JPH02280664A - リンギングチョークコンバータ電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〈産業上の利用分野〉 本発明はリンギングチョークコンバータ（以下、ＲＣＣ
（ｒｉａｎｉｎａ　ｃｈｏｋｅ　ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）
という）を源装置に係り、特に出力電圧の安定化やスイ
ッチング動作周波数の改良に関する。

〈従来の技術〉 リンギングチョークコンバータ電源装置は、例えば「ト
ランジスタ技術、　１９８７年７月号４１９頁に記載さ
れていて公知である。第９図はＲＣＣ’＄源の具体的な
回路図である。以下−スイッチング素子としてＮＰＮ）
ランジスタを用いて説明をする。

尚、この場合は入力端子がコレクタ端子、出力端子がエ
ミッタ端子、制御端子がベース端子に相当しているが、
他の種類のスイッチング素子、例えばＰＮＰトランジス
タの場合は入力端子がエミッタ端子、出力端子がコレク
タ端子、制御端子がベース端子に相当し、Ｆ　Ｅ　Ｔの
場合も同様である。

図中、トランスには一次巻線ＮＰ、電圧検出巻線Ｎ、及
び二次巻線Ｎｓが設けられており、コイルに付された・
印は陽極側を示している。スイッチング用の主トランジ
スタＱは一次巻線ＮＦの陰極側がコレクタ端子に接続さ
れ、ベース端子には制御入力が接続されている。起動抵
抗Ｒｇは一次巻線ＮＰの陽極端子と主トランジスタＱの
ベース端子との間に装着される。

帰還用ダイオードＤＢとゼナーダイオードＤＺは定電圧
回路とするための間接帰還路である。接続状態を説明す
ると、電圧検出巻線Ｎ、の陽極端子に帰還用ダイオード
ＤＢが接続され、この帰還用ダイオードＤＢと直列に接
続されるゼナーダイオードＤＺとよりなる。帰還ダイオ
ードＤＢのカソード側は電流制限抵抗Ｒｂを介して主ト
ランジスタＱのベース端子に接続されると共に、電圧検
出巻線Ｎ日の陽極側にも接続されている。また、ゼナー
ダイオードＤＺのカソードは主トランジスタＱのベース
端子と接続されてる。この帰還用ダイオードＤＢとゼナ
ーダイオードＤＺとの接続点に接続されたコンデンサＣ
ａは、他端が電圧基準線に接続されている。ゼナーダイ
オードＤＺは定電圧源として作用し、言わば出力電圧の
基準電圧に対する誤差信号発生回路として動作する。尚
、間接帰還とは二次出力電圧を安定化するために直接二
次出力を帰還するのではなく、電圧検出巻線ＮＢを用い
て間接的に二次出力を帰還していることによる。二次巻
線ＮｓはダイオードＤ１とコンデンサＣ１を介してｍ流
平滑化されて、出力電圧Ｖ３１Ｌとして負荷に供給され
る。

このように精成された装置の動作を次に説明する。入力
電圧Ｖｉｎが印加されると、起動抵抗Ｒｇを介して主ト
ランジスタＱにベース電流が供給され、主トランジスタ
Ｑがスイッチング動作モードに入る。主トランジスタＱ
がターンオフすると、二次側の整流ダイオードＤ１が導
通し、同時に電圧検出巻線ＮＢに入っている帰還用ダイ
オードＤＢも導通する。このとき二次巻線Ｎｓの出力電
圧ｖｎｓはほぼ出力電圧ＶＩＩＩｉと等しくなる。他方
電圧検出巻線ＮＢの電圧Ｖｎｂは電圧ｖｎｓと比例した
ものとなるから、結局電圧Ｖｎｂを整流したコンデンサ
Ｃｍの電圧Ｖｃｂも電圧ＶＣＩＩｔと比例したものとな
る。

そこで、出力電圧Ｖ（ｔｌｔが上昇すると電圧ＶＣｂも
上昇するが、ゼナーダイオードＤＺが導通して主トラン
ジスタＱのベース電流をカットして、主トランジスタＱ
のターンオフ時期を早めることによって出力電圧ｖ　（
１１ｔを定電圧化している。

〈発明が解決しようとする課題〉 しかし従来のＲＣＣ電源では、間接帰還によっているの
で直接帰還と比較して出力電圧の安定化が充分でないと
言う第１の課題があった。

また第２の課題として、負荷電流Ｉ　ａｕｔや入力電圧
Ｖ　ｆｒＬによりスイッチング動作の周波数が変化する
ので、他のＤＣ−ＤＣコンバータと岨合わせて使用する
場合には電磁誘導ノイズに干渉が生じてＥＭＩ対策が立
てにくいという課題があった。

本発明はこのような課題を解決したもので、第１の目的
として出力電圧が充分に安定化でき、第２の目的として
スイッチング動作の周波数に変動の生じないリンギング
チョークコンバータ電源装置を提供することを主題とす
る。

〈課題を解決するための手段〉 上記第１の目的を達成する第１の発明は、直流電圧が一
次巻線（ｎ　１１）に印加されるパワートランス（Ｔ１
）と、このパワートランスの二次巻線（ｎ１２）に現れ
たスイッチング信号を整流平滑化して直流電圧（Ｖ　ａ
ｌｔ　）を出力する整流平滑化回路とを備えた電源であ
って、次の構成としたものである。

即ち、出力安定用の帰還回路として、二次巻線（ｎ　１
２）に一端が接続され、スイッチング信号を伝送する第
１のインピーダンス素子（Ｚ２１）と、前記直流出力を
安定化する制御信号を出力する制御回路と、この制御回
路の制御信号出力と当該第１のインピーダンス素子の他
端とを共通に接続した一次巻線（ｎ２１）を有するセン
ストランス（Ｔ２）と、このセンストランスの二次巻４
１（ｎ２２）に現れる制御信号によって、前記パワート
ランスの一次巻線にスイッチング信号を発生させるスイ
ッチング素子（Ｑ）とを具備することを特徴としている
。

上記第２の目的を達成する第２の発明は、第１の発明の
パワートランス（Ｔ１）と、整流平滑化回路及びスイッ
チング素子＜Ｑ）を備えた電源であって、次の構成とし
たものである。

即ち、帰還回路として、前記二次巻線より励磁エネルギ
が供給され、前記直流出力を安定化する、制御信号を出
力して自励振を行う自励振機能部と、前記直流出力を所
定の基準電圧と比較して誤差信号を求める比較器と、外
部より送られるクロック信号に基づいてこの比較器の求
めた誤差信号を小さくする方向にパルス幅を制御するパ
ルス幅制御回路を有する他励振機能部と、この自励振機
能部の出力する制御信号と当該他励振Ｒ油部の出力する
パルス幅信号とを入力し、通常は当該パルス幅信号を出
力し、直流出力電圧が他励振機能部で動作するのに必要
な値よりも低下したときに当該制御信号に切換えて出方
する切換回路と、この切換回路の出力信号を入力する一
次巻線＜ｎ２１）を有するセンストランス（Ｔ２）とを
具備することを特徴としている。

く作　用〉 第１の発明の各構成要素はっざの作用をする。

パワートランスは直流電力の伝送と、−次側と二次側の
絶縁に供される。制御回路は直流出方の定電圧化とか定
電流化等の出方安定化をする。第１のインピーダンス素
子は制御信号を伝送するのに必要な励磁エネルギをセン
ストランスに供給する。

スイッチング素子はＤＣ−ＤＣコンバータの動作に必要
なオンオフ動作をすると共に、制御信号によって自助振
動作をしている。

第２の発明の各構成要素はつぎの作用をする。

他励振機能部はスイッチング動作周波数をクロックの定
める一定値に保持する。自励振機能部は過負荷などの原
因で出力電圧が低下したときに、スイッチング動作に必
要な制御信号を生成する。切換回路は自励振／他励振の
いずれを使用するかを定めている。

〈実施例〉 以下図面を用いて、本発明を説明する。

第１図は第１の発明の一実施例を示す構成ブロック図で
ある。図において、入力直流電圧Ｖ　ｊｎは例えば商用
の交流電力を整流平滑化して得なり、或いは蓄電池より
供給される。パワートランスＴ１には、この入力直流電
圧Ｖ　ｉｒＬが一次巻線ｎ１１に印加され、スイッチン
グ素子Ｑによってオンオフされる。するとパワートラン
スＴ１の二次巻線ｎ１２にスイッチング信号が誘導され
る。ダイオードＤ１とコンデンサＣ１はこのスイッチン
グ信号を整流平滑化して直流電圧Ｖ貝を出力する整流平
滑化回路を構成している。

出力安定化用の帰還路の構成は次のようになっている。

第１のインピーダンス素子Ｚ２１は二次巻線ｎ１２の陰
極側に一端が接続され、スイッチング信号を伝送して励
磁エネルギとしている。制御回路は、直流出力を安定化
する制御信号を出力するもので、例えば定電圧化や定電
流化がある。センストランスＴ２は、制御回路の制御信
号出力と第１のインピーダンス素子Ｚ２１の他端とを共
通にＡ点で接続し、第２のインピーダンス素子２２２を
介して一次巻線ｎ２１に接続される。第２のインピーダ
ンス素子Ｚ２２は、抵抗やインダクタでも良くまた単な
る導線でも良いが、通常信号レベルを適当な値に変換す
る際に供される。センストランスＴ２の二次巻線ｎ２２
には励磁エネルギを含む制御信号が現れるので、第３の
インピーダンス素子２１１により制御信号成分のみを抽
出する。スイッチング素子Ｑは、制御端子に第３のイン
ピーダンス素子Ｚ１１及び他端が一次巻線Ｎ１１に接続
された抵抗Ｒ１の一端が接続されている。また入力端子
には一次巻１１ｎｌｌの陰極側が接続され、出力端子は
一次側コモンに接続されている。スイッチング素子Ｑは
制御端子に印加された制御信号にしたがって、入出力端
子の間をオンオフし、然してパワートランスＴ１にスイ
ッチング信号を誘起させ、リンギングチョークコンバー
タとして動作する。

このように構成された装置の動作を場合を別けて経時的
に以下説明する。

■　スイッチング素子Ｑのターンオン時スイッチング素
子Ｑのターンオン動作は、次の一巡の正帰還が作用して
いる。

トランジスタＱのコレクタ電圧→パワートランスＴ１電
圧→インピーダンス素子Ｚ２１．　Ｚ２２→センストラ
ンスＴ２→インピーダンス素子Ｚ１１→トランジスタＱ
のベースを流→トランジスタＱのコレクタ電流→（コレ
クタ電圧）（１） これによって、次式に従ってトランジスタＱのコレクタ
電流１ｃが増加する。

ｌＣ冨Ｅ−ヱ／Ｌ　　　　　　　　　　　■ここで、Ｅ
は入力電圧、ｌは時間、しはパワートランスＴ１の主イ
ンダクタンスである。

コレクタ電流ｉｃが増加して所定の限界値に達すると、
ベース電流が制御されてトランジスタＱのターンオンが
維持できなくなる。すると（１）式の正帰還作用でター
ンオフ動作に入る。限界値であるか否かはＡ点の電位で
決定される。

■　スイッチング素子Ｑのターンオフ時スイッチング素
子Ｑのターンオフ後、パワートランス′ｒ１に蓄えられ
たエネルギは出力側に放出される。この期間はトランス
のリセット時間に相当しており、トランジスタＱは負に
バイアスされてオフ状態が維持される。そして、リセッ
トが完了すると再びターンオンして■に戻る。

出力電圧ＶＢの安定化は、Ａ点の電位を制御する誤差増
幅機能によって行われている。

第２図は本発明の具体的な実施例の説明図で、ここでは
定電圧制御を示している。第１図との相違のみ説明する
と、インピーダンス素子Ｚ２１が抵抗Ｒ１に、インピー
ダンス素子２２２が導線（抵抗零Ωと見做せる）に、イ
ンピーダンス素子Ｚ１１がコンデンサＣ２になっている
。制御回路は、ここではゼナーダイオードＤ２を用いて
おり、出力電圧ｖＩｍがゼナー電圧Ｖ　ｒｅｆに比較し
てどれだけ垂離しているかを示す、誤差増幅器として動
作している。

第３図は本発明の他の実施例の説明図で、定電流制御の
場合を示している。インピーダンス素子Ｚ２１、Ｚ２２
、ｚｌｌは第２図の場合と同一であり、制御回路は出力
電流Ｉａを検出する抵抗Ｒ３と、この抵抗Ｒ３に発生す
る電圧と所定の基準電圧Ｖｒｅｆとを比較する誤差増幅
器よりなり、出力電流Ｉ　６Ｗとが基準電圧Ｖｒｅｆに
相当する一定電流に維持されるように制御している。

第４図は本発明を多出力電源に適用する場合を示す回路
図である。主出力＃１は第２図と同一構成で定電圧制御
をしている。従出力＃２は特別の安定化をしていないか
ら、主出力＃１の安定化で十分な範囲でのみ使用する。

続いて第２の発明について説明する。第５図は第２の発
明を説明する構成ブロック図である。尚第５図において
、前記第１図と同一作用をするらのには同一符号をっけ
説明を省略する。図において、自励振Ｒ止部１０は二次
巻線ｎ１２の陰［ｌ側より励磁エネルギが供給され、直
流出力を安定化する制御信号を出力して自励振を行うも
ので、出力直流電圧７吋を所定の基＊電圧と比較してい
る。

他励振機能部２０は、出力直流電圧７吋を所定の基準電
圧Ｖ　ｒｅｆと比較して誤差信号を求める比較器２１と
、一定周期のクロック信号を発生する発振器２２と、こ
の発振器２２の供給するクロック信号に基づいて比較器
２１の求めた誤差信号を小さくする方向にパルス幅を制
御するパルス幅制御回路２３を有している。なお、クロ
ック信号は外部より供給しても良い、切換回路３０は、
自励振機能部１０の出力する制御信号と他励振機能部２
０の出力するパルス幅信号とを入力し、通常は当該パル
ス幅信号を出力し、出力直流電圧７吋が他励振機能部２
０で動作するのに必要な値よりも低下したときに当該制
御信号に切換えて出力する。

尚、切換回路３０は起動時には自励振機能部１０を選択
し、所定の出力電圧まで上昇すると他励振機能部２０を
選択する。センストランスＴ２は、切換回路３０の出力
信号を入力する一次巻線ｎ２１を有している。

このように構成された装置の動作を次に説明する。第６
図は自動振機能部１０を選択している場合のトランジス
タＱのコレクタ電流波形図で、（八）は軽負荷状態、［
Ｂ）は重負荷状態を示している。

第７図は他励振機能部２０を選択している場合のトラン
ジスタＱのコレクタ電流波形図で、（＾）は軽負荷状態
、（Ｂ）は重負荷状態を示している。軽負荷状態では波
高が低くなり、重負荷状態では波高が高くなっている０
周期に関しては、自ｗＪ４Ｆｉｉｉ　ｎ能部１０ではＦ
ｔＣＣ＠源としての特性を示すので、負荷の増大と共に
周期Ｔが長くなるが、他励ｆＡｔＪＡ能部２０油部周期
Ｔがタロツクの定める一定周期１゛０になっている。

次に、切換回路３０の動作そ経時的に場合を別けて説明
する。

■　起動時（自動振モード） パワーオンされると、自動振機能部１０が切換回路３０
で選択されて、ＲＣＣｔ源として動作を開始する。この
状態では負荷電流ｌ１ＩＩｔに応じて発振周波数が変化
する。

■　他励振モードへの切換え 負荷が軽負荷状態で所定の出力電圧７吋が得られると、
切換回路３０はこれを検知して自励振機能部１０から他
励振機能部２ｏに切換えて、自励振モードから一定周波
数のパルス幅制御による他励振モードに移行する。

■　自動振モードへの切換え 負荷が重負荷状態の場合には起動時の自励振モードを継
続する。また、負荷が重負荷に変化した場合（例えばア
クチュアータを駆動する際に、大きな力を発生する必要
が生じているとき）には、出力電圧Ｖ（ｌｉｔが低下し
て他励振モードの維持が困難になるので、切換回路３ｏ
は自励振機能部１゜に切換えて自励振モードに移行する
。

第８図は第２の発明の具体的な回路図である。

図において、自励振機能部１０は抵抗Ｒ２とゼナーダイ
オ−ドＤ２より成り、第２図の回路とを比較すると、二
次巻線ｎ２１にスイッチｓｗが挿入されている点を除き
同一である。他励振機能部２゜はゲート回路を介してト
ランジスタＱ２の制御端子にオンオフ制御信号を送る。

−次巻線ｎ２３、ｎ２４はＲＣＣ電源用の一次巻線ｎ２
１と独立して設けられたもので、両者は直列に接続され
この接続点に出力直流電圧ｖｇが接続されている。−次
巻線ｎ２３の陽極側はダイオードＤ４を介して二次側コ
モンに接続されており、−次巻線ｎ２４の陰極側はトラ
ンジスタＱ２の久方端子を介して二次側コモンに接地さ
れている。切換回路３ｏはコンパレータを有しており、
出力電圧ＶＣＬｌｔと基準電圧Ｖｒｅｆとを比較して切
換え信号を出力する。切換え信号は一次巻線ｎ２１のス
イッチｓｗと、−次巻線ｎ２４のゲート回路に送られ、
相補的にいずれか一方を有効とし他方の動作を抑止する
。好ましくは、切・換回路３０にしステリシスを持たせ
てハンチングを防止すると良い。

〈発明の効果〉 以上説明したように、第１の発明によればセンストラン
スを設けて一次側と二次側を絶縁しているので、安全規
格の取得が容易になると共に、センストランスは信号の
み伝送すれば良いから小型のものでよく、しかも直接帰
還方式を採用しているので出力直流電圧の安定化が確実
にできる。

また第２の発明によれば、軽負荷時にはｆｌ！ｌ！励振
モードを用いているので、ＲＣＣｔ源の持つ動作周波数
が負荷によって変動するという欠点を防止することでき
、ＥＭＩ対策が容易にできる。

【図面の簡単な説明】

第１図は第１の発明の一実施例を示す構成ブロック図、
第２図は定電圧制御の場合を示す回Ｆｐｆ１図、第３図
は定電流制御の場合を示す回路図、第４図は多出力電源
の場合の回路図である。 第５図は第２の発明の一実施例を示す構成ブロック図、
第６図は自励振モードのトランジスタＱのコレクタ電流
波形図、第７図は他励振モードのトランジスタＱのコレ
クタ電流波形図、第８図は第２の発明の具体的な回路図
である。 第９図は従来のＲＣＣ電源の回路図である。 Ｔ１・・・パワートランス、Ｔ２・・・センストランス
、ｎ１１、ｎ２１・・・−次巻線、ｎ１２、ｎ２２・・
・二次巻線、Ｑ・・・スイッチング素子（トランジスタ
）、１０・・・自励振モード、２０・・・他励振機能部
、３０・・−切換回路。 第１図 第３図 第１ｔ　７ 第　２　図 第 図 第 ム 図 一一一！ ｚ 免　９ 区

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）直流電圧が一次巻線（ｎ１１）に印加されるパワ
   ートランス（Ｔ１）と、 このパワートランスの二次巻線（ｎ１２）に現れたスイ
   ッチング信号を整流平滑化して直流電圧（Ｖ＿ｏ＿ｕ＿
   ｔ）を出力する整流平滑化回路と、前記二次巻線に一端
   が接続され、スイッチング信号を伝送する第１のインピ
   ーダンス素子（Ｚ２１）と、 前記直流出力を安定化する制御信号を出力する制御回路
   と、 この制御回路の制御信号出力と当該第１のインピーダン
   ス素子の他端とを共通に接続した一次巻線（ｎ２１）を
   有するセンストランス（Ｔ２）と、このセンストランス
   の二次巻線（ｎ２２）に現れる制御信号によって、前記
   パワートランスの一次巻線にスイッチング信号を発生さ
   せるスイッチング素子（Ｑ）と、 を具備することを特徴とするリンギングチョークコンバ
   ータ電源装置。
2. （２）直流電圧が一次巻線（ｎ１１）に印加されるパワ
   ートランス（Ｔ１）と、 このパワートランスの二次巻線（ｎ１２）に現れたスイ
   ッチング信号を整流平滑化して直流電圧（Ｖ＿ｏ＿ｕ＿
   ｔ）を出力する整流平滑化回路と、前記二次巻線より励
   磁エネルギが供給され、前記直流出力を安定化する制御
   信号を出力して自励振を行う自励振機能部と、 前記直流出力を所定の基準電圧と比較して誤差信号を求
   める比較器と、外部より送られるクロック信号に基づい
   てこの比較器の求めた誤差信号を小さくする方向にパル
   ス幅を制御するパルス幅制御回路を有する他励振機能部
   と、 この自励振機能部の出力する制御信号と当該他励振機能
   部の出力するパルス幅信号とを入力し、通常は当該パル
   ス幅信号を出力し、直流出力電圧が他励振機能部で動作
   するのに必要な値よりも低下したときに当該制御信号に
   切換えて出力する切換回路と、 この切換回路の出力信号を入力する一次巻線（ｎ２１）
   を有するセンストランス（Ｔ２）と、このセンストラン
   スの二次巻線（ｎ２２）に現れる出力信号によつて、前
   記パワートランスの一次巻線にスイッチング信号を発生
   させるスイッチング素子（Ｑ）と、 を具備することを特徴とするリンギングチョークコンバ
   ータ電源装置。