定
な制御が行えず、出力電圧に大きなリップル電圧が生じ
ることになる。
【００１３】また、図１６における低圧トランスＴを図
１７に示した高圧トランスに置き換えた場合、トランス
の漏れインダクタンスが問題となる。すなわち、高圧ト
ランスとスイッチング用トランジスタの回路部分を等価
回路で表せば、図１９のようになる。ここで、Ｌ１，Ｌ
２は漏れインダクタンス、Ｌｐは１次巻線の励磁インダ
クタンス、Ｃｐｐは図１７に示した１次換算分布容量で
ある。ここで漏れインダクタンスＬ１，Ｌ２のインダク
タンス成分をＬleとすると、直列共振周波数ｆｏ′は次
式で表される。
１７に示した高圧トランスに置き換えた場合、トランス
の漏れインダクタンスが問題となる。すなわち、高圧ト
ランスとスイッチング用トランジスタの回路部分を等価
回路で表せば、図１９のようになる。ここで、Ｌ１，Ｌ
２は漏れインダクタンス、Ｌｐは１次巻線の励磁インダ
クタンス、Ｃｐｐは図１７に示した１次換算分布容量で
ある。ここで漏れインダクタンスＬ１，Ｌ２のインダク
タンス成分をＬleとすると、直列共振周波数ｆｏ′は次
式で表される。
【００１４】 ｆｏ′＝１／（２π√（Ｌle・Ｃｐｐ）） …(5) 上述したように、高圧トランスでは１次換算容量Ｃｐｐ
は非常に大きいため、（５）式に示した直列共振周波数
ｆｏ′も比較的低周波となる。漏れインダクタンスＬle
の値にもよるが、オーダーとしては、（４）式に示した
並列共振周波数に対して一般に約６〜１０倍と近接した
周波数成分となる。そのため、このような高圧トランス
を図１１に示した回路に適用した場合、スイッチング用
トランジスタＱ１のコレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅに
は図２０に示すように、リンギング成分が重畳される。
高圧電源装置においては出力電圧（電流）の広範囲な可
変性能が要求されるが、高圧トランスの２次巻線Ｌｓの
巻線間に誘起される電圧を広範囲に可変するために、ス
イッチング用トランジスタＱ１のオン時間を調節した場
合、スイッチング用トランジスタＱ１のコレクタ−エミ
ッタ間電圧は図２０に示すように変化する。このよう
に、スイッチング用トランジスタＱ１のオン時間が短く
なる程、（５）式に示す直列共振周波数成分が支配的と
なる。
は非常に大きいため、（５）式に示した直列共振周波数
ｆｏ′も比較的低周波となる。漏れインダクタンスＬle
の値にもよるが、オーダーとしては、（４）式に示した
並列共振周波数に対して一般に約６〜１０倍と近接した
周波数成分となる。そのため、このような高圧トランス
を図１１に示した回路に適用した場合、スイッチング用
トランジスタＱ１のコレクタ−エミッタ間電圧Ｖｃｅに
は図２０に示すように、リンギング成分が重畳される。
高圧電源装置においては出力電圧（電流）の広範囲な可
変性能が要求されるが、高圧トランスの２次巻線Ｌｓの
巻線間に誘起される電圧を広範囲に可変するために、ス
イッチング用トランジスタＱ１のオン時間を調節した場
合、スイッチング用トランジスタＱ１のコレクタ−エミ
ッタ間電圧は図２０に示すように変化する。このよう
に、スイッチング用トランジスタＱ１のオン時間が短く
なる程、（５）式に示す直列共振周波数成分が支配的と
なる。
【００１５】図１６に示した従来の回路によれば、帰還
巻線Ｌｆに誘起される電圧でコンデンサＣ３の放電を行
い、充電は帰還巻線Ｌｆの誘起電圧およびフォトカプラ
ＰＣのフォトトランジスタの電流で行う構成となってい
るため、図２０の（ｃ）に示した発振状態となった場
合、時定数回路４が受動素子で構成されているため、上
記直列共振周波数ｆｏ′に追従し、その結果、制御用ト
ランジスタＱ２も直列共振周波数成分に追従し、スイッ
チング用トランジスタＱ１は本来動作すべき並列共振で
はなく、直列共振動作に至る。よって、間欠発振のよう
な不安定な回路動作となり、安定な制御が行えないばか
りか、スイッチング用トランジスタＱ１が高周波でオン
・オフすることにより、スイッチングロスが増大し、放
熱器を大型化しなければならなくなったりする。
巻線Ｌｆに誘起される電圧でコンデンサＣ３の放電を行
い、充電は帰還巻線Ｌｆの誘起電圧およびフォトカプラ
ＰＣのフォトトランジスタの電流で行う構成となってい
るため、図２０の（ｃ）に示した発振状態となった場
合、時定数回路４が受動素子で構成されているため、上
記直列共振周波数ｆｏ′に追従し、その結果、制御用ト
ランジスタＱ２も直列共振周波数成分に追従し、スイッ
チング用トランジスタＱ１は本来動作すべき並列共振で
はなく、直列共振動作に至る。よって、間欠発振のよう
な不安定な回路動作となり、安定な制御が行えないばか
りか、スイッチング用トランジスタＱ１が高周波でオン
・オフすることにより、スイッチングロスが増大し、放
熱器を大型化しなければならなくなったりする。
【００１６】また、上述したように、高圧トランスにお
いては、トランスの１次換算分布容量Ｃｐｐが低圧トラ
ンスに比較して極端に大きな値となるため、スイッチン
グ用トランジスタのターンオン時に過大な電流が流れ
る。図２１はスイッチング用トランジスタＱ１のコレク
タ電流等を示す波形図である。また図１７はスイッチン
グ用トランジスタＱ１のコレクタ電圧・電流およびベー
ス電圧・電流の関係を示す波形図である。図１６におい
て、ＶLpは１次巻線印加電圧波形、Ｉｃ′は１次換算分
布容量Ｃｐｐに流れる電流、ＩLpは１次巻線電流、Ｉｃ
はスイッチング用トランジスタＱ１のコレクタ電流であ
る。スイッチング用トランジスタＱ１がオンすると、Ｃ
ｐｐに流れる電流Ｉｃ′は初期にＣｐｐを充電する過大
電流が流れ、充電完了後、漏れインダクタンス（Ｌ１，
Ｌ２）と共振し、振動を繰り返しながら減衰に向かう。
スイッチング用トランジスタＱ１のコレクタにはＩｃ′
とＩLpとの合成電流が流れるため、図１６のＩｃに示す
ように初期的に過大電流が流れ、その後、リンギングし
ながらＶLp／ＬP の傾きで上昇する電流波形となる。こ
の時コレクタ電流Ｉｃに重畳されるリンギング成分は、
スイッチング用トランジスタＱ１のオン時間を調節して
出力の安定化を行おうとする制御方式に対して間欠動作
を誘発させる等の悪影響を与える。
いては、トランスの１次換算分布容量Ｃｐｐが低圧トラ
ンスに比較して極端に大きな値となるため、スイッチン
グ用トランジスタのターンオン時に過大な電流が流れ
る。図２１はスイッチング用トランジスタＱ１のコレク
タ電流等を示す波形図である。また図１７はスイッチン
グ用トランジスタＱ１のコレクタ電圧・電流およびベー
ス電圧・電流の関係を示す波形図である。図１６におい
て、ＶLpは１次巻線印加電圧波形、Ｉｃ′は１次換算分
布容量Ｃｐｐに流れる電流、ＩLpは１次巻線電流、Ｉｃ
はスイッチング用トランジスタＱ１のコレクタ電流であ
る。スイッチング用トランジスタＱ１がオンすると、Ｃ
ｐｐに流れる電流Ｉｃ′は初期にＣｐｐを充電する過大
電流が流れ、充電完了後、漏れインダクタンス（Ｌ１，
Ｌ２）と共振し、振動を繰り返しながら減衰に向かう。
スイッチング用トランジスタＱ１のコレクタにはＩｃ′
とＩLpとの合成電流が流れるため、図１６のＩｃに示す
ように初期的に過大電流が流れ、その後、リンギングし
ながらＶLp／ＬP の傾きで上昇する電流波形となる。こ
の時コレクタ電流Ｉｃに重畳されるリンギング成分は、
スイッチング用トランジスタＱ１のオン時間を調節して
出力の安定化を行おうとする制御方式に対して間欠動作
を誘発させる等の悪影響を与える。
【００１７】また、図２２において、Ｖｃｅはスイッチ
ングトランジスタＱ１のコレクタ−エミッタ間電圧、Ｉ
ｃはＱ１のコレクタ電流、ＶｂｅはＱ１のベース−エミ
ッタ間電圧、ＩｂはＱ１のベース電流であり、ターンオ
ン時のスイッチング用トランジスタＱ１のコレクタに流
れる過大電流により、図２２（ａ）のハッチング部分に
示すように、スイッチング用トランジスタＱ１のターン
オン時のコレクタ電流とコレクタ−エミッタ間電圧積で
大きなスイッチングロスが生じる。
ングトランジスタＱ１のコレクタ−エミッタ間電圧、Ｉ
ｃはＱ１のコレクタ電流、ＶｂｅはＱ１のベース−エミ
ッタ間電圧、ＩｂはＱ１のベース電流であり、ターンオ
ン時のスイッチング用トランジスタＱ１のコレクタに流
れる過大電流により、図２２（ａ）のハッチング部分に
示すように、スイッチング用トランジスタＱ１のターン
オン時のコレクタ電流とコレクタ−エミッタ間電圧積で
大きなスイッチングロスが生じる。
【００１８】ところで、高圧電源装置においては、出力
の起動および停止を入力電源のオン／オフで行わず、入
力電源をオンしたまま高圧電源装置外部からの信号でリ
モート制御する仕様が一般的であり、この場合、高圧電
源装置にはオーバーシュートを伴わない急峻な立ち上が
り特性が要求される。図１６に示した従来の電源装置に
おいて、スイッチング用トランジスタＱ１のベース−エ
ミッタ間にリモート用のトランジスタを設け、外部信号
により遠隔操作する回路を設けた場合、外部からの起動
信号によりリモート用のトランジスタがオフした瞬間、
直流電源回路１１から起動抵抗Ｒ１を介してスイッチン
グ用トランジスタＱ１のベースに起動電流が供給され発
振が開始する。この時、２次側の出力電圧は０Ｖであ
り、フォトカプラＰＣのフォトトランジスタが開放状態
から発振が開始されるため、起動直後の充電時定数は抵
抗Ｒ５とコンデンサＣ３によって決定される。結果とし
て起動直後のスイッチング用トランジスタＱ１のオン時
間は最大からスタートすることになり、定格設定時のオ
ン時間を遙かに超過した値となるため、初期的に最大オ
ン時間に応じた電圧が２次巻線Ｌｓに誘起され、大きな
オーバーシュートが生じることになる。
の起動および停止を入力電源のオン／オフで行わず、入
力電源をオンしたまま高圧電源装置外部からの信号でリ
モート制御する仕様が一般的であり、この場合、高圧電
源装置にはオーバーシュートを伴わない急峻な立ち上が
り特性が要求される。図１６に示した従来の電源装置に
おいて、スイッチング用トランジスタＱ１のベース−エ
ミッタ間にリモート用のトランジスタを設け、外部信号
により遠隔操作する回路を設けた場合、外部からの起動
信号によりリモート用のトランジスタがオフした瞬間、
直流電源回路１１から起動抵抗Ｒ１を介してスイッチン
グ用トランジスタＱ１のベースに起動電流が供給され発
振が開始する。この時、２次側の出力電圧は０Ｖであ
り、フォトカプラＰＣのフォトトランジスタが開放状態
から発振が開始されるため、起動直後の充電時定数は抵
抗Ｒ５とコンデンサＣ３によって決定される。結果とし
て起動直後のスイッチング用トランジスタＱ１のオン時
間は最大からスタートすることになり、定格設定時のオ
ン時間を遙かに超過した値となるため、初期的に最大オ
ン時間に応じた電圧が２次巻線Ｌｓに誘起され、大きな
オーバーシュートが生じることになる。
【００１９】上述した問題点を解消するために、従来の
高圧電源装置においては、図２３に示すように、スイッ
チング用トランジスタＱ１のオン時間を調節するのでは
なく、高圧トランスの１次巻線に入力される直流入力電
圧を調節して、出力の安定化を図る方式が一般的であっ
た。図２３において、Ｑ５は直流入力電源１の電圧を降
圧して高圧トランスＴの入力電圧を調節するための制御
用パワートランジスタである。制御回路は出力電圧検出
回路からの検出信号に応じてトランジスタＱ５のベース
電流を制御して出力電圧の安定化を図る。スイッチング
用トランジスタＱ１は発振回路によって常に一定周期で
オン／オフ動作を行う。
高圧電源装置においては、図２３に示すように、スイッ
チング用トランジスタＱ１のオン時間を調節するのでは
なく、高圧トランスの１次巻線に入力される直流入力電
圧を調節して、出力の安定化を図る方式が一般的であっ
た。図２３において、Ｑ５は直流入力電源１の電圧を降
圧して高圧トランスＴの入力電圧を調節するための制御
用パワートランジスタである。制御回路は出力電圧検出
回路からの検出信号に応じてトランジスタＱ５のベース
電流を制御して出力電圧の安定化を図る。スイッチング
用トランジスタＱ１は発振回路によって常に一定周期で
オン／オフ動作を行う。
【００２０】しかしながらこの図２３に示した回路では
他励型のスイッチング電源回路構成となるため、外部に
発振回路が必要となる上、高圧トランスの入力電圧を降
圧するためのパワートランジスタが別に必要となり、回
路構成が複雑で大型化する。
他励型のスイッチング電源回路構成となるため、外部に
発振回路が必要となる上、高圧トランスの入力電圧を降
圧するためのパワートランジスタが別に必要となり、回
路構成が複雑で大型化する。
【００２１】この発明の目的は上述の問題を解消して、
高圧トランスを用いた自励発振型スイッチング電源装置
であって、しかも広範囲な負荷変動に対応する、または
広範囲に亘って出力電圧（電流）を可変とする電源装置
を提供することにある。
高圧トランスを用いた自励発振型スイッチング電源装置
であって、しかも広範囲な負荷変動に対応する、または
広範囲に亘って出力電圧（電流）を可変とする電源装置
を提供することにある。
【００２２】この発明の他の目的は、スイッチング用ト
ランジスタが上記直列共振動作に至ることによる問題を
解消して、広範囲な負荷変動に対応できるようにし、ま
たは広範囲に亘って出力電圧（電流）を可変できるよう
にし、さらにスイッチングロスの増大を抑えることにあ
る。
ランジスタが上記直列共振動作に至ることによる問題を
解消して、広範囲な負荷変動に対応できるようにし、ま
たは広範囲に亘って出力電圧（電流）を可変できるよう
にし、さらにスイッチングロスの増大を抑えることにあ
る。
【００２３】この発明の他の目的はリモート制御による
出力電圧の立ち上がり時のオーバーシュートを防止でき
るようにした自励発振型スイッチング電源装置を提供す
ることにある。
出力電圧の立ち上がり時のオーバーシュートを防止でき
るようにした自励発振型スイッチング電源装置を提供す
ることにある。
【００２４】
【課題を解決するための手段】この発明は、１次巻線、
２次巻線および帰還巻線を有するトランスと、前記１次
巻線の電流を断続するスイッチング用トランジスタと、
該スイッチング用トランジスタに対する前記帰還巻線か
らの正帰還信号を制御する制御用トランジスタと、前記
帰還巻線の起電圧を所定時定数で充電するとともに、前
記制御用トランジスタに対して制御電圧を与える時定数
回路とを備えてなる自励発振型スイッチング電源装置に
おいて、時定数回路の充電時間の調節を安定して行える
ようにするため、請求項１に記載のとおり、前記帰還巻
線からの正帰還信号により開閉する電子スイッチを設
け、出力電圧検出信号の上昇にともなって、前記時定数
回路の充電時間が短くなるように前記時定数回路への印
加電圧を変化させ、前記出力電圧検出信号の低下にとも
なって、前記時定数回路の充電時間が長くなるように前
記時定数回路への印加電圧を変化させる外部電圧源を前
記電子スイッチを介して前記時定数回路に接続する。
２次巻線および帰還巻線を有するトランスと、前記１次
巻線の電流を断続するスイッチング用トランジスタと、
該スイッチング用トランジスタに対する前記帰還巻線か
らの正帰還信号を制御する制御用トランジスタと、前記
帰還巻線の起電圧を所定時定数で充電するとともに、前
記制御用トランジスタに対して制御電圧を与える時定数
回路とを備えてなる自励発振型スイッチング電源装置に
おいて、時定数回路の充電時間の調節を安定して行える
ようにするため、請求項１に記載のとおり、前記帰還巻
線からの正帰還信号により開閉する電子スイッチを設
け、出力電圧検出信号の上昇にともなって、前記時定数
回路の充電時間が短くなるように前記時定数回路への印
加電圧を変化させ、前記出力電圧検出信号の低下にとも
なって、前記時定数回路の充電時間が長くなるように前
記時定数回路への印加電圧を変化させる外部電圧源を前
記電子スイッチを介して前記時定数回路に接続する。
【００２５】図１は請求項１に記載の自励発振型スイッ
チング電源装置の構成例を示す回路図である。同図にお
いて１は入力電源、Ｔは１次巻線Ｌｐ、２次巻線Ｌｓお
よび帰還巻線Ｌｆを有する高圧トランスである。Ｑ１は
高圧トランスＴの１次巻線Ｌｐを介して入力電源に接続
したスイッチング用トランジスタである。このスイッチ
ング用トランジスタＱ１のベースには起動抵抗Ｒ１を接
続している。帰還巻線Ｌｆとスイッチング用トランジス
タＱ１のベースとの間には、電流制限抵抗Ｒ２、スピー
ドアップコンデンサＣ２およびダイオードＤ２を接続し
ている。またスイッチング用トランジスタＱ１のベース
−エミッタ間には制御用トランジスタＱ２を接続してい
て、帰還巻線Ｌｆには時定数回路４を設けていて、この
時定数回路４の電圧を制御用トランジスタＱ２のベース
に印加するように接続している。３は外部電圧源であ
り、電子スイッチ５を介して時定数回路４の充電時間を
可変する。電子スイッチ５は帰還巻線Ｌｆからに正帰還
信号によってオンする。一方、高圧トランスＴの２次巻
線Ｌｓには、整流ダイオードＤ１および平滑コンデンサ
Ｃ１からなる整流平滑回路２を接続している。この整流
平滑回路２の出力側には抵抗Ｒ３，Ｒ４からなる抵抗分
圧回路を接続している。外部電圧源３はこの抵抗分圧回
路による出力電圧の検出値に応じて時定数回路４の充電
時間を制御する。
チング電源装置の構成例を示す回路図である。同図にお
いて１は入力電源、Ｔは１次巻線Ｌｐ、２次巻線Ｌｓお
よび帰還巻線Ｌｆを有する高圧トランスである。Ｑ１は
高圧トランスＴの１次巻線Ｌｐを介して入力電源に接続
したスイッチング用トランジスタである。このスイッチ
ング用トランジスタＱ１のベースには起動抵抗Ｒ１を接
続している。帰還巻線Ｌｆとスイッチング用トランジス
タＱ１のベースとの間には、電流制限抵抗Ｒ２、スピー
ドアップコンデンサＣ２およびダイオードＤ２を接続し
ている。またスイッチング用トランジスタＱ１のベース
−エミッタ間には制御用トランジスタＱ２を接続してい
て、帰還巻線Ｌｆには時定数回路４を設けていて、この
時定数回路４の電圧を制御用トランジスタＱ２のベース
に印加するように接続している。３は外部電圧源であ
り、電子スイッチ５を介して時定数回路４の充電時間を
可変する。電子スイッチ５は帰還巻線Ｌｆからに正帰還
信号によってオンする。一方、高圧トランスＴの２次巻
線Ｌｓには、整流ダイオードＤ１および平滑コンデンサ
Ｃ１からなる整流平滑回路２を接続している。この整流
平滑回路２の出力側には抵抗Ｒ３，Ｒ４からなる抵抗分
圧回路を接続している。外部電圧源３はこの抵抗分圧回
路による出力電圧の検出値に応じて時定数回路４の充電
時間を制御する。
【００２６】前記時定数回路としては、請求項２に記載
のとおり、抵抗とコンデンサの直列回路を含み、前記コ
ンデンサの充電電圧を前記制御用トランジスタに対する
制御電圧として出力する回路として構成するとともに、
前記電子スイッチを前記外部電圧源と前記コンデンサと
の間に設ける。
のとおり、抵抗とコンデンサの直列回路を含み、前記コ
ンデンサの充電電圧を前記制御用トランジスタに対する
制御電圧として出力する回路として構成するとともに、
前記電子スイッチを前記外部電圧源と前記コンデンサと
の間に設ける。
【００２７】図２は請求項２に記載の自励発振型スイッ
チング電源装置の構成例を示す回路図である。同図にお
いて時定数回路４は抵抗Ｒ５とコンデンサＣ３で構成
し、コンデンサＣ３の電圧を制御用トランジスタＱ２の
ベースに印加するようにしている。
チング電源装置の構成例を示す回路図である。同図にお
いて時定数回路４は抵抗Ｒ５とコンデンサＣ３で構成
し、コンデンサＣ３の電圧を制御用トランジスタＱ２の
ベースに印加するようにしている。
【００２８】また前記電子スイッチは、請求項３に記載
のとおり、前記帰還巻線の正帰還電圧によりオンするト
ランジスタで構成するとともに、該トランジスタのオフ
時に前記コンデンサの電荷を前記帰還巻線へ放電させる
ダイオードを設ける。
のとおり、前記帰還巻線の正帰還電圧によりオンするト
ランジスタで構成するとともに、該トランジスタのオフ
時に前記コンデンサの電荷を前記帰還巻線へ放電させる
ダイオードを設ける。
【００２９】このように構成したことにより、時定数回
路の充電時間調節を外部電圧源からの電圧印加によって
行い、帰還巻線を短絡することなく充電が行えるため、
帰還巻線からスイッチング用トランジスタへの正帰還信
号の供給の遅れによる制御用トランジスタの先行動作が
なく、間欠発振を伴わない安定した制御が行える。
路の充電時間調節を外部電圧源からの電圧印加によって
行い、帰還巻線を短絡することなく充電が行えるため、
帰還巻線からスイッチング用トランジスタへの正帰還信
号の供給の遅れによる制御用トランジスタの先行動作が
なく、間欠発振を伴わない安定した制御が行える。
【００３０】またこの発明は、請求項４に記載のとお
り、前記制御用トランジスタに対する制御電圧入力部と
前記時定数回路との間に、前記帰還巻線から前記制御用
トランジスタへの逆バイアスを阻止するインピーダンス
回路を設ける。これにより制御用トランジスタの逆バイ
アスが阻止されて、その制御用トランジスタの高周波応
答性が低下し、スイッチング用トランジスタの高周波発
振動作が防止される。したがって広範囲にわたって出力
電圧（電流）を安定した状態で変化させることができ、
またスイッチング用トランジスタの高周波発振状態によ
るスイッチングロスの増大も防止される。
り、前記制御用トランジスタに対する制御電圧入力部と
前記時定数回路との間に、前記帰還巻線から前記制御用
トランジスタへの逆バイアスを阻止するインピーダンス
回路を設ける。これにより制御用トランジスタの逆バイ
アスが阻止されて、その制御用トランジスタの高周波応
答性が低下し、スイッチング用トランジスタの高周波発
振動作が防止される。したがって広範囲にわたって出力
電圧（電流）を安定した状態で変化させることができ、
またスイッチング用トランジスタの高周波発振状態によ
るスイッチングロスの増大も防止される。
【００３１】また、この発明は請求項５に記載のとお
り、前記トランスは制御巻線を有し、前記スイッチング
用トランジスタに対する制御信号入力部に該スイッチン
グ用トランジスタのターンオン遅延用のトランジスタを
設け、該遅延用トランジスタに対する制御電圧入力部と
前記制御巻線との間に、前記制御巻線から前記遅延用ト
ランジスタへの逆バイアスを阻止するインピーダンス回
路を設ける。また、請求項６に記載のとおり、前記制御
用トランジスタに対する制御電圧入力部と前記制御巻線
との間に、前記制御巻線から前記制御用トランジスタへ
の逆バイアスを阻止するインピーダンス回路を設ける。
この構成により、制御用トランジスタまたは遅延用トラ
ンジスタの逆バイアスが阻止されて、スイッチング用ト
ランジスタがターンオンする際、制御巻線には制御用ト
ランジスタまたは遅延用トランジスタを逆バイアスする
方向に電圧が発生するが、上記インピーダンス回路の作
用によって、逆バイアスが阻止されるため、トランジス
タのキャリア蓄積効果によって制御用トランジスタまた
は遅延用トランジスタのターンオフが短時間遅れる。そ
の間、スイッチング用トランジスタをオフし続けるの
で、スイッチング用トランジスタに対する印加電圧が低
くなった時点で、そのスイッチング用トランジスタをオ
ンさせることができ、これにより高圧トランスの１次巻
線間容量を充電する過大な電流が抑えられ、オン期間に
スイッチング用トランジスタのオン期間を制御用トラン
ジスタで制御することによる出力電圧（電流）の制御が
広範囲に亘って安定的に行える。またスイッチング用ト
ランジスタのターンオン時のスイッチングロスも削減さ
れる。
り、前記トランスは制御巻線を有し、前記スイッチング
用トランジスタに対する制御信号入力部に該スイッチン
グ用トランジスタのターンオン遅延用のトランジスタを
設け、該遅延用トランジスタに対する制御電圧入力部と
前記制御巻線との間に、前記制御巻線から前記遅延用ト
ランジスタへの逆バイアスを阻止するインピーダンス回
路を設ける。また、請求項６に記載のとおり、前記制御
用トランジスタに対する制御電圧入力部と前記制御巻線
との間に、前記制御巻線から前記制御用トランジスタへ
の逆バイアスを阻止するインピーダンス回路を設ける。
この構成により、制御用トランジスタまたは遅延用トラ
ンジスタの逆バイアスが阻止されて、スイッチング用ト
ランジスタがターンオンする際、制御巻線には制御用ト
ランジスタまたは遅延用トランジスタを逆バイアスする
方向に電圧が発生するが、上記インピーダンス回路の作
用によって、逆バイアスが阻止されるため、トランジス
タのキャリア蓄積効果によって制御用トランジスタまた
は遅延用トランジスタのターンオフが短時間遅れる。そ
の間、スイッチング用トランジスタをオフし続けるの
で、スイッチング用トランジスタに対する印加電圧が低
くなった時点で、そのスイッチング用トランジスタをオ
ンさせることができ、これにより高圧トランスの１次巻
線間容量を充電する過大な電流が抑えられ、オン期間に
スイッチング用トランジスタのオン期間を制御用トラン
ジスタで制御することによる出力電圧（電流）の制御が
広範囲に亘って安定的に行える。またスイッチング用ト
ランジスタのターンオン時のスイッチングロスも削減さ
れる。
【００３２】またこの発明は、請求項７に記載のとお
り、前記トランスは制御巻線を有し、前記スイッチング
用トランジスタに対する制御信号入力部に該スイッチン
グ用トランジスタのターンオン遅延用のトランジスタを
設け、前記制御巻線の正帰還信号を一定時定数で遅延さ
せ、該遅延信号を前記遅延用トランジスタに対する制御
信号として与える遅延回路を設ける。また請求項８に記
載のとおり、前記制御巻線の正帰還信号を一定時定数で
遅延させ、該遅延信号を前記制御用トランジスタに対す
る制御信号として与える遅延回路を設ける。この構成に
より制御巻線に誘起される電圧に対して位相の遅れた電
圧で制御用トランジスタが駆動されて、スイッチング用
トランジスタのターンオンが前記遅延回路の遅延時間分
遅れる。そのため、スイッチング用トランジスタに対す
る印加電圧が低くなった時点で、そのスイッチング用ト
ランジスタがオンすることになり、高圧トランスの容量
を充電する過大な電流が抑えられ、オン期間にスイッチ
ング用トランジスタに流れるリンギング成分の振幅も抑
制される。その結果スイッチング用トランジスタのオン
期間を制御用トランジスタで制御することによる出力電
圧（電流）の制御が広範囲に亘って安定的に行える。ま
たスイッチング用トランジスタのターンオン時のスイッ
チングロスも削減される。
り、前記トランスは制御巻線を有し、前記スイッチング
用トランジスタに対する制御信号入力部に該スイッチン
グ用トランジスタのターンオン遅延用のトランジスタを
設け、前記制御巻線の正帰還信号を一定時定数で遅延さ
せ、該遅延信号を前記遅延用トランジスタに対する制御
信号として与える遅延回路を設ける。また請求項８に記
載のとおり、前記制御巻線の正帰還信号を一定時定数で
遅延させ、該遅延信号を前記制御用トランジスタに対す
る制御信号として与える遅延回路を設ける。この構成に
より制御巻線に誘起される電圧に対して位相の遅れた電
圧で制御用トランジスタが駆動されて、スイッチング用
トランジスタのターンオンが前記遅延回路の遅延時間分
遅れる。そのため、スイッチング用トランジスタに対す
る印加電圧が低くなった時点で、そのスイッチング用ト
ランジスタがオンすることになり、高圧トランスの容量
を充電する過大な電流が抑えられ、オン期間にスイッチ
ング用トランジスタに流れるリンギング成分の振幅も抑
制される。その結果スイッチング用トランジスタのオン
期間を制御用トランジスタで制御することによる出力電
圧（電流）の制御が広範囲に亘って安定的に行える。ま
たスイッチング用トランジスタのターンオン時のスイッ
チングロスも削減される。
【００３３】またこの発明は、請求項９に記載のとお
り、前記トランスは制御巻線を有し、前記スイッチング
用トランジスタに対する制御信号入力部に該スイッチン
グ用トランジスタのターンオン遅延用のトランジスタを
設け、該遅延用トランジスタに対する制御電圧入力部と
前記制御巻線との間に、前記制御巻線の起電圧によって
充電され、前記遅延用トランジスタに対する制御電圧に
直流バイアスをかけるバイアス電圧発生回路を設ける。
また請求項１０に記載のとおり、前記制御用トランジス
タに対する制御電圧入力部と前記制御巻線との間に、前
記制御巻線の起電圧によって充電され、前記制御用トラ
ンジスタに対する制御電圧に直流バイアスをかけるバイ
アス電圧発生回路を設ける。この構成によって制御巻線
に誘起される電圧に対して正または負の直流成分が重畳
された電圧で制御用トランジスタまたは遅延用トランジ
スタが制御されるため、スイッチング用トランジスタに
対する印加電圧が低くなった時点で、そのスイッチング
用トランジスタがオンすることになり、高圧トランスの
容量を充電する過大な電流が抑えられ、オン期間にスイ
ッチング用トランジスタに流れるリンギング成分の振幅
も抑制される。その結果スイッチング用トランジスタの
オン期間を制御用トランジスタで制御することによる出
力電圧（電流）の制御が広範囲に亘って安定的に行え
る。またスイッチング用トランジスタのターンオン時の
スイッチングロスも削減される。
り、前記トランスは制御巻線を有し、前記スイッチング
用トランジスタに対する制御信号入力部に該スイッチン
グ用トランジスタのターンオン遅延用のトランジスタを
設け、該遅延用トランジスタに対する制御電圧入力部と
前記制御巻線との間に、前記制御巻線の起電圧によって
充電され、前記遅延用トランジスタに対する制御電圧に
直流バイアスをかけるバイアス電圧発生回路を設ける。
また請求項１０に記載のとおり、前記制御用トランジス
タに対する制御電圧入力部と前記制御巻線との間に、前
記制御巻線の起電圧によって充電され、前記制御用トラ
ンジスタに対する制御電圧に直流バイアスをかけるバイ
アス電圧発生回路を設ける。この構成によって制御巻線
に誘起される電圧に対して正または負の直流成分が重畳
された電圧で制御用トランジスタまたは遅延用トランジ
スタが制御されるため、スイッチング用トランジスタに
対する印加電圧が低くなった時点で、そのスイッチング
用トランジスタがオンすることになり、高圧トランスの
容量を充電する過大な電流が抑えられ、オン期間にスイ
ッチング用トランジスタに流れるリンギング成分の振幅
も抑制される。その結果スイッチング用トランジスタの
オン期間を制御用トランジスタで制御することによる出
力電圧（電流）の制御が広範囲に亘って安定的に行え
る。またスイッチング用トランジスタのターンオン時の
スイッチングロスも削減される。
【００３４】
【発明の実施の形態】以下、第１〜第１１の実施形態に
ついて、図を参照して順に説明する。これらの実施形態
のうち、請求項１〜請求項１０に対応するのは、第１・
第２・第３・第５・第６・第８・第９・第１１の実施形
態である。この発明の第１の実施形態に係る自励発振型
スイッチング電源装置の回路図を図３に示す。同図にお
いてトランジスタＱ３は図１および図２に示した電子ス
イッチ５に相当するトランジスタであり、帰還巻線Ｌｆ
の正帰還電圧によりオンする。ダイオードＤ３はコンデ
ンサＣ３の放電（逆充電）経路を確保するためのダイオ
ードである。また図中７は誤差増幅器であり、図１およ
び図２に示した外部電圧源３に相当する。この誤差増幅
器７は基準電圧源Ｖｒを基準電圧として、出力電圧の抵
抗Ｒ３，Ｒ４による分圧値を入力して、その差の電圧を
所定の増幅率で増幅した電圧信号を抵抗Ｒ６を介してト
ランジスタＱ３のコレクタに印加する。誤差増幅回路７
の非反転端子は抵抗Ｒ１１およびダイオードＤ９により
プルアップしている。このＲ１１とＤ９との間と接地と
の間にはリモートスイッチを設けている。また、誤差増
幅器７の出力と制御用トランジスタＱ２のベースとの間
にダイオードＤ１０、ツェナーダイオードＤＺ、および
抵抗Ｒ１２の直列回路を接続している。
ついて、図を参照して順に説明する。これらの実施形態
のうち、請求項１〜請求項１０に対応するのは、第１・
第２・第３・第５・第６・第８・第９・第１１の実施形
態である。この発明の第１の実施形態に係る自励発振型
スイッチング電源装置の回路図を図３に示す。同図にお
いてトランジスタＱ３は図１および図２に示した電子ス
イッチ５に相当するトランジスタであり、帰還巻線Ｌｆ
の正帰還電圧によりオンする。ダイオードＤ３はコンデ
ンサＣ３の放電（逆充電）経路を確保するためのダイオ
ードである。また図中７は誤差増幅器であり、図１およ
び図２に示した外部電圧源３に相当する。この誤差増幅
器７は基準電圧源Ｖｒを基準電圧として、出力電圧の抵
抗Ｒ３，Ｒ４による分圧値を入力して、その差の電圧を
所定の増幅率で増幅した電圧信号を抵抗Ｒ６を介してト
ランジスタＱ３のコレクタに印加する。誤差増幅回路７
の非反転端子は抵抗Ｒ１１およびダイオードＤ９により
プルアップしている。このＲ１１とＤ９との間と接地と
の間にはリモートスイッチを設けている。また、誤差増
幅器７の出力と制御用トランジスタＱ２のベースとの間
にダイオードＤ１０、ツェナーダイオードＤＺ、および
抵抗Ｒ１２の直列回路を接続している。
【００３５】図３に示した回路の動作は次のとおりであ
る。入力電源１から直流電圧が印加されると、起動抵抗
Ｒ１を介して微小な起動電流がスイッチング用トランジ
スタＱ１のベースに流れる。これによりＱ１のコレクタ
に電流が流れて、コレクタ−エミッタ間電圧が低下する
と、高圧トランスＴの１次巻線Ｌｐの端子間に電圧が印
加され、この電圧に比例した誘起電圧が帰還巻線Ｌｆに
発生する。この誘起電圧により、電流制限抵抗Ｒ２、ス
ピードアップコンデンサＣ２およびダイオードＤ２を介
してスイッチング用トランジスタＱ１のベースに正帰還
電流が供給され、Ｑ１がオン状態（飽和状態）に至る。
Ｑ１がオンすると、高圧トランスＴの１次巻線Ｌｐの端
子間に直流電圧が印加され、１次巻線Ｌｐに電流が流
れ、高圧トランスＴを励磁する。この時、同時に帰還巻
線Ｌｆに発生する誘起電圧は抵抗Ｒ５、トランジスタＱ
３のベース−エミッタを介してコンデンサＣ３を充電す
る。また、誤差増幅器７の出力電圧に応じて、抵抗Ｒ６
およびトランジスタＱ３のコレクタ−エミッタを介して
コンデンサＣ３に充電電流が流れる。このコンデンサＣ
３の充電電圧が制御用トランジスタＱ２のベース−エミ
ッタ間電圧のしきい値（約０．６Ｖ）に達すると、スイ
ッチング用トランジスタＱ１のベース−エミッタ間を短
絡するため、スイッチング用トランジスタＱ１のベース
電流が遮断され、Ｑ１は急激にオフする。スイッチング
用トランジスタＱ１がオフすると帰還巻線Ｌｆの誘起電
圧はスイッチング用トランジスタＱ１のベースを負電位
に逆バイアスする。同時に帰還巻線ＬｆはダイオードＤ
３および抵抗Ｒ５を介してコンデンサＣ３の電荷を強制
的に放電（逆充電）させるため、制御用トランジスタＱ
２のベースは負電位に逆バイアスされるため、スイッチ
ング用トランジスタＱ１のオフが持続する。スイッチン
グ用トランジスタＱ１がオフしている期間、高圧トラン
スＴは共振周波数で自由振動するため、帰還巻線にスイ
ッチング用トランジスタＱ１のベースを順バイアスする
方向に電圧が誘起され、スイッチング用トランジスタＱ
１が再びオンする。その後、上述したオン・オフ動作を
繰り返して発振が成長・継続する。
る。入力電源１から直流電圧が印加されると、起動抵抗
Ｒ１を介して微小な起動電流がスイッチング用トランジ
スタＱ１のベースに流れる。これによりＱ１のコレクタ
に電流が流れて、コレクタ−エミッタ間電圧が低下する
と、高圧トランスＴの１次巻線Ｌｐの端子間に電圧が印
加され、この電圧に比例した誘起電圧が帰還巻線Ｌｆに
発生する。この誘起電圧により、電流制限抵抗Ｒ２、ス
ピードアップコンデンサＣ２およびダイオードＤ２を介
してスイッチング用トランジスタＱ１のベースに正帰還
電流が供給され、Ｑ１がオン状態（飽和状態）に至る。
Ｑ１がオンすると、高圧トランスＴの１次巻線Ｌｐの端
子間に直流電圧が印加され、１次巻線Ｌｐに電流が流
れ、高圧トランスＴを励磁する。この時、同時に帰還巻
線Ｌｆに発生する誘起電圧は抵抗Ｒ５、トランジスタＱ
３のベース−エミッタを介してコンデンサＣ３を充電す
る。また、誤差増幅器７の出力電圧に応じて、抵抗Ｒ６
およびトランジスタＱ３のコレクタ−エミッタを介して
コンデンサＣ３に充電電流が流れる。このコンデンサＣ
３の充電電圧が制御用トランジスタＱ２のベース−エミ
ッタ間電圧のしきい値（約０．６Ｖ）に達すると、スイ
ッチング用トランジスタＱ１のベース−エミッタ間を短
絡するため、スイッチング用トランジスタＱ１のベース
電流が遮断され、Ｑ１は急激にオフする。スイッチング
用トランジスタＱ１がオフすると帰還巻線Ｌｆの誘起電
圧はスイッチング用トランジスタＱ１のベースを負電位
に逆バイアスする。同時に帰還巻線ＬｆはダイオードＤ
３および抵抗Ｒ５を介してコンデンサＣ３の電荷を強制
的に放電（逆充電）させるため、制御用トランジスタＱ
２のベースは負電位に逆バイアスされるため、スイッチ
ング用トランジスタＱ１のオフが持続する。スイッチン
グ用トランジスタＱ１がオフしている期間、高圧トラン
スＴは共振周波数で自由振動するため、帰還巻線にスイ
ッチング用トランジスタＱ１のベースを順バイアスする
方向に電圧が誘起され、スイッチング用トランジスタＱ
１が再びオンする。その後、上述したオン・オフ動作を
繰り返して発振が成長・継続する。
【００３６】今、出力電圧が増大した場合を考えると、
誤差増幅器７に対する非反転端子電圧が上昇するため、
それに応じてトランジスタＱ３のコレクタ電位が上昇す
る。その結果、抵抗Ｒ６およびトランジスタＱ３のコレ
クタ−エミッタを介してのコンデンサＣ３への充電電流
が増大する。したがって出力電圧が上昇するとコンデン
サＣ３の電圧上昇率が高まり、充電時間が短くなる。こ
れによりスイッチング用トランジスタＱ１のオン時間が
短くなる。すなわちスイッチング用トランジスタＱ１が
ターンオンして帰還巻線Ｌｆから正帰還信号が発生した
後、短時間に制御用トランジスタＱ２がオンして、スイ
ッチング用トランジスタＱ１がターンオフする。このス
イッチング用トランジスタＱ１のオフにより、帰還巻線
Ｌｆに負の誘起電圧が発生して、コンデンサＣ３の電荷
はダイオードＤ５、抵抗Ｒ５および帰還巻線Ｌｆを介し
て放電（逆充電）する。逆に出力電圧が低下した場合に
は、上述した動作と逆に作用して、充電時間が長くな
り、スイッチング用トランジスタＱ１のオン時間が長く
なる。このように抵抗Ｒ５、トランジスタＱ３、コンデ
ンサＣ３を含む時定数回路の充電時間を外部電圧源であ
る誤差増幅器７の出力電圧により制御するようにしたた
め、負荷電流が小さくなって、スイッチング用トランジ
スタＱ１のオン時間が短くなる場合でも、トランジスタ
Ｑ３が帰還巻線Ｌｆを短絡状態とすることがなく、コン
デンサＣ３の充電中も帰還巻線Ｌｆからスイッチング用
トランジスタＱ１のベースへ充分な正帰還電流を供給す
ることができる。これによって制御用トランジスタＱ２
のオンが先行することがなく、間欠動作に至らずに、ス
イッチング用トランジスタＱ１を飽和領域から不飽和領
域まで安定に動作させることができる。
誤差増幅器７に対する非反転端子電圧が上昇するため、
それに応じてトランジスタＱ３のコレクタ電位が上昇す
る。その結果、抵抗Ｒ６およびトランジスタＱ３のコレ
クタ−エミッタを介してのコンデンサＣ３への充電電流
が増大する。したがって出力電圧が上昇するとコンデン
サＣ３の電圧上昇率が高まり、充電時間が短くなる。こ
れによりスイッチング用トランジスタＱ１のオン時間が
短くなる。すなわちスイッチング用トランジスタＱ１が
ターンオンして帰還巻線Ｌｆから正帰還信号が発生した
後、短時間に制御用トランジスタＱ２がオンして、スイ
ッチング用トランジスタＱ１がターンオフする。このス
イッチング用トランジスタＱ１のオフにより、帰還巻線
Ｌｆに負の誘起電圧が発生して、コンデンサＣ３の電荷
はダイオードＤ５、抵抗Ｒ５および帰還巻線Ｌｆを介し
て放電（逆充電）する。逆に出力電圧が低下した場合に
は、上述した動作と逆に作用して、充電時間が長くな
り、スイッチング用トランジスタＱ１のオン時間が長く
なる。このように抵抗Ｒ５、トランジスタＱ３、コンデ
ンサＣ３を含む時定数回路の充電時間を外部電圧源であ
る誤差増幅器７の出力電圧により制御するようにしたた
め、負荷電流が小さくなって、スイッチング用トランジ
スタＱ１のオン時間が短くなる場合でも、トランジスタ
Ｑ３が帰還巻線Ｌｆを短絡状態とすることがなく、コン
デンサＣ３の充電中も帰還巻線Ｌｆからスイッチング用
トランジスタＱ１のベースへ充分な正帰還電流を供給す
ることができる。これによって制御用トランジスタＱ２
のオンが先行することがなく、間欠動作に至らずに、ス
イッチング用トランジスタＱ１を飽和領域から不飽和領
域まで安定に動作させることができる。
【００３７】また、図３において、リモートスイッチを
オフすると、誤差増幅器７の非反転端子はハイレベルに
プルアップされるため、誤差増幅器７の出力電圧は最大
電圧に保持される。これにより、ツェナーダイオードＤ
Ｚがオンして制御用トランジスタＱ２がオンし、スイッ
チング用トランジスタＱ１がオフし、その状態を保つ。
リモートスイッチをオンすると、ダイオードＤ９がオフ
して誤差増幅器７の非反転端子へのプルアップ状態が解
除され、誤差増幅器７の非反転端子の入力電圧は抵抗Ｒ
３，Ｒ４による電圧分圧値となる。この時、誤差増幅器
７の出力電圧は最大電圧から所定の制御電圧へ向かうた
め、スイッチング用トランジスタＱ１は最小オン時間か
ら動作を開始し、所定のオン時間にまで速やかに移行す
る。その結果、オーバーシュートを発生させることな
く、出力電圧は速やかに立ち上がる。これにより、安価
なリモート制御回路の構成で、オーバーシュートを伴わ
ずに急峻に起動させることが可能となる。
オフすると、誤差増幅器７の非反転端子はハイレベルに
プルアップされるため、誤差増幅器７の出力電圧は最大
電圧に保持される。これにより、ツェナーダイオードＤ
Ｚがオンして制御用トランジスタＱ２がオンし、スイッ
チング用トランジスタＱ１がオフし、その状態を保つ。
リモートスイッチをオンすると、ダイオードＤ９がオフ
して誤差増幅器７の非反転端子へのプルアップ状態が解
除され、誤差増幅器７の非反転端子の入力電圧は抵抗Ｒ
３，Ｒ４による電圧分圧値となる。この時、誤差増幅器
７の出力電圧は最大電圧から所定の制御電圧へ向かうた
め、スイッチング用トランジスタＱ１は最小オン時間か
ら動作を開始し、所定のオン時間にまで速やかに移行す
る。その結果、オーバーシュートを発生させることな
く、出力電圧は速やかに立ち上がる。これにより、安価
なリモート制御回路の構成で、オーバーシュートを伴わ
ずに急峻に起動させることが可能となる。
【００３８】次に、第２の実施形態に係る自励発振型ス
イッチング電源装置の回路を図４に示す。図３に示した
回路と異なる点は、時定数回路のコンデンサＣ３と制御
用トランジスタＱ２のベース間にダイオードＤ５を設け
た点である。なお、リモート制御回路については省略し
ている。このようにダイオードＤ５を設けたことによ
り、スイッチング用トランジスタＱ１のターンオフに伴
う帰還巻線Ｌｆからの制御用トランジスタＱ２に対する
逆バイアス電流が、このダイオードＤ５によって阻止さ
れる。そのため制御用トランジスタＱ２のキャリア蓄積
効果により高周波追従動作が防止され、スイッチング用
トランジスタＱ１の発振周波数の上限が制限される。し
たがって高圧トランスの洩れインダクタンスと分布容量
とで構成される直列共振周波数による高周波発振動作が
抑制される。その結果、間欠動作などの不安定な動作が
防止されて、出力電圧（電流）をより広範囲に亘って安
定して変化させることができるようになる。
イッチング電源装置の回路を図４に示す。図３に示した
回路と異なる点は、時定数回路のコンデンサＣ３と制御
用トランジスタＱ２のベース間にダイオードＤ５を設け
た点である。なお、リモート制御回路については省略し
ている。このようにダイオードＤ５を設けたことによ
り、スイッチング用トランジスタＱ１のターンオフに伴
う帰還巻線Ｌｆからの制御用トランジスタＱ２に対する
逆バイアス電流が、このダイオードＤ５によって阻止さ
れる。そのため制御用トランジスタＱ２のキャリア蓄積
効果により高周波追従動作が防止され、スイッチング用
トランジスタＱ１の発振周波数の上限が制限される。し
たがって高圧トランスの洩れインダクタンスと分布容量
とで構成される直列共振周波数による高周波発振動作が
抑制される。その結果、間欠動作などの不安定な動作が
防止されて、出力電圧（電流）をより広範囲に亘って安
定して変化させることができるようになる。
【００３９】図５は第３の実施形態に係る自励発振型ス
イッチング電源装置の構成を示す回路図である。図３に
示した回路と異なる点は、スイッチング用トランジスタ
Ｑ１のベース−エミッタ間に遅延用トランジスタＱ４を
設けるとともに、この遅延用トランジスタＱ４に対する
制御信号を発生する制御巻線Ｌｃおよびインピーダンス
回路８を設けた点である。制御巻線Ｌｃの誘起電圧の極
性は帰還巻線Ｌｆとは逆であり、スイッチング用トラン
ジスタＱ１のオフ期間に正電圧を発生し、電流制限抵抗
Ｒ７およびダイオードＤ４からなるインピーダンス回路
を介して遅延用トランジスタＱ４のベースエミッタ間に
順方向バイアスを印加する。その後、高圧トランスＴの
共振振動により、帰還巻線にスイッチング用トランジス
タＱ１にベースを順バイアスする方向に電圧が誘起さ
れ、スイッチング用トランジスタＱ１がターンオンしよ
うとするが、遅延用トランジスタＱ４に蓄積されたキャ
リアはダイオードＤ４により阻止されて引き抜かれない
ため、遅延用トランジスタＱ４は短時間オン状態を持続
し、スイッチング用トランジスタＱ１のターンオンタイ
ミングが短時間遅延される。その結果、間欠動作などの
不安定な動作が防止されて、出力電圧（電流）をより広
範囲に亘って安定して変化させることができるようにな
る。
イッチング電源装置の構成を示す回路図である。図３に
示した回路と異なる点は、スイッチング用トランジスタ
Ｑ１のベース−エミッタ間に遅延用トランジスタＱ４を
設けるとともに、この遅延用トランジスタＱ４に対する
制御信号を発生する制御巻線Ｌｃおよびインピーダンス
回路８を設けた点である。制御巻線Ｌｃの誘起電圧の極
性は帰還巻線Ｌｆとは逆であり、スイッチング用トラン
ジスタＱ１のオフ期間に正電圧を発生し、電流制限抵抗
Ｒ７およびダイオードＤ４からなるインピーダンス回路
を介して遅延用トランジスタＱ４のベースエミッタ間に
順方向バイアスを印加する。その後、高圧トランスＴの
共振振動により、帰還巻線にスイッチング用トランジス
タＱ１にベースを順バイアスする方向に電圧が誘起さ
れ、スイッチング用トランジスタＱ１がターンオンしよ
うとするが、遅延用トランジスタＱ４に蓄積されたキャ
リアはダイオードＤ４により阻止されて引き抜かれない
ため、遅延用トランジスタＱ４は短時間オン状態を持続
し、スイッチング用トランジスタＱ１のターンオンタイ
ミングが短時間遅延される。その結果、間欠動作などの
不安定な動作が防止されて、出力電圧（電流）をより広
範囲に亘って安定して変化させることができるようにな
る。
【００４０】次に、第４の実施形態に係る自励発振型ス
イッチング電源装置の構成を図６に示す。図５に示した
例と異なり、この例では、遅延用トランジスタＱ４をＰ
ＮＰトランジスタとし、インピーダンス回路８のダイオ
ードＤ４の極性を逆にして、制御巻線を用いないで同様
の作用効果を得るようにしている。このように構成する
ことによって、図５の場合と同様に、スイッチング用ト
ランジスタＱ１がターンオンしようとする際、遅延用ト
ランジスタＱ４に蓄積されたキャリアはダイオードＤ４
により阻止されて引き抜かれないため、遅延用トランジ
スタＱ４は短時間オン状態を持続し、スイッチング用ト
ランジスタＱ１のターンオンタイミングが短時間遅延さ
れる。その結果、間欠動作などの不安定な動作が防止さ
れて、出力電圧（電流）をより広範囲に亘って安定して
変化させることができるようになる。
イッチング電源装置の構成を図６に示す。図５に示した
例と異なり、この例では、遅延用トランジスタＱ４をＰ
ＮＰトランジスタとし、インピーダンス回路８のダイオ
ードＤ４の極性を逆にして、制御巻線を用いないで同様
の作用効果を得るようにしている。このように構成する
ことによって、図５の場合と同様に、スイッチング用ト
ランジスタＱ１がターンオンしようとする際、遅延用ト
ランジスタＱ４に蓄積されたキャリアはダイオードＤ４
により阻止されて引き抜かれないため、遅延用トランジ
スタＱ４は短時間オン状態を持続し、スイッチング用ト
ランジスタＱ１のターンオンタイミングが短時間遅延さ
れる。その結果、間欠動作などの不安定な動作が防止さ
れて、出力電圧（電流）をより広範囲に亘って安定して
変化させることができるようになる。
【００４１】次に、第５の実施形態に係る自励発振型ス
イッチング電源装置の構成を図７に示す。図５に示した
例と異なり、この例では、図５における遅延用トランジ
スタＱ４を用いないで同様の作用効果を得るようにして
いる。すなわち図７においては、インピーダンス回路８
を制御巻線Ｌｃと制御用トランジスタＱ２のベース間に
接続している。また、時定数回路４とＱ２のベースとの
間に逆流防止用ダイオードＤ７を挿入している。このよ
うに構成することによって、制御用トランジスタＱ２を
図５に示した遅延用トランジスタＱ４に兼用させること
ができる。
イッチング電源装置の構成を図７に示す。図５に示した
例と異なり、この例では、図５における遅延用トランジ
スタＱ４を用いないで同様の作用効果を得るようにして
いる。すなわち図７においては、インピーダンス回路８
を制御巻線Ｌｃと制御用トランジスタＱ２のベース間に
接続している。また、時定数回路４とＱ２のベースとの
間に逆流防止用ダイオードＤ７を挿入している。このよ
うに構成することによって、制御用トランジスタＱ２を
図５に示した遅延用トランジスタＱ４に兼用させること
ができる。
【００４２】次に、第６の実施形態に係る自励発振型ス
イッチング電源装置の構成を図８および図９を参照して
説明する。
イッチング電源装置の構成を図８および図９を参照して
説明する。
【００４３】図５に示したものと異なる点は、制御巻線
Ｌｃと遅延用トランジスタＱ４との間の回路の構成であ
る。この例では、回路９は抵抗Ｒ８とコンデンサＣ４か
らなる積分回路で遅延回路を構成している。図８におい
て、制御巻線Ｌｃは、スイッチング用トランジスタＱ１
のオン期間に遅延用トランジスタＱ４を逆バイアスし、
スイッチング用トランジスタＱ１のオフ期間に遅延用ト
ランジスタＱ４を順バイアスする極性となる向きに接続
している。遅延回路９は制御巻線Ｌｃの誘起電圧を抵抗
Ｒ８とコンデンサＣ４で積分するため、コンデンサＣ４
の両端電圧は制御巻線Ｌｃの誘起電圧に対して位相が約
９０°遅れ、振幅は抵抗Ｒ８とコンデンサＣ４の値で決
定されるゲインにて減衰する電圧波形となる。ここでス
イッチング用トランジスタＱ１のコレクタ−エミッタ間
電圧をＶｃｅ、帰還巻線Ｌｆの誘起電圧をＶLf、制御巻
線Ｌｃの誘起電圧をＶLc、コンデンサＣ４の両端電圧を
Ｖｃとすると、各々の電圧波形は図９のようになる。こ
のように遅延用トランジスタＱ４のベースには、図９の
Ｖｃで示すように、帰還巻線Ｌｆに誘起される電圧ＶLf
に対して位相の遅れた電圧が印加されるため、帰還巻線
Ｌｆにスイッチング用トランジスタＱ１のオンを促進さ
せる正帰還電圧が誘起されても、コンデンサＣ４の両端
電圧が遅延用トランジスタＱ４のしきい値電圧（約０．
６Ｖ）を下回るまで、遅延用トランジスタＱ４はスイッ
チング用トランジスタＱ１のベース−エミッタ間を短絡
し続ける。したがってスイッチング用トランジスタＱ１
のターンオン時に、共振振動によりＶｃｅがほぼ０Ｖと
なった後に正帰還電流が供給されるように、スイッチン
グ用トランジスタＱ１のターンオンを遅延させることに
よって、スイッチング用トランジスタＱ１のコレクタに
初期的に流れる過大電流が抑制される。その結果、スイ
ッチングロスが大幅に削減される。また、Ｑ１のオン期
間にＱ１のコレクタ電流に重畳されるリンギング成分の
振幅が抑制されるため、検出された出力電圧に対するス
イッチング用トランジスタのオン時間の制御が適正にな
される。
Ｌｃと遅延用トランジスタＱ４との間の回路の構成であ
る。この例では、回路９は抵抗Ｒ８とコンデンサＣ４か
らなる積分回路で遅延回路を構成している。図８におい
て、制御巻線Ｌｃは、スイッチング用トランジスタＱ１
のオン期間に遅延用トランジスタＱ４を逆バイアスし、
スイッチング用トランジスタＱ１のオフ期間に遅延用ト
ランジスタＱ４を順バイアスする極性となる向きに接続
している。遅延回路９は制御巻線Ｌｃの誘起電圧を抵抗
Ｒ８とコンデンサＣ４で積分するため、コンデンサＣ４
の両端電圧は制御巻線Ｌｃの誘起電圧に対して位相が約
９０°遅れ、振幅は抵抗Ｒ８とコンデンサＣ４の値で決
定されるゲインにて減衰する電圧波形となる。ここでス
イッチング用トランジスタＱ１のコレクタ−エミッタ間
電圧をＶｃｅ、帰還巻線Ｌｆの誘起電圧をＶLf、制御巻
線Ｌｃの誘起電圧をＶLc、コンデンサＣ４の両端電圧を
Ｖｃとすると、各々の電圧波形は図９のようになる。こ
のように遅延用トランジスタＱ４のベースには、図９の
Ｖｃで示すように、帰還巻線Ｌｆに誘起される電圧ＶLf
に対して位相の遅れた電圧が印加されるため、帰還巻線
Ｌｆにスイッチング用トランジスタＱ１のオンを促進さ
せる正帰還電圧が誘起されても、コンデンサＣ４の両端
電圧が遅延用トランジスタＱ４のしきい値電圧（約０．
６Ｖ）を下回るまで、遅延用トランジスタＱ４はスイッ
チング用トランジスタＱ１のベース−エミッタ間を短絡
し続ける。したがってスイッチング用トランジスタＱ１
のターンオン時に、共振振動によりＶｃｅがほぼ０Ｖと
なった後に正帰還電流が供給されるように、スイッチン
グ用トランジスタＱ１のターンオンを遅延させることに
よって、スイッチング用トランジスタＱ１のコレクタに
初期的に流れる過大電流が抑制される。その結果、スイ
ッチングロスが大幅に削減される。また、Ｑ１のオン期
間にＱ１のコレクタ電流に重畳されるリンギング成分の
振幅が抑制されるため、検出された出力電圧に対するス
イッチング用トランジスタのオン時間の制御が適正にな
される。
【００４４】図１０は第７の実施形態に係る自励発振型
スイッチング電源装置の回路図である。図８に示した回
路と異なる点は、遅延用トランジスタＱ４をＰＮＰトラ
ンジスタとして、制御巻線を用いないで同様の作用を得
るようにしている。図１０において、コンデンサＣ４に
はスイッチング用トランジスタＱ１のオン期間に遅延用
トランジスタＱ４を逆バイアスし、スイッチング用トラ
ンジスタＱ１のオフ期間に遅延用トランジスタＱ４を順
バイアスする方向に充電されるため、スイッチング用ト
ランジスタＱ１のターンオンが遅延し、スイッチング用
トランジスタＱ１のコレクタに初期的に流れる過大電流
が抑制される。その結果、スイッチングロスが大幅に削
減される。また、Ｑ１のオン期間にＱ１のコレクタ電流
に重畳されるリンギング成分の振幅が抑制されるため、
検出された出力電圧に対するスイッチング用トランジス
タのオン時間の制御が適正になされる。
スイッチング電源装置の回路図である。図８に示した回
路と異なる点は、遅延用トランジスタＱ４をＰＮＰトラ
ンジスタとして、制御巻線を用いないで同様の作用を得
るようにしている。図１０において、コンデンサＣ４に
はスイッチング用トランジスタＱ１のオン期間に遅延用
トランジスタＱ４を逆バイアスし、スイッチング用トラ
ンジスタＱ１のオフ期間に遅延用トランジスタＱ４を順
バイアスする方向に充電されるため、スイッチング用ト
ランジスタＱ１のターンオンが遅延し、スイッチング用
トランジスタＱ１のコレクタに初期的に流れる過大電流
が抑制される。その結果、スイッチングロスが大幅に削
減される。また、Ｑ１のオン期間にＱ１のコレクタ電流
に重畳されるリンギング成分の振幅が抑制されるため、
検出された出力電圧に対するスイッチング用トランジス
タのオン時間の制御が適正になされる。
【００４５】図１１は第８の実施形態に係る自励発振型
スイッチング電源装置の回路図である。図８に示した回
路と異なる点は、図８における遅延用トランジスタＱ４
を用いないで同様の作用効果を得る点である。すなわち
図１１において、積分回路からなる遅延回路９の出力を
逆流防止ダイオードＤ６を介して制御用トランジスタＱ
２のベースに接続している。また、時定数回路とＱ２の
ベース間に逆流防止ダイオードＤ７を挿入している。こ
の構成によれば、制御用トランジスタＱ２を図８に示し
た遅延用トランジスタＱ４に兼用させることができる。
スイッチング電源装置の回路図である。図８に示した回
路と異なる点は、図８における遅延用トランジスタＱ４
を用いないで同様の作用効果を得る点である。すなわち
図１１において、積分回路からなる遅延回路９の出力を
逆流防止ダイオードＤ６を介して制御用トランジスタＱ
２のベースに接続している。また、時定数回路とＱ２の
ベース間に逆流防止ダイオードＤ７を挿入している。こ
の構成によれば、制御用トランジスタＱ２を図８に示し
た遅延用トランジスタＱ４に兼用させることができる。
【００４６】次に、第９の実施形態に係る自励発振型ス
イッチング電源装置の構成を図１２および図１３を参照
して説明する。
イッチング電源装置の構成を図１２および図１３を参照
して説明する。
【００４７】図１２はその回路図であり、図８に示した
回路と異なる点は、制御巻線Ｌｃと遅延用トランジスタ
Ｑ４との間の回路の構成である。図１２においてはコン
デンサＣ５、ダイオードＤ８および抵抗Ｒ９からバイア
ス電圧発生回路１０を構成している。ここでスイッチン
グ用トランジスタＱ１のコレクタ−エミッタ間電圧をＶ
ｃｅ、帰還巻線Ｌｆの誘起電圧をＶLf、制御巻線Ｌｃの
誘起電圧をＶLc、ダイオードＤ８のカソード電位をＶｄ
で表せば、各電圧波形は図１３に示すようなものとな
る。遅延用トランジスタＱ４のベースには、図１３のＶ
ｄに示すように、制御巻線の誘起電圧ＶLcにコンデンサ
Ｃ５の両端電圧（Ｖｓｆ）を重畳した電圧が印加される
ため、帰還巻線Ｌｆにスイッチング用トランジスタＱ１
のオンを促進させる正帰還電圧が誘起されても、ダイオ
ードＤ８のカソード電位が遅延用トランジスタＱ４のし
きい値電圧（約０．６Ｖ）を下回るまで、遅延用トラン
ジスタＱ４はスイッチング用トランジスタＱ１のベース
−エミッタ間を短絡し続ける。これにより、スイッチン
グ用トランジスタＱ１のターンオン時に、共振振動によ
りＶｃｅがほぼ０Ｖとなった後に正帰還電流が供給され
るように、スイッチング用トランジスタＱ１のターンオ
ンを短時間遅延させることによって、スイッチング用ト
ランジスタＱ１のコレクタに初期的に流れる過大電流が
抑制される。その結果、スイッチングロスが大幅に削減
される。また、Ｑ１のオン期間にＱ１のコレクタ電流に
重畳されるリンギング成分の振幅が抑制されるため、検
出された出力電圧に対するスイッチング用トランジスタ
のオン時間の制御が適正になされる。
回路と異なる点は、制御巻線Ｌｃと遅延用トランジスタ
Ｑ４との間の回路の構成である。図１２においてはコン
デンサＣ５、ダイオードＤ８および抵抗Ｒ９からバイア
ス電圧発生回路１０を構成している。ここでスイッチン
グ用トランジスタＱ１のコレクタ−エミッタ間電圧をＶ
ｃｅ、帰還巻線Ｌｆの誘起電圧をＶLf、制御巻線Ｌｃの
誘起電圧をＶLc、ダイオードＤ８のカソード電位をＶｄ
で表せば、各電圧波形は図１３に示すようなものとな
る。遅延用トランジスタＱ４のベースには、図１３のＶ
ｄに示すように、制御巻線の誘起電圧ＶLcにコンデンサ
Ｃ５の両端電圧（Ｖｓｆ）を重畳した電圧が印加される
ため、帰還巻線Ｌｆにスイッチング用トランジスタＱ１
のオンを促進させる正帰還電圧が誘起されても、ダイオ
ードＤ８のカソード電位が遅延用トランジスタＱ４のし
きい値電圧（約０．６Ｖ）を下回るまで、遅延用トラン
ジスタＱ４はスイッチング用トランジスタＱ１のベース
−エミッタ間を短絡し続ける。これにより、スイッチン
グ用トランジスタＱ１のターンオン時に、共振振動によ
りＶｃｅがほぼ０Ｖとなった後に正帰還電流が供給され
るように、スイッチング用トランジスタＱ１のターンオ
ンを短時間遅延させることによって、スイッチング用ト
ランジスタＱ１のコレクタに初期的に流れる過大電流が
抑制される。その結果、スイッチングロスが大幅に削減
される。また、Ｑ１のオン期間にＱ１のコレクタ電流に
重畳されるリンギング成分の振幅が抑制されるため、検
出された出力電圧に対するスイッチング用トランジスタ
のオン時間の制御が適正になされる。
【００４８】次に、第１０の実施形態に係る自励発振型
スイッチング電源装置の構成を図１４に示す。図１２に
示した例と異なり、この例では、遅延用トランジスタＱ
４をＰＮＰトランジスタとし、バイアス電圧発生回路１
０のダイオードＤ８の極性を逆にして、制御巻線を用い
ないで同様の作用効果を得るようにしている。図１４に
示すように、バイアス電圧発生回路１０の発生するバイ
アス電圧の極性は図１２の場合と逆である。このように
構成することによって、図１２の場合と同様に、スイッ
チング用トランジスタＱ１のターンオンが短時間遅延
し、スイッチング用トランジスタＱ１のコレクタに初期
的に流れる過大電流が抑制される。その結果、スイッチ
ングロスが大幅に削減される。また、Ｑ１のオン期間に
Ｑ１のコレクタ電流に重畳されるリンギング成分の振幅
が抑制されるため、検出された出力電圧に対するスイッ
チング用トランジスタのオン時間の制御が適正になされ
る。
スイッチング電源装置の構成を図１４に示す。図１２に
示した例と異なり、この例では、遅延用トランジスタＱ
４をＰＮＰトランジスタとし、バイアス電圧発生回路１
０のダイオードＤ８の極性を逆にして、制御巻線を用い
ないで同様の作用効果を得るようにしている。図１４に
示すように、バイアス電圧発生回路１０の発生するバイ
アス電圧の極性は図１２の場合と逆である。このように
構成することによって、図１２の場合と同様に、スイッ
チング用トランジスタＱ１のターンオンが短時間遅延
し、スイッチング用トランジスタＱ１のコレクタに初期
的に流れる過大電流が抑制される。その結果、スイッチ
ングロスが大幅に削減される。また、Ｑ１のオン期間に
Ｑ１のコレクタ電流に重畳されるリンギング成分の振幅
が抑制されるため、検出された出力電圧に対するスイッ
チング用トランジスタのオン時間の制御が適正になされ
る。
【００４９】次に、第１１の実施形態に係る自励発振型
スイッチング電源装置の構成を図１５に示す。図１２に
示した例と異なり、この例では、遅延用トランジスタＱ
４を用いないで同様の作用効果を得るようにしている。
すなわち図１５においては、バイアス電圧発生回路１０
の出力を逆流防止ダイオードＤ６を介して制御用トラン
ジスタＱ２のベースに接続している。また、時定数回路
とＱ２のベースとの間に逆流防止ダイオードＤ７を挿入
している。この構成によれば、制御用トランジスタＱ２
を図１２に示した遅延用トランジスタＱ４に兼用させる
ことができる。
スイッチング電源装置の構成を図１５に示す。図１２に
示した例と異なり、この例では、遅延用トランジスタＱ
４を用いないで同様の作用効果を得るようにしている。
すなわち図１５においては、バイアス電圧発生回路１０
の出力を逆流防止ダイオードＤ６を介して制御用トラン
ジスタＱ２のベースに接続している。また、時定数回路
とＱ２のベースとの間に逆流防止ダイオードＤ７を挿入
している。この構成によれば、制御用トランジスタＱ２
を図１２に示した遅延用トランジスタＱ４に兼用させる
ことができる。
【００５０】なお、各実施形態に示した、電子スイッチ
としてのトランジスタＱ３部分は、単体のトランジスタ
に代えて、フォトカプラのフォトトランジスタを用いて
よい。たとえば図３において、Ｑ３をフォトカプラのフ
ォトトランジスタに置換し、そのフォトカプラの発光ダ
イオードのアノードを抵抗Ｒ５とダイオードＤ３との接
続部に接続し、カソードをコンデンサＣ３の両端のいず
れかの接続部に接続すればよい。
としてのトランジスタＱ３部分は、単体のトランジスタ
に代えて、フォトカプラのフォトトランジスタを用いて
よい。たとえば図３において、Ｑ３をフォトカプラのフ
ォトトランジスタに置換し、そのフォトカプラの発光ダ
イオードのアノードを抵抗Ｒ５とダイオードＤ３との接
続部に接続し、カソードをコンデンサＣ３の両端のいず
れかの接続部に接続すればよい。
【００５１】また、各実施形態に示した、時定数回路の
抵抗Ｒ５に並列にコンデンサを接続すれば、帰還巻線Ｌ
ｆからの正帰還電圧信号が高周波であっても、トランジ
スタＱ３を駆動することができるため、出力制御範囲を
さらに拡大することができる。
抵抗Ｒ５に並列にコンデンサを接続すれば、帰還巻線Ｌ
ｆからの正帰還電圧信号が高周波であっても、トランジ
スタＱ３を駆動することができるため、出力制御範囲を
さらに拡大することができる。
【００５２】また、各実施形態に示した、誤差増幅器７
からの充電経路にある抵抗Ｒ６を抵抗とツェナーダイオ
ードの直列回路に置換した場合、ツェナー電圧付近では
可変インピーダンス素子として作用するため、充電時間
を長くする場合に、誤差増幅器の出力による充電電流を
限りなく抑えることができ、出力制御範囲をさらに拡大
することができる。
からの充電経路にある抵抗Ｒ６を抵抗とツェナーダイオ
ードの直列回路に置換した場合、ツェナー電圧付近では
可変インピーダンス素子として作用するため、充電時間
を長くする場合に、誤差増幅器の出力による充電電流を
限りなく抑えることができ、出力制御範囲をさらに拡大
することができる。
【００５３】また、上記各図において示した遅延用トラ
ンジスタＱ４部分は、単体のトランジスタに代えて、フ
ォトカプラのフォトトランジスタを用いてもよい。たと
えば図５において、Ｑ４をフォトカプラのフォトトラン
ジスタに置換し、そのフォトカプラの発光ダイオードの
アノードをインピーダンス回路８の出力に接続し、カソ
ードをフォトトランジスタのエミッタに接続すればよ
い。
ンジスタＱ４部分は、単体のトランジスタに代えて、フ
ォトカプラのフォトトランジスタを用いてもよい。たと
えば図５において、Ｑ４をフォトカプラのフォトトラン
ジスタに置換し、そのフォトカプラの発光ダイオードの
アノードをインピーダンス回路８の出力に接続し、カソ
ードをフォトトランジスタのエミッタに接続すればよ
い。
【００５４】また、各実施形態では、各トランジスタと
してバイポーラ型のトランジスタを用いたが、各トラン
ジスタをそれぞれユニポーラ型のトランジスタとしても
よい。
してバイポーラ型のトランジスタを用いたが、各トラン
ジスタをそれぞれユニポーラ型のトランジスタとしても
よい。
【００５５】また、各実施形態では、制御用トランジス
タＱ２に対して制御信号を出力する時定数回路を帰還巻
線間に接続したが、帰還巻線と同極性の制御巻線を設
け、その制御巻線間に時定数回路を接続して動作させた
場合においても同様の作用効果が得られる。
タＱ２に対して制御信号を出力する時定数回路を帰還巻
線間に接続したが、帰還巻線と同極性の制御巻線を設
け、その制御巻線間に時定数回路を接続して動作させた
場合においても同様の作用効果が得られる。
【００５６】また、帰還巻線と逆極性の制御巻線を設
け、その制御巻線間に時定数回路を接続するとともに、
制御用トランジスタＱ２としてＰＮＰトランジスタを用
いた場合においても同様の作用効果が得られる。
け、その制御巻線間に時定数回路を接続するとともに、
制御用トランジスタＱ２としてＰＮＰトランジスタを用
いた場合においても同様の作用効果が得られる。
【００５７】また、各実施形態では定電圧を出力する電
源回路を示したが、出力電流を検出してフィードバック
制御する回路構成とすることによって、定電流を出力す
る電源回路にも、本願発明は同様に適用できる。
源回路を示したが、出力電流を検出してフィードバック
制御する回路構成とすることによって、定電流を出力す
る電源回路にも、本願発明は同様に適用できる。
【００５８】
【発明の効果】請求項１〜３に記載の発明によれば、ス
イッチング用トランジスタのオン時間を短くするために
時定数回路の充電時間を短くする場合に、外部電圧源か
らの電圧印加によって充電を行うため、帰還巻線からス
イッチング用トランジスタへの正帰還信号の供給の遅れ
による、制御用トランジスタの先行動作がなく、間欠発
振動作等の不安定な動作が生じることがない。
イッチング用トランジスタのオン時間を短くするために
時定数回路の充電時間を短くする場合に、外部電圧源か
らの電圧印加によって充電を行うため、帰還巻線からス
イッチング用トランジスタへの正帰還信号の供給の遅れ
による、制御用トランジスタの先行動作がなく、間欠発
振動作等の不安定な動作が生じることがない。
【００５９】請求項４に記載の発明によれば、制御用ト
ランジスタの逆バイアスが阻止されて、その制御用トラ
ンジスタの高周波応答性が低下し、スイッチング用トラ
ンジスタの高周波発振動作が防止されるため、広範囲に
わたって出力電圧（電流）を安定した状態で変化させる
ことができ、またスイッチング用トランジスタの高周波
発振状態によるスイッチングロスの増大も防止される。
ランジスタの逆バイアスが阻止されて、その制御用トラ
ンジスタの高周波応答性が低下し、スイッチング用トラ
ンジスタの高周波発振動作が防止されるため、広範囲に
わたって出力電圧（電流）を安定した状態で変化させる
ことができ、またスイッチング用トランジスタの高周波
発振状態によるスイッチングロスの増大も防止される。
【００６０】請求項５，６，７，８，９，１０に記載の
発明によれば、スイッチング用トランジスタを、スイッ
チング用トランジスタに対する印加電圧が低くなった時
点でオンさせることができ、これにより高圧トランスの
１次巻線間容量を充電する過大な電流を抑えて、オン期
間にスイッチング用トランジスタに流れるリンギング成
分の振幅を抑制することができる。その結果スイッチン
グ用トランジスタのオン期間を制御用トランジスタで制
御することによる出力電圧（電流）の制御が広範囲に亘
って安定的に行える。またスイッチング用トランジスタ
のターンオン時のスイッチングロスも削減できる。
発明によれば、スイッチング用トランジスタを、スイッ
チング用トランジスタに対する印加電圧が低くなった時
点でオンさせることができ、これにより高圧トランスの
１次巻線間容量を充電する過大な電流を抑えて、オン期
間にスイッチング用トランジスタに流れるリンギング成
分の振幅を抑制することができる。その結果スイッチン
グ用トランジスタのオン期間を制御用トランジスタで制
御することによる出力電圧（電流）の制御が広範囲に亘
って安定的に行える。またスイッチング用トランジスタ
のターンオン時のスイッチングロスも削減できる。
【図１】請求項１に記載の自励発振型スイッチング電源
装置の構成例を示す回路図である。
装置の構成例を示す回路図である。
【図２】請求項２に記載の自励発振型スイッチング電源
装置の構成例を示す回路図である。
装置の構成例を示す回路図である。
【図３】第１の実施形態に係る自励発振型スイッチング
電源装置の回路図である。
電源装置の回路図である。
【図４】第２の実施形態に係る自励発振型スイッチング
電源装置の回路図である。
電源装置の回路図である。
【図５】第３の実施形態に係る自励発振型スイッチング
電源装置の回路図である。
電源装置の回路図である。
【図６】第４の実施形態に係る自励発振型スイッチング
電源装置の回路図である。
電源装置の回路図である。
【図７】第５の実施形態に係る自励発振型スイッチング
電源装置の回路図である。
電源装置の回路図である。
【図８】第６の実施形態に係る自励発振型スイッチング
電源装置の回路図である。
電源装置の回路図である。
【図９】図８各部の電圧波形図である。
【図１０】第７の実施形態に係る自励発振型スイッチン
グ電源装置の回路図である。
グ電源装置の回路図である。
【図１１】第８の実施形態に係る自励発振型スイッチン
グ電源装置の回路図である。
グ電源装置の回路図である。
【図１２】第９の実施形態に係る自励発振型スイッチン
グ電源装置の回路図である。
グ電源装置の回路図である。
【図１３】図１２各部の電圧波形図である。
【図１４】第１０の実施形態に係る自励発振型スイッチ
ング電源装置の回路図である。
ング電源装置の回路図である。
【図１５】第１１の実施形態に係る自励発振型スイッチ
ング電源装置の回路図である。
ング電源装置の回路図である。
【図１６】従来の自励発振型スイッチング電源装置の回
路図である。
路図である。
【図１７】トランス部分の回路図である。
【図１８】スイッチング用トランジスタのコレクタ−エ
ミッタ間電圧の、負荷変動に伴う波形の変化を示す図で
ある。
ミッタ間電圧の、負荷変動に伴う波形の変化を示す図で
ある。
【図１９】トランスおよびスイッチング用トランジスタ
部分の等価回路図である。
部分の等価回路図である。
【図２０】スイッチング用トランジスタのオン期間の変
動に伴うコレクタ−エミッタ間電圧の波形の変化を示す
図である。
動に伴うコレクタ−エミッタ間電圧の波形の変化を示す
図である。
【図２１】図１９における各部の電圧電流波形を示す図
である。
である。
【図２２】図１９における各部の電圧電流波形を示す図
である。
である。
【図２３】従来の高圧スイッチング電源装置の構成を示
す図である。
す図である。
１−入力電源 ２−整流平滑回路 ３−外部電圧源 ４−時定数回路 ５−電子スイッチ ７−誤差増幅器 ８−インピーダンス回路 ９−遅延回路 １０−バイアス電圧発生回路 １１−直流電源回路 １２−可変シャントレギュレータ Ｑ１−スイッチング用トランジスタ Ｑ２−制御用トランジスタ Ｑ３−トランジスタ Ｑ４−遅延用トランジスタ Ｔ−トランス（高圧トランス） Ｌｐ−１次巻線 Ｌｓ−２次巻線 Ｌｆ−帰還巻線 Ｌｃ−制御巻線 Ｒ１−起動抵抗 Ｒ２−電流制限抵抗 （Ｒ３，Ｒ４）−分圧抵抗 Ｒ７−電流制限抵抗 Ｄ１−整流ダイオード Ｄ４，Ｄ５−逆バイアス阻止用ダイオード Ｄ６，Ｄ７−逆流防止ダイオード Ｃ１−平滑コンデンサ Ｃ２−スピードアップコンデンサ Ｖｒ−基準電圧源 ＡＣ−交流入力電源 ＰＣ−フォトカプラ Ｃｓ，Ｃｐｓ−分布容量 Ｃｐｐ−１次換算分布容量
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭63−87170（ＪＰ，Ａ) 特開 昭58−6071（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−114470（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−49855（ＪＰ，Ａ) 特開 平９−65654（ＪＰ，Ａ) 実開 昭57−95081（ＪＰ，Ｕ) 実開 平４−76189（ＪＰ，Ｕ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 3/338 H02M 3/28
Claims (10)
- 【請求項１】 １次巻線、２次巻線および帰還巻線を有
するトランスと、前記１次巻線の電流を断続するスイッ
チング用トランジスタと、該スイッチング用トランジス
タに対する前記帰還巻線からの正帰還信号を制御する制
御用トランジスタと、前記帰還巻線の起電圧を所定時定
数で充電するとともに、前記制御用トランジスタに対し
て制御電圧を与える時定数回路とを備えてなる自励発振
型スイッチング電源装置において、前 記帰還巻線からの正帰還信号により開閉する電子スイ
ッチを設け、出力電圧検出信号の上昇にともなって、前
記時定数回路の充電時間が短くなるように前記時定数回
路への印加電圧を変化させ、前記出力電圧検出信号の低
下にともなって、前記時定数回路の充電時間が長くなる
ように前記時定数回路への印加電圧を変化させる外部電
圧源を前記電子スイッチを介して前記時定数回路に接続
したことを特徴とする自励発振型スイッチング電源装
置。 - 【請求項２】 前記時定数回路を、抵抗とコンデンサの
直列回路を含み、前記コンデンサの充電電圧を前記制御
用トランジスタに対する制御電圧として出力する回路と
して構成するとともに、前記電子スイッチを前記外部電
圧源と前記コンデンサとの間に設けたことを特徴とする
請求項１に記載の自励発振型スイッチング電源装置。 - 【請求項３】 前記電子スイッチは前記帰還巻線の正帰
還電圧によりオンするトランジスタで構成するととも
に、該トランジスタのオフ時に前記コンデンサの電荷を
前記帰還巻線へ放電させるダイオードを設けたことを特
徴とする請求項２に記載の自励発振型スイッチング電源
装置。 - 【請求項４】 前記制御用トランジスタに対する制御電
圧入力部と前記時定数回路との間に、前記帰還巻線から
前記制御用トランジスタへの逆バイアスを阻止するイン
ピーダンス回路を設けたことを特徴とする請求項１〜３
のうちいずれか１項に記載の自励発振型スイッチング電
源装置。 - 【請求項５】 前記トランスは制御巻線を有し、前記ス
イッチング用トランジスタに対する制御信号入力部に該
スイッチング用トランジスタのターンオン遅延用のトラ
ンジスタを設け、該遅延用トランジスタに対する制御電
圧入力部と前記制御巻線との間に、前記制御巻線から前
記遅延用トランジスタへの逆バイアスを阻止するインピ
ーダンス回路を設けたことを特徴とする請求項１〜４の
うちいずれかに記載の自励発振型スイッチング電源装
置。 - 【請求項６】 前記トランスは制御巻線を有し、前記制
御用トランジスタに対する制御電圧入力部と前記制御巻
線との間に、前記制御巻線から前記制御用トランジスタ
への逆バイアスを阻止するインピーダンス回路を設けた
ことを特徴とする請求項１〜４のうちいずれかに記載の
自励発振型スイッチング電源装置。 - 【請求項７】 前記トランスは制御巻線を有し、前記ス
イッチング用トランジスタに対する制御信号入力部に該
スイッチング用トランジスタのターンオン遅延用のトラ
ンジスタを設け、前記制御巻線の正帰還信号を一定時定
数で遅延させ、該遅延信号を前記遅延用トランジスタに
対する制御信号として与える遅延回路を設けたことを特
徴とする請求項１〜４のうちいずれかに記載の自励発振
型スイッチング電源装置。 - 【請求項８】 前記トランスは制御巻線を有し、前記制
御巻線の正帰還信号を一定時定数で遅延させ、該遅延信
号を前記制御用トランジスタに対する制御信号として与
える遅延回路を設けたことを特徴とする請求項１〜４の
うちいずれかに記載の自励発振型スイッチング電源装
置。 - 【請求項９】 前記トランスは制御巻線を有し、前記ス
イッチング用トランジスタに対する制御信号入力部に該
スイッチング用トランジスタのターンオン遅延用のトラ
ンジスタを設け、該遅延用トランジスタに対する制御電
圧入力部と前記制御巻線との間に、前記制御巻線の起電
圧によって充電されて、前記遅延用トランジスタに対す
る制御電圧に直流バイアスをかけるバイアス電圧発生回
路を設けたことを特徴とする請求項１〜４のうちいずれ
かに記載の自励発振型スイッチング電源装置。 - 【請求項１０】 前記トランスは制御巻線を有し、前記
制御用トランジスタに対する制御電圧入力部と前記制御
巻線との間に、前記制御巻線の起電圧によって充電され
て、前記制御用トランジスタに対する制御電圧に直流バ
イアスをかけるバイアス電圧発生回路を設けたことを特
徴とする請求項１〜４のうちいずれかに記載の自励発振
型スイッチング電源装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP28581097A JP3175663B2 (ja) | 1997-10-17 | 1997-10-17 | 自励発振型スイッチング電源装置 |
| US09/170,846 US6038143A (en) | 1997-10-17 | 1998-10-13 | Self-oscillation type switching power supply having time constant circuit electronic switch an external voltage and having charging time variable in response to output voltage |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP28581097A JP3175663B2 (ja) | 1997-10-17 | 1997-10-17 | 自励発振型スイッチング電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11122925A JPH11122925A (ja) | 1999-04-30 |
| JP3175663B2 true JP3175663B2 (ja) | 2001-06-11 |
Family
ID=17696388
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP28581097A Expired - Lifetime JP3175663B2 (ja) | 1997-10-17 | 1997-10-17 | 自励発振型スイッチング電源装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6038143A (ja) |
| JP (1) | JP3175663B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR102593958B1 (ko) | 2021-07-20 | 2023-10-26 | 윤태웅 | 줄 꼬임 방지 줄조명 보관함 |
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