JPH08182321A - 導通形コンバータ - Google Patents
導通形コンバータInfo
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- JPH08182321A JPH08182321A JP7196824A JP19682495A JPH08182321A JP H08182321 A JPH08182321 A JP H08182321A JP 7196824 A JP7196824 A JP 7196824A JP 19682495 A JP19682495 A JP 19682495A JP H08182321 A JPH08182321 A JP H08182321A
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33561—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having more than one ouput with independent control
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 １次側でクロック制御され、制御出力電圧を
出力する導通形コンバータを次のように構成することで
ある。すなわち、出力電圧の極性の補助電圧を使用する
ことができ、その際に付加的に２次巻線を変成器に必要
ないように構成することである。 【解決手段】 別の出力回路の第１のコンデンサ（１
２）は２次巻線（７）の接続点にて、２次側主電流回路
の整流ダイオード（８）と接続されており、前記別の出
力回路では、整流ダイオード（１３）とコンデンサ（１
２）と接続点と出力側（ａ）との間に第２のダイオード
（１４）が配置されており、該第２のダイオードは、コ
ンデンサ（１２）に印加される電圧を基準にして導通方
向に極性付けられている。
出力する導通形コンバータを次のように構成することで
ある。すなわち、出力電圧の極性の補助電圧を使用する
ことができ、その際に付加的に２次巻線を変成器に必要
ないように構成することである。 【解決手段】 別の出力回路の第１のコンデンサ（１
２）は２次巻線（７）の接続点にて、２次側主電流回路
の整流ダイオード（８）と接続されており、前記別の出
力回路では、整流ダイオード（１３）とコンデンサ（１
２）と接続点と出力側（ａ）との間に第２のダイオード
（１４）が配置されており、該第２のダイオードは、コ
ンデンサ（１２）に印加される電圧を基準にして導通方
向に極性付けられている。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、１次側主電流回路
に変成器の１次巻線に対し直列に配置され、制御装置に
より制御される電子スイッチと、変成器の２次巻線に接
続された２次側主電流回路とを有し、該２次側主電流回
路は、縦分岐路に配置された整流ダイオードと、横分岐
路に配置されたフリーホイールダイオードと、縦分岐路
に配置されたチョークと、出力側に並列に配置されたコ
ンデンサとを有し、変成器の２次巻線には、２次側主電
流回路に加えて別の出力回路が接続されており、該別の
出力回路は、整流ダイオードを介して２次巻線に接続さ
れた第１のコンデンサと、その出力側に並列に配置され
たコンデンサ装置とを有し、該コンデンサ装置は導通形
コンバータの阻止フェーズで変成器からエネルギーを受
け取る形式の導通形コンバータに関する。
に変成器の１次巻線に対し直列に配置され、制御装置に
より制御される電子スイッチと、変成器の２次巻線に接
続された２次側主電流回路とを有し、該２次側主電流回
路は、縦分岐路に配置された整流ダイオードと、横分岐
路に配置されたフリーホイールダイオードと、縦分岐路
に配置されたチョークと、出力側に並列に配置されたコ
ンデンサとを有し、変成器の２次巻線には、２次側主電
流回路に加えて別の出力回路が接続されており、該別の
出力回路は、整流ダイオードを介して２次巻線に接続さ
れた第１のコンデンサと、その出力側に並列に配置され
たコンデンサ装置とを有し、該コンデンサ装置は導通形
コンバータの阻止フェーズで変成器からエネルギーを受
け取る形式の導通形コンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】この種の導通形コンバータは既に、刊行
物、Joachim Wuestehube著：“Schaltnetzteile: Grund
lagen, Entwurf, Schaltungsbeispiele”, expert-verl
ag, 1982, ４７４〜４８３頁から公知である。
物、Joachim Wuestehube著：“Schaltnetzteile: Grund
lagen, Entwurf, Schaltungsbeispiele”, expert-verl
ag, 1982, ４７４〜４８３頁から公知である。
【０００３】公知の導通形コンバータはスイッチングレ
ギュレータの一部であり、このスイッチングレギュレー
タは３つの阻止形コンバータ出力回路と１つの導通形コ
ンバータ出力回路を有する。主電流回路の１次側には電
力スイッチが設けられており、電力スイッチは阻止形コ
ンバータ出力回路の１つにより、一定の阻止形コンバー
タ出力電圧が得られるように制御される。導通形コンバ
ータ出力回路は再調整器を有する。この再調整器は、導
通形コンバータ出力回路の出力電圧よりも大きな供給電
圧を必要とする。この供給電圧は阻止形コンバータ出力
回路の１つによって形成される。 該当する出力回路は
固有の２次巻線に接続されている。これにより、所望の
極性の供給電圧が導通形コンバータ出力回路に接続され
る。
ギュレータの一部であり、このスイッチングレギュレー
タは３つの阻止形コンバータ出力回路と１つの導通形コ
ンバータ出力回路を有する。主電流回路の１次側には電
力スイッチが設けられており、電力スイッチは阻止形コ
ンバータ出力回路の１つにより、一定の阻止形コンバー
タ出力電圧が得られるように制御される。導通形コンバ
ータ出力回路は再調整器を有する。この再調整器は、導
通形コンバータ出力回路の出力電圧よりも大きな供給電
圧を必要とする。この供給電圧は阻止形コンバータ出力
回路の１つによって形成される。 該当する出力回路は
固有の２次巻線に接続されている。これにより、所望の
極性の供給電圧が導通形コンバータ出力回路に接続され
る。
【０００４】さらにドイツ連邦特許第４０２１３８５号
の図３から既に、付加的な導通形コンバータ出力回路を
有する阻止形コンバータが公知である。阻止形コンバー
タの出力電圧は１次側の主電流回路に配置された電力ス
イッチにより一定の値に制御される。導通形コンバータ
出力回路には再調整器が設けられている。再調整器に必
要な供給電圧は整流回路によって得られる。この整流回
路は、導通形コンバータ出力回路の阻止フェーズで整流
ダイオードに印加される電圧を整流する。このようにし
て得られた供給電圧は導通形コンバータ出力回路の出力
電圧に対して逆方向に整流される。
の図３から既に、付加的な導通形コンバータ出力回路を
有する阻止形コンバータが公知である。阻止形コンバー
タの出力電圧は１次側の主電流回路に配置された電力ス
イッチにより一定の値に制御される。導通形コンバータ
出力回路には再調整器が設けられている。再調整器に必
要な供給電圧は整流回路によって得られる。この整流回
路は、導通形コンバータ出力回路の阻止フェーズで整流
ダイオードに印加される電圧を整流する。このようにし
て得られた供給電圧は導通形コンバータ出力回路の出力
電圧に対して逆方向に整流される。
【０００５】さらに、Roland KoestnerとAlbrecht Moes
chwitzer著：“Elektronische Schaltungstechnik”, D
r. Alfred Huethig Verlag Heidelberg, 1987, 42-45頁
から既に、電圧逓倍用回路が公知である。この回路によ
って交流電圧から直流電圧が形成され、この直流電圧は
交流電圧のピーク値の２倍に等しい。この１段カスケー
ド回路では交流電圧源にダイオードを介してコンデンサ
が接続されている。ダイオードとコンデンサとの接続点
は別のダイオードを介して別のコンデンサに導かれ、こ
のコンデンサにて逓倍されたピーク電圧が取り出され
る。
chwitzer著：“Elektronische Schaltungstechnik”, D
r. Alfred Huethig Verlag Heidelberg, 1987, 42-45頁
から既に、電圧逓倍用回路が公知である。この回路によ
って交流電圧から直流電圧が形成され、この直流電圧は
交流電圧のピーク値の２倍に等しい。この１段カスケー
ド回路では交流電圧源にダイオードを介してコンデンサ
が接続されている。ダイオードとコンデンサとの接続点
は別のダイオードを介して別のコンデンサに導かれ、こ
のコンデンサにて逓倍されたピーク電圧が取り出され
る。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】本発明の課題は、１次
側でクロック制御され、制御出力電圧を出力する導通形
コンバータを次のように構成することである。すなわ
ち、出力電圧の極性の補助電圧を使用することができ、
その際に付加的に２次巻線を変成器に必要ないように構
成することである。補助電圧はとくにできるだけ入力電
圧の変化に依存しないようにすべきである。
側でクロック制御され、制御出力電圧を出力する導通形
コンバータを次のように構成することである。すなわ
ち、出力電圧の極性の補助電圧を使用することができ、
その際に付加的に２次巻線を変成器に必要ないように構
成することである。補助電圧はとくにできるだけ入力電
圧の変化に依存しないようにすべきである。
【０００７】本発明の基礎は、減磁発振回路を有する導
通形コンバータでは、阻止フェーズの間、出力側主電流
回路の入力側には正弦波電圧の半波が得られるというこ
とである。これの振幅は実質的に入力電圧には依存しな
い。またこの電圧は比較的僅かなコストで導通形コンバ
ータの出力電圧に加算することができる。
通形コンバータでは、阻止フェーズの間、出力側主電流
回路の入力側には正弦波電圧の半波が得られるというこ
とである。これの振幅は実質的に入力電圧には依存しな
い。またこの電圧は比較的僅かなコストで導通形コンバ
ータの出力電圧に加算することができる。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、前記課
題を解決するための導通形コンバータは、別の出力回路
の第１のコンデンサは２次巻線の接続点にて、２次側主
電流回路の整流ダイオードと接続されており、前記別の
出力回路では、整流ダイオードとコンデンサとの接続点
と、出力側との間に第２のダイオードが配置されてお
り、該第２のダイオードは、コンデンサに印加される電
圧に対して導通方向に極性付けられているように構成さ
れる。
題を解決するための導通形コンバータは、別の出力回路
の第１のコンデンサは２次巻線の接続点にて、２次側主
電流回路の整流ダイオードと接続されており、前記別の
出力回路では、整流ダイオードとコンデンサとの接続点
と、出力側との間に第２のダイオードが配置されてお
り、該第２のダイオードは、コンデンサに印加される電
圧に対して導通方向に極性付けられているように構成さ
れる。
【０００９】
【実施例】別の出力回路も形式的には公知の電圧逓倍用
回路に似ている。しかし２次側主電流回路の整流ダイオ
ードは、整流ダイオードが導通するときに、前もって減
磁フェーズで得られた直流電圧が導通形コンバータの出
力電圧に重畳されるように作用する。
回路に似ている。しかし２次側主電流回路の整流ダイオ
ードは、整流ダイオードが導通するときに、前もって減
磁フェーズで得られた直流電圧が導通形コンバータの出
力電圧に重畳されるように作用する。
【００１０】本発明の手段によって有利には、変成器の
１つの同じ２次電圧からとりわけ低いコストと高い信頼
性をもって、比較的大きな負荷電流に対して比較的小さ
な制御出力電圧が形成され、かつ入力電圧にほぼ依存し
ない比較的大きな補助電圧が比較的小さな電流需要に対
して形成される。
１つの同じ２次電圧からとりわけ低いコストと高い信頼
性をもって、比較的大きな負荷電流に対して比較的小さ
な制御出力電圧が形成され、かつ入力電圧にほぼ依存し
ない比較的大きな補助電圧が比較的小さな電流需要に対
して形成される。
【００１１】本発明の有利な構成は請求項２から１０に
記載されている。
記載されている。
【００１２】図１に示された回路装置では、電気負荷２
０が１次側クロック制御のシングルクロック導通形コン
バータの出力側ｂ，ｃに接続されている。この負荷２０
は例えば、ＡＳＩＣ、すなわち適用専用集積回路であ
り、５Ｖ以下の供給電圧が必要である。
０が１次側クロック制御のシングルクロック導通形コン
バータの出力側ｂ，ｃに接続されている。この負荷２０
は例えば、ＡＳＩＣ、すなわち適用専用集積回路であ
り、５Ｖ以下の供給電圧が必要である。
【００１３】１次側主電流回路は直流電圧源１に接続さ
れており、直流電圧Ｕ１に対する入力側から変成器６の
１次巻線３と、これに直列に接続された電子スイッチ４
を介して延在する。電解効果トランジスタ４のドレイン
−ソース区間に並列にコンデンサ５が接続されている。
れており、直流電圧Ｕ１に対する入力側から変成器６の
１次巻線３と、これに直列に接続された電子スイッチ４
を介して延在する。電解効果トランジスタ４のドレイン
−ソース区間に並列にコンデンサ５が接続されている。
【００１４】２次側主電流回路は、変成器６の２次側巻
線７の一方の端部から整流ダイオード８を介して出力端
子ｂに至る。整流ダイオード８に続く横断分岐にはフリ
ーホイールダイオード９が配置されている。チョーク１
０は２次巻線７の他方の端部と出力端子ｃとの間に配置
されている。チョーク１０に続く横断分岐には平滑コン
デンサ１１が配置されており、ここから直流電圧Ｕ２が
得られる。
線７の一方の端部から整流ダイオード８を介して出力端
子ｂに至る。整流ダイオード８に続く横断分岐にはフリ
ーホイールダイオード９が配置されている。チョーク１
０は２次巻線７の他方の端部と出力端子ｃとの間に配置
されている。チョーク１０に続く横断分岐には平滑コン
デンサ１１が配置されており、ここから直流電圧Ｕ２が
得られる。
【００１５】電子スイッチ４はクロック制御される制御
装置２により、投入パルスによって周期的に導通制御さ
れ、制御区間の調整素子を形成する。電子スイッチ４を
制御する制御電圧のデューティ比は所定の上側限界値に
制限される。制御電圧のデューティ比の上側限界値は有
利には約０．５である。ここでデューティ比とは、周期
持続時間に対するパルス持続時間の比であると理解され
たい。
装置２により、投入パルスによって周期的に導通制御さ
れ、制御区間の調整素子を形成する。電子スイッチ４を
制御する制御電圧のデューティ比は所定の上側限界値に
制限される。制御電圧のデューティ比の上側限界値は有
利には約０．５である。ここでデューティ比とは、周期
持続時間に対するパルス持続時間の比であると理解され
たい。
【００１６】出力電圧Ｕ２は制御装置１７によって一定
の値に制御される。制御装置１７は実際値入力側と導通
形コンバータの出力側ｂ，ｃで接続されている。制御装
置２はフォトカプラ２１、２２を介して制御装置１７に
より制御される。
の値に制御される。制御装置１７は実際値入力側と導通
形コンバータの出力側ｂ，ｃで接続されている。制御装
置２はフォトカプラ２１、２２を介して制御装置１７に
より制御される。
【００１７】フォトカプラ２１、２２の発光ダイオード
２２における有限の無視できない電圧降下の点、および
演算増幅器により形成される制御器が必要とする供給電
圧の点から、導通形コンバータの出力電圧Ｕ２は制御装
置１７に対する補助電圧として十分でない。
２２における有限の無視できない電圧降下の点、および
演算増幅器により形成される制御器が必要とする供給電
圧の点から、導通形コンバータの出力電圧Ｕ２は制御装
置１７に対する補助電圧として十分でない。
【００１８】変成器６の２次巻線７には２次側主電流回
路に付加的に、整流回路が接続されている。この整流回
路は一方向整流器として整流ダイオード１３とろ波コン
デンサ１２を有する。コンデンサ１２の一方の端子は２
次巻線の端子と接続されており、この端子には２次側主
電流回路の整流ダイオード８が接続されている。コンデ
ンサ１２の他方の端子は、整流ダイオード１４を介して
補助電圧出力側ａの基準電位に対する電圧を導く端子
ａ，ｃに接続されている。
路に付加的に、整流回路が接続されている。この整流回
路は一方向整流器として整流ダイオード１３とろ波コン
デンサ１２を有する。コンデンサ１２の一方の端子は２
次巻線の端子と接続されており、この端子には２次側主
電流回路の整流ダイオード８が接続されている。コンデ
ンサ１２の他方の端子は、整流ダイオード１４を介して
補助電圧出力側ａの基準電位に対する電圧を導く端子
ａ，ｃに接続されている。
【００１９】補助電圧Ｕ４は制御出力電圧Ｕ２を共に適
用して形成される。すなわち、電圧Ｕ３を出力電圧Ｕ２
に加算することによって形成される。コンデンサ１５の
電圧は、整流された２次電圧からチョーク１０の電圧と
整流ダイオード１３と１４の電圧を減算したものであ
る。したがってコンデンサ１５の電圧として減磁電圧か
らダイオード電圧を引いたものが得られる。
用して形成される。すなわち、電圧Ｕ３を出力電圧Ｕ２
に加算することによって形成される。コンデンサ１５の
電圧は、整流された２次電圧からチョーク１０の電圧と
整流ダイオード１３と１４の電圧を減算したものであ
る。したがってコンデンサ１５の電圧として減磁電圧か
らダイオード電圧を引いたものが得られる。
【００２０】端子ａと基準電位に接続される端子ｃとの
間にコンデンサ１５が配置されている。コンデンサ１５
の容量は有利にはコンデンサ１１の容量よりも格段に小
さい。ここでは補助電圧Ｕ４は制御出力電圧Ｕ２よりも
早期に合成される。これにより制御装置１７の早期の給
電が制御過程開始時に保証され、また制御に対して十分
な電圧リザーブが保証される。比較的に大きな補助電圧
Ｕ４はさらに独立した所定の制御特性を可能にする。
間にコンデンサ１５が配置されている。コンデンサ１５
の容量は有利にはコンデンサ１１の容量よりも格段に小
さい。ここでは補助電圧Ｕ４は制御出力電圧Ｕ２よりも
早期に合成される。これにより制御装置１７の早期の給
電が制御過程開始時に保証され、また制御に対して十分
な電圧リザーブが保証される。比較的に大きな補助電圧
Ｕ４はさらに独立した所定の制御特性を可能にする。
【００２１】補助電圧は場合により、他種の電子回路、
例えば監視装置の給電のために付加的、または選択的に
使用することができる。
例えば監視装置の給電のために付加的、または選択的に
使用することができる。
【００２２】コンデンサ１５の代わりに場合によりコン
デンサ１６を使用することができ、このコンデンサは端
子ａとｂの間に接続されている。これの利点は、２次側
主電流回路の蓄積コンデンサが整流回路の出力側にある
コンデンサの一部として使用されることである。これ
は、補助電圧Ｕ４の交流電流成分がコンデンサ１６と１
１の直列回路を介して基準電位に放出されることにより
行われる。
デンサ１６を使用することができ、このコンデンサは端
子ａとｂの間に接続されている。これの利点は、２次側
主電流回路の蓄積コンデンサが整流回路の出力側にある
コンデンサの一部として使用されることである。これ
は、補助電圧Ｕ４の交流電流成分がコンデンサ１６と１
１の直列回路を介して基準電位に放出されることにより
行われる。
【００２３】制御装置１７の補助電圧入力側ｄ，ｅは整
流回路の出力側ａ，ｃに接続されている。
流回路の出力側ａ，ｃに接続されている。
【００２４】図２に示された導通形コンバータは図１の
それとほぼ一致する。異なる点は、整流回路が安定化回
路によって補充されていることである。
それとほぼ一致する。異なる点は、整流回路が安定化回
路によって補充されていることである。
【００２５】図２は導通形コンバータを示す。この導通
形コンバータでは、図１に相応して変成器６の２次巻線
７に、２次側主電流回路に付加的に補助電圧Ｕ４を形成
するための装置が接続されている。整流ダイオード８は
そのアノードが２次巻線７の始端部に接続されている。
整流ダイオード８のカソードと２次巻線７の終端部との
間にフリーホイールダイオード９が配置されている。フ
リーホイールダイオード９のアノードと、基準電位に対
する端子ｃとの間にチョーク１０が接続されている。こ
れとは異なり、チョークは場合により２次側主電流回路
の別の縦分岐路に配置することができる。
形コンバータでは、図１に相応して変成器６の２次巻線
７に、２次側主電流回路に付加的に補助電圧Ｕ４を形成
するための装置が接続されている。整流ダイオード８は
そのアノードが２次巻線７の始端部に接続されている。
整流ダイオード８のカソードと２次巻線７の終端部との
間にフリーホイールダイオード９が配置されている。フ
リーホイールダイオード９のアノードと、基準電位に対
する端子ｃとの間にチョーク１０が接続されている。こ
れとは異なり、チョークは場合により２次側主電流回路
の別の縦分岐路に配置することができる。
【００２６】補助電圧Ｕ４を形成するための装置は電圧
安定化装置を有する。この電圧安定化装置はバイポーラ
トランジスタ１８を備えた装置を有する。ＮＰＮトラン
ジスタ１８のコレクタはダイオード１４のカソードと接
続されており、エミッタはコンデンサ１５と、ベースは
ツェナーダイオード１９のカソードと接続されている。
ツェナーダイオード１９のアノードは基準電位に対する
端子ｃに接続されている。トランジスタ１８のベースと
コレクタとの間には抵抗１７が配置されている。コンデ
ンサ１５の、トランジスタ１８とは反対側の端子はアー
スに接続されている。
安定化装置を有する。この電圧安定化装置はバイポーラ
トランジスタ１８を備えた装置を有する。ＮＰＮトラン
ジスタ１８のコレクタはダイオード１４のカソードと接
続されており、エミッタはコンデンサ１５と、ベースは
ツェナーダイオード１９のカソードと接続されている。
ツェナーダイオード１９のアノードは基準電位に対する
端子ｃに接続されている。トランジスタ１８のベースと
コレクタとの間には抵抗１７が配置されている。コンデ
ンサ１５の、トランジスタ１８とは反対側の端子はアー
スに接続されている。
【００２７】コンデンサ１５の代わりに場合により、コ
ンデンサ１６を使用することができる。このコンデンサ
１６は、トランジスタ１８のエミッタと、出力電圧Ｕ２
に対する端子ｂとの間に配置される。
ンデンサ１６を使用することができる。このコンデンサ
１６は、トランジスタ１８のエミッタと、出力電圧Ｕ２
に対する端子ｂとの間に配置される。
【００２８】導通形コンバータによる阻止フェーズに２
次巻線７に発生する電圧のピーク値は直流電圧Ｕ１にほ
ぼ依存しない。コンデンサ１２は整流ダイオード８が阻
止されているときにこのピーク値に充電される。コンデ
ンサ１２の電圧から安定化回路１７、１８、１９により
一定の補助電圧Ｕ４が得られる。補助電圧Ｕ４は、一定
の出力電圧Ｕ３、ツェナーダイオード１９のツェナー電
圧およびトランジスタ１８のベース−エミッタ閾値電圧
の和として生じる。
次巻線７に発生する電圧のピーク値は直流電圧Ｕ１にほ
ぼ依存しない。コンデンサ１２は整流ダイオード８が阻
止されているときにこのピーク値に充電される。コンデ
ンサ１２の電圧から安定化回路１７、１８、１９により
一定の補助電圧Ｕ４が得られる。補助電圧Ｕ４は、一定
の出力電圧Ｕ３、ツェナーダイオード１９のツェナー電
圧およびトランジスタ１８のベース−エミッタ閾値電圧
の和として生じる。
【００２９】図２の導通形コンバータの変形実施例で
は、ツェナーダイオード１９の代わりに場合によりツェ
ナーダイオード１９０を使用することができる。この場
合、ツェナーダイオード１９０はトランジスタ１８のベ
ースと出力電圧Ｕ２に対する端子ｂとの間に接続され、
出力電圧Ｕ２に相応してツェナーダイオード１９よりも
小さなツェナー電圧を有する。
は、ツェナーダイオード１９の代わりに場合によりツェ
ナーダイオード１９０を使用することができる。この場
合、ツェナーダイオード１９０はトランジスタ１８のベ
ースと出力電圧Ｕ２に対する端子ｂとの間に接続され、
出力電圧Ｕ２に相応してツェナーダイオード１９よりも
小さなツェナー電圧を有する。
【００３０】図２の導通形コンバータでは、出力電圧Ｕ
３に対する端子ｂはアースに対して性の電位に接続され
ている。負の出力電圧Ｕ３に対する補助電圧Ｕ４を形成
する導通形コンバータは次のようにして得られる。すな
わち、ツェナーダイオード１９ないし１９０を含めてダ
イオード全体の極性を反対に選択し、ＰＮＰ形のトラン
ジスタ１８を選択するのである。
３に対する端子ｂはアースに対して性の電位に接続され
ている。負の出力電圧Ｕ３に対する補助電圧Ｕ４を形成
する導通形コンバータは次のようにして得られる。すな
わち、ツェナーダイオード１９ないし１９０を含めてダ
イオード全体の極性を反対に選択し、ＰＮＰ形のトラン
ジスタ１８を選択するのである。
【００３１】変成器の減磁はコンデンサ５を介して保証
される。このコンデンサは１次巻線のインダクタンスを
有する発振回路を形成する。変成器６は付加的な減磁巻
線を有しない。有利にはコンデンサ５は電子スイッチ４
における通常のＲＣＤ回路の一部である。これとは異な
り、変成器を２次側で減磁することができる。この場合
有利には、整流ダイオードに対して並列に配置されたコ
ンデンサによって行われる。減磁のための別の手段は、
１次側も２次側も減磁するのである。入力電圧に接続さ
れた付加巻線による減磁は、減磁アークの発生を阻止す
ることとなる。減磁アークは付加的出力回路の機能に対
する前提である。
される。このコンデンサは１次巻線のインダクタンスを
有する発振回路を形成する。変成器６は付加的な減磁巻
線を有しない。有利にはコンデンサ５は電子スイッチ４
における通常のＲＣＤ回路の一部である。これとは異な
り、変成器を２次側で減磁することができる。この場合
有利には、整流ダイオードに対して並列に配置されたコ
ンデンサによって行われる。減磁のための別の手段は、
１次側も２次側も減磁するのである。入力電圧に接続さ
れた付加巻線による減磁は、減磁アークの発生を阻止す
ることとなる。減磁アークは付加的出力回路の機能に対
する前提である。
【００３２】変成器の２次側で２次巻線７に印加される
電圧が図３に示されている。電子スイッチ４の導通フェ
ーズの間、変圧された入力電圧が２次巻線７に印加さ
れ、阻止フェーズの間、変圧された減磁電圧ＵＭが印加
される。
電圧が図３に示されている。電子スイッチ４の導通フェ
ーズの間、変圧された入力電圧が２次巻線７に印加さ
れ、阻止フェーズの間、変圧された減磁電圧ＵＭが印加
される。
【００３３】制御回路２は電子スイッチ４をパルス幅変
調されたスイッチオンパルスにより制御する。このパル
ス幅変調によりスイッチオンパルスのパルス幅ｔ１が変
化する。スイッチオン持続時間ｔ１は有利には、０〜
０．５／Ｔの範囲で変化する。ここでＴはスイッチオン
パルスの周期持続時間である。
調されたスイッチオンパルスにより制御する。このパル
ス幅変調によりスイッチオンパルスのパルス幅ｔ１が変
化する。スイッチオン持続時間ｔ１は有利には、０〜
０．５／Ｔの範囲で変化する。ここでＴはスイッチオン
パルスの周期持続時間である。
【００３４】導通形コンバータの出力電圧Ｕ２に対して
は近似的に次式が当てはまる。
は近似的に次式が当てはまる。
【００３５】Ｕ２＝ｔ１・ＵＳ＝ｔ１・ｕ・ＵＥ ここでｕは変圧比で、２次巻線数と１次巻線数の商、Ｕ
Ｓは変圧された入力電圧である。
Ｓは変圧された入力電圧である。
【００３６】補助電圧Ｕ４を形成するために、変圧され
た減磁電圧が使用される。変圧器の１次巻線３のインダ
クタンスとコンデンサ５の容量が発振回路を形成する。
これにより正弦波状の減磁電圧が得られる。
た減磁電圧が使用される。変圧器の１次巻線３のインダ
クタンスとコンデンサ５の容量が発振回路を形成する。
これにより正弦波状の減磁電圧が得られる。
【００３７】減磁に対しては次式が当てはまる。
【００３８】
【数１】
【００３９】したがって、減磁アークの高さは入力電圧
Ｕ１に依存しない。なぜなら、電圧−時間面が同じだか
らである。入力電圧Ｕ１が比較的に高くなると、スイッ
チオン時間ｔ１が小さくなる。減磁アークの幅は発振回
路時定数Ｌ３・Ｃ５により定められる。ここでＬ３は変
成器の１次インダクタンス、Ｃ５はコンデンサ５の容量
である。
Ｕ１に依存しない。なぜなら、電圧−時間面が同じだか
らである。入力電圧Ｕ１が比較的に高くなると、スイッ
チオン時間ｔ１が小さくなる。減磁アークの幅は発振回
路時定数Ｌ３・Ｃ５により定められる。ここでＬ３は変
成器の１次インダクタンス、Ｃ５はコンデンサ５の容量
である。
【００４０】減磁電圧ＵＭの振幅ＵＭＳに対して次式が
当てはまる。
当てはまる。
【００４１】 ＵＭＳ＝Ｕ１／（４ｆ・√（Ｌ３・Ｃ５）） ここでｆはスイッチング周波数である。
【００４２】減磁フェーズでは、変成器６にエネルギー
が引き込まれる。変成器６に蓄積された磁気エネルギー
ＥＭはＩにより最大１次電流として示されている。
が引き込まれる。変成器６に蓄積された磁気エネルギー
ＥＭはＩにより最大１次電流として示されている。
【００４３】ＥＭ＝１／２・Ｌ３・Ｉ2 ここで、Ｉ＝（ＵＥ／Ｌ）ｄ・Ｔで、ＥＭ＝１／２・
（Ｕ１2）／Ｌ）ｄ2・Ｔ2、ただしパルス幅ｄ・Ｔ＝ｔ
１、Ｔは周期持続時間、Ｕ１は入力電圧である。
（Ｕ１2）／Ｌ）ｄ2・Ｔ2、ただしパルス幅ｄ・Ｔ＝ｔ
１、Ｔは周期持続時間、Ｕ１は入力電圧である。
【００４４】ＥＭを周期持続時間で割り算すると電力Ｐ
Ｍが得られる。
Ｍが得られる。
【００４５】 ＰＭ＝ＥＭ／Ｔ＝１／２・（Ｕ１2／Ｌ）ｄ2・Ｔ 有利な実施例の構成では、Ｕ１＝４０Ｖ、ｄ＝０．４、
Ｌ３＝１ｍＨそしてＴ＝１６．６μｓである。
Ｌ３＝１ｍＨそしてＴ＝１６．６μｓである。
【００４６】ここからＰ＝２．１Ｗが得られる。
【００４７】さらに内部損失を考慮すれば、このエネル
ギーの約７０〜８０％が別の出力回路の出力側ａ，ｃか
ら取り出すことができる。アイドル運転では典型的には
最大エネルギーのさらに２５％を取り出すことができ
る。
ギーの約７０〜８０％が別の出力回路の出力側ａ，ｃか
ら取り出すことができる。アイドル運転では典型的には
最大エネルギーのさらに２５％を取り出すことができ
る。
【００４８】より多くのエネルギーが補助電圧Ｕ４に対
して必要であれば、変成器に蓄積された磁気エネルギー
が拡大される。これは、相応に構成された空隙を調整す
ることによって達成される。これにより、１次インダク
タンスＬ３が減少する。
して必要であれば、変成器に蓄積された磁気エネルギー
が拡大される。これは、相応に構成された空隙を調整す
ることによって達成される。これにより、１次インダク
タンスＬ３が減少する。
【００４９】変成器に阻止フェーズでエネルギーを引き
込めば、図３の減磁アークの先端がカットされる。図４
の上部には、付加的出力回路が負荷されない場合に対す
る減磁アークが示されており、下部には、付加的出力回
路が負荷された場合に先端のカットされた減磁アークが
示されている。したがってトランジスタ１７の電圧要求
は減少する。
込めば、図３の減磁アークの先端がカットされる。図４
の上部には、付加的出力回路が負荷されない場合に対す
る減磁アークが示されており、下部には、付加的出力回
路が負荷された場合に先端のカットされた減磁アークが
示されている。したがってトランジスタ１７の電圧要求
は減少する。
【００５０】出力電圧Ｕ２＝５Ｖの場合、補助電圧Ｕ４
は約１７Ｖである。出力電圧Ｕ２＝３Ｖでは、約１０Ｖ
である。
は約１７Ｖである。出力電圧Ｕ２＝３Ｖでは、約１０Ｖ
である。
【００５１】図１と図２に示された導通形コンバータは
有利には、出力電圧Ｕ３がそれぞれ５Ｖより小さく、補
助電圧Ｕ４がそれぞれ少なくとも５Ｖである。
有利には、出力電圧Ｕ３がそれぞれ５Ｖより小さく、補
助電圧Ｕ４がそれぞれ少なくとも５Ｖである。
【図１】制御回路に対する供給電圧を形成するための阻
止形コンバータ−出力回路を有する導通形コンバータの
回路図である。
止形コンバータ−出力回路を有する導通形コンバータの
回路図である。
【図２】阻止形コンバータ−出力回路に安定化回路を有
する導通形コンバータの回路図である。
する導通形コンバータの回路図である。
【図３】通常の導通形コンバータに対する電圧線図であ
る。
る。
【図４】図１または図２の導通形コンバータに対する電
圧線図である。
圧線図である。
１ 直流電圧源 ３ １次巻線 ４ 電子スイッチ ２０ 負荷
Claims (9)
- 【請求項１】 １次側主電流回路に変成器（６）の１次
巻線（３）に対し直列に配置され、制御装置（２）によ
り制御される電子スイッチ（４）と、変成器（６）の２
次巻線に接続された２次側主電流回路とを有し、 該２次側主電流回路は、縦分岐路に配置された整流ダイ
オード（８）と、横分岐路に配置されたフリーホイール
ダイオード（９）と、縦分岐路に配置されたチョーク
（１０）と、出力側に並列に配置されたコンデンサ（１
１）とを有し、 変成器（６）の２次巻線（７）には、２次側主電流回路
に加えて別の出力回路が接続されており、 該別の出力回路は、整流ダイオード（１３）を介して２
次巻線（７）に接続された第１のコンデンサ（１２）
と、その出力側に並列に配置されたコンデンサ装置（１
５）とを有し、 該コンデンサ装置は導通形コンバータの阻止フェーズで
変成器（６）からエネルギーを受け取る形式の導通形コ
ンバータにおいて、 別の出力回路の第１のコンデンサ（１２）は２次巻線
（７）の接続点にて、２次側主電流回路の整流ダイオー
ド（８）と接続されており、 前記別の出力回路では、整流ダイオード（１３）とコン
デンサ（１２）との接続点と、出力側（ａ）との間に第
２のダイオード（１４）が配置されており、 該第２のダイオードは、コンデンサ（１２）に印加され
る電圧を基準にして導通方向に極性付けられていること
を特徴とする導通形コンバータ。 - 【請求項２】 導通形コンバータの出力電圧は、制御装
置（２）により制御される電子スイッチ（４）によって
一定の値に調整される請求項１記載の導通形コンバー
タ。 - 【請求項３】 導通形コンバータの出力側（ｂ，ｃ）に
直列にコンデンサ（１６）が接続されており、 該コンデンサの一方の端子は、基準電位に対して電圧
（Ｕ３）を導く、導通形コンバータ出力側（ｂ，ｃ）の
端子（ｂ）と接続されており、 他方の端子は、第１のダイオード（１３）とは反対側の
第２のダイオード（１４）の端子に接続されている請求
項１または２記載の導通形コンバータ。 - 【請求項４】 導通形コンバータの出力側（ｂ，ｃ）に
はコンデンサ（１６）が配置されており、 該コンデンサの一方の端子は基準電位と接続されてお
り、 他方の端子は、第１のダイオード（１３）とは反対側の
第２のダイオード（１４）の端子と接続されている請求
項１から３までのいずれか１項記載の導通形コンバー
タ。 - 【請求項５】 第２のダイオード（１４）と別の出力回
路の出力側との間にトランジスタ（１８）のコレクタ−
エミッタ区間が接続されており、 トランジスタのベースと基準電位との間にはツェナーダ
イオード（１９）が配置されている請求項１から４まで
のいずれか１項記載の導通形コンバータ。 - 【請求項６】 トランジスタ（１８）のコレクタとベー
スとの間に抵抗（１７）が接続されている請求項５記載
の導通形コンバータ。 - 【請求項７】 導通形コンバータの出力電圧は５Ｖより
小さく、補助電圧は少なくとも５Ｖである請求項１から
６までのいずれか１項記載の導通形コンバータ。 - 【請求項８】 導通形コンバータは、２次回路に接続さ
れた電子回路（１６）を有し、 該電子回路の供給電圧入力側は別の出力回路の出力側と
接続されている請求項１から７までのいずれか１項記載
の導通形コンバータ。 - 【請求項９】 変成器（６）のコアは空隙を有する請求
項１から８までのいずれか１項記載の導通形コンバー
タ。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| EP94111983A EP0696102B1 (de) | 1994-08-01 | 1994-08-01 | Durchflussumrichter mit einen weiteren Ausgangskreis |
| DE94111983.6 | 1994-08-01 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08182321A true JPH08182321A (ja) | 1996-07-12 |
Family
ID=8216165
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7196824A Withdrawn JPH08182321A (ja) | 1994-08-01 | 1995-08-01 | 導通形コンバータ |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5701238A (ja) |
| EP (1) | EP0696102B1 (ja) |
| JP (1) | JPH08182321A (ja) |
| CN (1) | CN1128429A (ja) |
| AT (1) | ATE160911T1 (ja) |
| DE (1) | DE59404728D1 (ja) |
| ES (1) | ES2109565T3 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2021069136A (ja) * | 2019-10-17 | 2021-04-30 | ニチコン株式会社 | スイッチング素子の駆動装置 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE19548986C2 (de) * | 1995-12-28 | 1998-02-12 | Siemens Ag | Schaltungsanordnung zur Hilfsspannungserzeugung |
| DE19711817A1 (de) * | 1997-03-21 | 1998-09-24 | Abb Daimler Benz Transp | Schaltnetzteil |
| JP3228215B2 (ja) * | 1998-03-11 | 2001-11-12 | 株式会社村田製作所 | スイッチング電源装置 |
| FR2778510B1 (fr) * | 1998-05-07 | 2000-06-23 | Sgs Thomson Microelectronics | Perfectionnement aux convertisseurs de tension a decoupage et convertisseur de tension l'incorporant |
| WO2000014862A1 (en) * | 1998-09-07 | 2000-03-16 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Circuit arrangement |
| US6021051A (en) * | 1998-12-29 | 2000-02-01 | General Electric Company | Power converter with crowbar circuit and control for very fast output voltage turn-off |
| DE19932711A1 (de) * | 1999-07-16 | 2001-01-18 | Thomson Brandt Gmbh | Schaltnetzteil |
| FI19991677A (fi) * | 1999-08-06 | 2001-02-07 | Nokia Networks Oy | Muuntajan palautus |
| US6396718B1 (en) * | 2000-12-19 | 2002-05-28 | Semiconductor Components Industries Llc | Switch mode power supply using transformer flux sensing for duty cycle control |
| WO2003050937A1 (en) * | 2001-12-12 | 2003-06-19 | Vdsl Systems Oy | Switched mode power supply with two outputs |
| KR20050121275A (ko) * | 2003-05-21 | 2005-12-26 | 코닌클리케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이. | 다중 정격 출력들 및 단일 피드백 루프를 갖는 스위치 모드전원 장치 |
| US8274805B2 (en) * | 2008-04-08 | 2012-09-25 | Samsung Electro-Mechanics Co., Ltd. | High voltage power supply |
| US8699238B1 (en) * | 2010-03-29 | 2014-04-15 | Sedona International, Inc. | Method and apparatus for stabilizing power converters |
| EP2555402B1 (de) * | 2011-08-02 | 2019-05-15 | Siemens Aktiengesellschaft | Schaltwandler |
| AT511709B1 (de) * | 2011-10-04 | 2013-02-15 | Hitzinger Gmbh Dipl Ing | Umformer zum anschluss des elektrischen bordnetzes eines flugzeugs an ein wechselstromnetz |
| CN110572045B (zh) * | 2019-10-15 | 2020-10-09 | 福州大学 | 一种基于双耦合电感的高增益dc-dc变换器 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| US4323961A (en) * | 1980-09-12 | 1982-04-06 | Astec Components, Ltd. | Free-running flyback DC power supply |
| US4559594A (en) * | 1983-11-25 | 1985-12-17 | Adams Manufacturing Company | Electrostatic air cleaner and high voltage power source therefor |
| US4727463A (en) * | 1985-06-13 | 1988-02-23 | Canon Kabushiki Kaisha | Power supply device comprising means for modulating the output thereof |
| US4785387A (en) * | 1986-04-28 | 1988-11-15 | Virginia Tech Intellectual Properties, Inc. | Resonant converters with secondary-side resonance |
| DE3912849A1 (de) * | 1988-04-19 | 1989-11-02 | Ceag Licht & Strom | Stromversorgungsgeraet |
| DE4021385A1 (de) * | 1990-07-05 | 1992-01-16 | Philips Patentverwaltung | Schaltungsanordnung zur erzeugung von zwei gleichspannungen |
| FR2672447B1 (fr) * | 1991-02-05 | 1995-06-16 | Europ Agence Spatiale | Convertisseur continu-continu, en particulier convertisseur push-pull a mosfets. |
| EP0498917B1 (de) * | 1991-02-15 | 1995-07-05 | Siemens Aktiengesellschaft | Taktgesteuerter Umrichter mit Strombegrenzung |
| JPH04354266A (ja) * | 1991-05-30 | 1992-12-08 | Sony Corp | 高圧安定化回路 |
| DE4118918A1 (de) * | 1991-06-08 | 1992-12-10 | Philips Patentverwaltung | Gleichspannungswandler |
-
1994
- 1994-08-01 DE DE59404728T patent/DE59404728D1/de not_active Expired - Fee Related
- 1994-08-01 ES ES94111983T patent/ES2109565T3/es not_active Expired - Lifetime
- 1994-08-01 EP EP94111983A patent/EP0696102B1/de not_active Expired - Lifetime
- 1994-08-01 AT AT94111983T patent/ATE160911T1/de not_active IP Right Cessation
-
1995
- 1995-08-01 CN CN95108682A patent/CN1128429A/zh active Pending
- 1995-08-01 JP JP7196824A patent/JPH08182321A/ja not_active Withdrawn
-
1996
- 1996-12-30 US US08/775,381 patent/US5701238A/en not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2021069136A (ja) * | 2019-10-17 | 2021-04-30 | ニチコン株式会社 | スイッチング素子の駆動装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN1128429A (zh) | 1996-08-07 |
| ES2109565T3 (es) | 1998-01-16 |
| EP0696102B1 (de) | 1997-12-03 |
| ATE160911T1 (de) | 1997-12-15 |
| US5701238A (en) | 1997-12-23 |
| DE59404728D1 (de) | 1998-01-15 |
| EP0696102A1 (de) | 1996-02-07 |
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