KR20050121275A - 다중 정격 출력들 및 단일 피드백 루프를 갖는 스위치 모드전원 장치 - Google Patents

다중 정격 출력들 및 단일 피드백 루프를 갖는 스위치 모드전원 장치 Download PDF

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KR20050121275A
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휴버튜스 씨. 미에만스
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코닌클리케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이.
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Abstract

입력 전원(20)으로부터 입력 공급 전압(V1)을 수신하고, 대응하는 정격 주 출력 공급 전압(V2) 및 적어도 하나의 보조 출력 공급 전압(V4)을 발생시키는 스위치 모드 전력 공급 장치(200)가 제공된다. 상기 장치(200)는, (a) 2차 출력(NS1)을 제공하는 단자를 갖는 유도 수단(TR1); (b) 스위칭된 방식으로 상기 유도 수단(TR1)에 전류를 인가하기 위해 상기 입력 전원(20)과 상기 유도 수단(TR1)사이에 결합된 스위칭 수단(SW1); (c) 상기 2차 출력을 수신하여 상기 정격 주 출력 공급 전압(V2)을 발생시키기 위해 주 정류 수단(D1, C1); (d) 정격으로 상기 주 출력 공급 전압(V2)을 유지하도록 상기 스위칭 수단(SW1)의 동작을 조정하기 위해, 적어도 하나의 기준(30)과 상기 정격 주 출력 공급 전압(V2)을 비교하는 피드백 수단(AMP1); 및 (e) 상기 적어도 하나의 보조 출력 전압(V4)을 발생시키기 위해 상기 피드백 수단(AMP1)에 의해 정격으로 되는 신호들을 수신하도록 상기 유도 수단(Tr1)의 단자에 결합된 커패시터(C3)를 포함하는 전압 배율기를 포함하는 보조 정류 수단(210)을 포함한다.

Description

다중 정격 출력들 및 단일 피드백 루프를 갖는 스위치 모드 전원 장치{Switch mode power supply apparatus with multiple regulated outputs and a single feedback loop}
본 발명은 SMPS(Switch Mode Power Supply; 스위치 모드 전원) 장치에 관한 것으로, 특히, 다중 정격을 제공하는 단일 피드백 루프만을 사용하는 동안 다중 정격 출력들을 제공하는 SMPS에 관한 것이지만 SMPS에 제한되는 것은 아니다.
SMPS 장치는 컴퓨터들, 소비자 전자 장치, 배터리 충전기들과 같은 몇몇 언급할 수 있는 다양한 애플리케이션들에서 사용되고 널리 공지된다. a.c.(교류) 주 공급을 수신하고 정격 d.c(직류) 출력을 전송하도록 구성될 때, SMPS는 1차 권선이 정류된 a.c. 주 공급에 스위칭 배열을 통해 결합되고, 2차 권선이 정격 d.c. 출력이 양단에 발생되는 전하 축전 배열에 정류 배열을 통해 결합되며, 피드백 배열이 d.c. 출력을 요구된 전위로 정격하기 위해 스위칭 배열의 동작을 제어하기 위한 스위칭 배열 및 전하 축전 배열에 결합되는 변압기를 일반적으로 포함한다.
SMPS 장치의 광범위한 사용으로 인해, SMPS에 대한 많은 대안의 회로 구성들이 공지된다. 예컨대, SMPS 회로 구성들은 공개된 미국 특허 번호들 US 4,517,633, US 5,835,360 및 공개된 미국 특허 출원 번호 US 2001/0028570에 기술된다.
앞서 언급한 미국 특허 번호 US 5,835,360에서, 2개의 출력 회로들을 포함한 SMPS이 기술되고, 그 중 하나의 출력 회로는 SMPS의 입력 스위칭 장치의 제어에 의해 직접 정격되고, 다른 출력 회로는 간접적으로 정격된다. 그와 같은 간접 정격은 제 1 및 제 2 출력 회로들의 권선들을 포함하는 에너지 저장 자기 코어 주변에 보통 감겨진 부가의 권선에 의해 제공된다. 상기 부가의 권선은 출력 회로들 중 상대적으로 하위인 전압 출력 회로와 상대적으로 상위인 다른 전압 출력 회로 사이에 접속된다. 더욱이, 부가 권선이 접속되어, 하위 전압 회로에 가볍게 부하가 걸릴 때 링크 전류는 상위 전압 출력으로부터 하위 전압 출력으로 하위 전압 회로를 통해 흐를 수 있다. 하위 전압 출력 상의 부하가 증가함으로써 링크 전류는 감소하기 쉽다. 마그네틱 코어 주위에 감긴 3개의 권선들을 사용함으로써, 동작에서 출력들의 정격이 어느 정도 개선되면 상당한 공통 자기 결합을 얻을 수 있다.
콘텍스트에서 본 발명을 병치하기 위해, SMPS에 대한 알려진 최근의 구성들은 도 1 및 2를 참조하여 기술될 것이다. 도 1에서, 단순한 플라이-백(fly-back) SMPS는 10에 의해 일반적으로 표시되고, 변압기 TR1, 스위칭 장치 SW1, 피드백 제어 증폭기 AMP1, 정류기 다이오드 D1, 전해질 저장 커패시터(electrolytic reservoir capacitor) C1 및 기준 전압 V3을 제공하는 전압 기준(30)을 포함한다. 증폭기 AMP1는 아날로그 제어 증폭기, 톱니파 발진기 및 아날로그 비교기(도시되지 않음)를 포함하고, 아날로그 증폭기는 반전(-) 및 비-반전(+) 입력 신호들을 수신하도록 구성되고 이러한 반전 및 비-반전 입력 신호들간 증폭된 차에 대응하는 증폭된 아날로그 출력 신호를 제공하고, 톱니파 발생기는 아날로그 톱니파 신호를 발생시키도록 배열되며, 상기 비교기는 증폭된 출력 신호 및 톱니파 신호를 수신하고 표시-공백 비율(mark-space ratio)이 상기 아날로그 출력 신호의 전위와 관련된 톱니파 파형의 전위에 응답하여 변할 수 있는 구형파 출력 신호를 발생시키도록 비교하며, 상기 구형파 출력 파형은 스위칭 장치 SW1를 구동하기에 적합하다. 변압기 TR1는 공통 코어에 자기적으로 결합된 1차 및 2차 권선들인 NP1, NS1들을 각각 포함한다. 2차 권선 NS2는, 출력 전압 V2가 동작에서 전개된 전기적인 부하 LD1와 병렬로 접속된 커패시터 C1에 다이오드 D1를 통해 접속된다. 1차 권선 NP1은 동작에서 전위 V1을 제공하는 입력 전원(20)에 스위칭 장치 SW1의 전력 단자들을 통해 결합된다. 따라서, SMPS(10)는 도 1에 예시된 것처럼 함께 접속된다. 전원(20)은 변압기 TR1이 절연을 제공하기 위해 사용되지 않을 때 접지 전위 GND에 선택적으로 접속된다.
동작에서, 장치 SW1는 장치 SW1가 비-도전 기간들 t2동안 실질적으로 비-도전 사이에 도전 기간들 t1동안(시간 t의 함수로서 파형들을 도시하는 삽입 그래프 참조) 전류 IS를 반복적으로 도전한다. 장치 SW1가 도전 기간 t1에서 도전할 때, 전류 IS는 수학식 1에 따라 도전 기간 t1의 끝에서 값 iP를 추정하도록 거의 선형적으로 증가한다.
여기에서, LP는 1차 권선 NP1의 접속 단자들에서의 동작에서 나타나는 인덕턴스이다.
전류 IS는 변압기 TR1의 코어 내의 자계를 반복적으로 설립하도록 동작가능하다. 각 도전 기간 t1의 끝에서, 코어에 설립된 자계는 1차 권선 NP1에 흐르는 전류 IS를 유지하도록 시도하는 역 e.m.f.(electro-motive force: 기전력) 발생시키기 위해 쇠퇴하지만, 장치 SW1는 비-도전 기간 t2동안 비-도전되기 때문에, 전하가 다이오드 D1를 통해 커패시터 C1에 전송되도록 2차 권선 NS1에 흐르는 전류를 발생시킨다. 증폭기 AMP1는 부하 LD1의 양단에 전개된 출력 전압 V2를 모니터하고 기준 전압 V3을 비교하도록 동작가능하고, 전압들 V2와 V3간의 차를 0의 크기로 음의 피드백에 의해 강제하기 위해 시도하도록 예컨대, PWM 제어에 의해 도전 기간 t1 및 비-도전 기간 t2의 하나 이상의 듀레이션을 수정한다.
SMPS(10)가 2개의 제어 증폭기들 및 관련된 정격 제어 장치들의 비용을 초래하지 않고 제 2 출력을 유리하게 포함하는, 비용에 민감한 애플리케이션들이 직면하는 상황이 당업계에 공지된다. 기능과 비용 사이의 그러한 절충을 달성하기 위해 도 1의 SMPS(10)를 도 2의 100에 의해 일반적으로 지시된 대응하는 SMPS로 변경하는 것이 통상적이다.
SMPS(100)에서, 두번째 2차 권선 NS2이 첫번째 2차 권선 NS1에 부가하여 변압기 TR2에 포함되는 것을 제외한 변압기 TR1에 유사한 변압기 TR2가 포함된다. 2차 권선은 제 2 부하 LD2 양단에 결합된 전해질 커패시터 C2 및 다이오드 D3를 포함하는 부가의 2차 회로에 결합되고, 부가의 2차 회로는 부하 LD2의 양단의 출력 전압 V4를 전개하도록 동작가능하다. 2차 권선 NS2는 도 2에 예시된 제 1 권선 NS1과 직렬로 접속된다.
이론적으로, 출력 전압 V4는 수학식 2에 의해 전압 V2에 관련된다.
여기에서, nNS1 및 nNS2는 첫번째 및 두번째 2차 권선들 NS1, NS2 각각의 권선수들이다.
이상적인 상황에서는, 권선들 NP1, NS1 및 NS2가 자기적으로 가깝게 결합될 때, 증폭기 AMP1는 완벽하게 전압들 V2 및 V4를 정격하기 위해 동작가능하다. 하지만, 변압기 TR2의 자속 누설때문에 실제로 불완전한 결합이 발생하여, 전압 출력 V4에서 발생하는 그러한 불완전한 결합은 전압 출력 V2에 대해서 보다는 상대적으로 높은 내부 저항을 갖는 전원으로부터 발생하여 나타나는 것을 발명자는 인식하고 있다. 따라서, 변압기에서 완전하게 결합되지 않으면, 전압 출력 V4는 불완전하게 규제된다.
본 발명은 상기 변압기 TR2가 알루미늄 포일 권선들을 포함하는 도 2의 SMPS(100)을 실험적으로 기술했다. SMPS(100)의 실제적인 구현은 부하 LD2를 통한 전류 ILD2의 함수로서 출력 전압 V4를 보여주는 도 3에서 제공된 측정된 성능을 나타낸다. SMPS(100)는 비슷한 수의 권선수 nNS1, nNS2를 갖는 제 1 및 제 2 권선들 NS1, NS2 각각으로 구현되고, 0 Amps(곡선 K1), 2 Amps(곡선 K2), 4 Amps(곡선 K3) 및 8 Amps(곡선 k4)를 나타내는 부하 LD1에 대해 V2 = 5.2 볼트를 출력하도록 규제된다. 2 내지 8 Amps의 범위를 나타내는 부하 LD1 및 0.1 Amps의 초과를 나타내는 부하 LD2에 대한 동작은 어떤 비-임계적 애플리케이션들에서 잠재적으로 수용가능한 반면에, 회로 비용 및 복잡도가 가능한 많이 감소될 필요가 있고 그럼에도 높은 품질 규제가 필요한 많은 애플리케이션들에 대해 SMPS(100)의 성능이 불필요하다는 것을 발명자는 인식하고 있다.
SMPS(100)의 규제 성능은 변압기 TR1 상의 포일 권선들 예컨대, 알루미늄 및/또는 구리 포일 권선들을 사용함으로써 개선되는 것을 발명자는 인식하고 있다. 하지만, 변압기들에 감긴 그러한 포일은 제작하기에 비용이 많이 들며 에나멜 처리된 구리선에 대해 사용된 종래의 권선 기술들에 비해 특별한 제조 기법들을 요구한다. 때로는 그와 같은 포일-감기(foil-wound) 자기 구성요소들은 고가의 단일-소스 아이템들이다.
변압기 TR2에서 사용된 종래의 권선들 예컨대, 에나멜 처리된 구리선 권선들은 도 3에서 도시된 것과 비교하여 열등한 SMPS 성능을 초래한다. 그러한 에나멜 처리된 구리선 권선들로 구현된 SMPS(100)의 성능을 개선하기 위해, 권선들은 2가닥으로 감긴 구성으로 삽입되고 및/또는 배열될 수 있고, 및/또는 제 2 출력 V2의 규제를 개선하기 위해 다른 공간 권선으로 감겨질 수 있는 것을 발명자는 인식하고 있다. 하지만, 그러한 특별한 변압기 구현들만이 적합한 부하 전류 변경들에 대해 5 내지 10%의 범위에 대해 실제로 SMPS(100)의 교차 규제 에러들을 감소시킬 수 있다. 많은 기술적인 애플리케이션들에서 그러한 성능은 만족스럽지 않다.
앞에서 기술된 것처럼, 두번째 2차 출력 V2의 더 정밀한 정격은 예컨대, 커패시터 C2와 부하 LD2사이의 선형 및/또는 스위치 모드 규제기 장치들을 포함함으로써 능동 전자 장치들을 사용하여 가능해지지만, SMPS가 필요한 많은 애플리케이션들에 대해 과도하게 고가이고 및/또는 너무 복잡한 솔류션이거나 및/또는 전력 효율이 불충분하다.
따라서 발명자는, 특별하게 감긴 변압기들 및/또는 부가의 출력 규제 장치들을 사용할 필요가 없는 하나 이상의 부가 SMPS 2차 출력들에 관련하여 앞서 언급된 규제의 문제를 적어도 부분적으로 어드레스하는 SMPS 구성을 고안했다.
도 1은 단일 규제된 출력을 제공하는 최근의 SMPS(Switch Mode Power Supply; 스위치 모드 전원) 장치의 개략적인 회로도.
도 2는 단일 규제된 출력 및 부가의 규제되지 않은 출력을 제공하는 최근의 SMPS 장치의 개략적인 회로도.
도 3은 도전 포일 권선들을 갖는 변압기들을 사용하여 구현될 때 도 2의 SMPS 장치의 측정된 성능을 나타내는 그래프.
도 4는 본 발명에 따른 제 1 플라이 백 타입 변환기 SMPS 장치의 개략적인 도면으로서, 상기 제 1 SMPS 장치는 주 규제된 출력 및 부가의 양극 출력을 포함하는 것을 나타내는 도면.
도 5는 도전 포일 권선들을 갖는 변압기를 사용하여 구현될 때, 도 4의 SMPS의 측정된 성능을 나타내는 그래프.
도 6은 도 4의 제 1 SMPS의 스위칭 동작을 나타내는 신호 대 시간 그래프.
도 7은 본 발명에 따른 제 2 플라이 백 타입 변환기 SMPS 장치의 개략적인 도면으로서, 상기 제 2 SMPS 장치는 복수의 부가된 양극 출력들을 포함하는 것을 나타내는 도면.
도 8은 본 발명에 따른 제 3 플라이 백 타입 변환기 SMPS 장치의 개략적인 도면으로서, 상기 제 3 SMPS 장치는 부가의 양극 출력을 제공하도록 동작하고 리턴 경로에 형성된 다이오드를 포함하는 것을 나타내는 도면.
도 9는 본 발명에 따른 제 4 플라이 백 타입 변환기 SMPS 장치의 개략적인 도면으로서, 상기 제 4 SMPS 장치는 부가의 음극 출력을 제공하도록 배열된 도 4의 제 1 SMPS의 변형인 것을 나타내는 도면.
도 10은 본 발명에 따른 제 5 플라이 백 타입 변환기 SMPS 장치의 개략적인 도면으로서, 상기 제 5 SMPS 장치는 부가의 음극 출력을 제공하도록 배열되고 리턴 경로에 형성된 다이오드를 포함하며, 도 8의 제 3 SMPS의 변형인 것을 나타내는 도면.
도 11은 최근의 벅 타입 변환기 SMPS 장치의 개략적인 도면.
도 12는 본 발명에 따른 제 6 벅 타입 변환기 SMPS 장치의 개략적인 도면으로서, 상기 제 6 SMPS 장치는 부가의 양극 출력을 제공하도록 배열된 것을 나타내는 도면.
도 13은 본 발명에 따른 제 7 벅 타입 변환기 SMPS 장치의 개략적인 도면으로서, 상기 제 7 SMPS 장치는 제 6 SMPS 장치의 변형히고 부가의 음극 출력을 제공하도록 배열된 것을 나타내는 도면.
도 14는 최근의 포워드 타입 변환기 SMPS 장치의 개략적인 도면.
도 15는 본 발명에 따른 제 8 포워드 타입 변환기 SMPS 장치의 개략적인 도면으로서, 상기 제 8 SMPS 장치는 부가의 양극 출력을 제공하도록 배열된 것을 나타내는 도면.
도 16은 본 발명에 따른 제 9 포워드 타입 변환기 SMPS 장치의 개략적인 도면으로서, 상기 제 9 SMPS 장치는 부가의 음극 출력을 제공하도록 배열된 것을 나타내는 도면.
도 17은 본 발명에 따른 제 10 플라이백 타입 SMPS 장치의 개략적인 도면으로서, 상기 제 10 SMPS 장치는 제 10 SMPS 장치로부터 비 정수배의 주 출력인 부가의 출력 전위를 제공하도록 배열된 제 1 SMPS의 변형인 것을 나타내는 도면.
도면에서 참조들이 기술되지 않으면, 앞선 도면의 동일한 기능을 수행하는 동일한 구성요소들 또는 동일한 신호들을 언급한다.
본 발명의 제 1 목적은, 회로 복잡도 및 비용을 실질적으로 증가시키지 않고 상당히 정밀하게 규제된 제 1 규제된 출력 및 적어도 하나의 보조 출력을 포함하는 SMPS(Switch Mode Power Supply; 스위치 모드 전원) 장치를 제공하는 것이다. 본 발명은 독립항에 의해 규정된다. 종속항들은 이로운 실시예들을 규정한다.
상기 장치는 주 출력 공급에 관련하여 더 정확하게 규제된 적어도 하나의 보조의 출력 공급을 제공할 수 있는 점에서 이롭다. 유도 수단은 변압기 또는 인덕터가 될 수 있다.
바람직하게, 장치에서, 유도 수단 및 주 정류 수단은 플라이백 타입(flyback-type) 변환기 SMPS로서 구성된다. 플라이백 타입 변환기 SMPS는, 동작중인 자계가 주기적으로 감소되도록 배열되어 상기 장치로부터 출력 공급들을 발생시키는 용도로 플라이백 전위가 발생되는 유도 수단의 변압기-타입 구성요소를 포함하는 것이다. 플라이백 타입 변환기 SMPS는 입력 공급 및 출력 공급 사이의 절연 예컨대, 주 전기 공급들에서의 절연을 제공할 수 있고 효율이 높은 것으로 알려진다.
대안으로, 유도 수단 및 주 정류 수단이 벅 타입(buck-type) 변환기 SMPS으로 구성되도록 장치가 배열된다. 벅 타입 변환기 SMPS는 부하에 전달된 전류가 유도 구성요소를 통해 전달되고, 상기 전류는 상기 부하에 전력 제어를 위해 주기적으로 차단된다. 벅-타입 변환기 SMPS는 상대적으로 간단하고 그럼에도 상당한 전력을 다루도록 배열될 수 있는 이점이 있다.
상기 장치에서, 주 정류 수단 및 상기 보조 정류 수단은 바람직하게, 적어도 하나의 보조 출력 공급 전압이 상기 전압 강하들에 거의 의존하지 않도록, 상기 각 정류 수단에서의 전압 강하들은 적어도 부분적으로 취소하도록 배열되는 방식으로 상호 접속된다. 전압 강하들의 적어도 부분적인 보정은 적어도 하나의 보조 출력 공급 전압의 개선된 규제 안정성을 제공한다.
더욱 바람직하게, 전류 정류의 목적으로 주 정류 수단 및 보조 정류 수단 내에 포함된 다이오드들은 실리콘, 게르마늄 및 쇼트키 다이오드들 중 적어도 하나를 포함한다. 게르마늄 및 쇼트키 다이오드들은 실리콘 다이오드들과 비교하여 낮은 순방향 도전 전압 강하들을 나타내지만, 실리콘 다이오드들은 특히, 높은 역 전위가 동작 중에 발생되는 경우 상대적으로 저렴하고, 견고하다. 대안으로, 전류 정류의 목적으로 주 정류 수단 및 보조 정류 수단 내에 포함된 다이오드들은 동기의 정류기들로서 기능하는 스위칭 장치들을 포함한다. 그러한 동기의 정류는 잠재적으로, 실리콘 다이오드들을 사용하는 것보다 더욱 에너지 효율적일 수 있다.
바람직하게, 상기 장치는, 주 출력 공급 전압 및 적어도 하나의 보조 공급 전압은 거의 대칭적인 양 및 음의 전압들 이도록 배열되어 구성된다.
바람직하게, 상기 보조 정류 수단은 능동 규제 구성요소들이 결여된다. 그러한 배열은 장치의 제조 비용 및 복잡도를 감소시킬 수 있다.
바람직하게, 상기 보조 정류 수단은 인덕터 및 다이오드를 포함한다. 그러한 구성요소들을 여러 공급자들로부터 획득하기가 상대적으로 쉽고, 잠재적으로 견고하며, 저렴하다. 인덕터는 바람직하게, 유도 수단과 자기적으로 결합하지 않는다.
바람직하게, 상기 장치에서, 적어도 하나의 주 정류 수단 및 보조 정류 수단은 전류의 리턴 경로에서 정류 다이오드를 포함한다. 어떤 장치의 타입들을 설계할 때, 때로는 장치 주변에 구성된 다른 전자 구성 요소들의 전기적 특성 때문에 리턴 경로들을 포함하는 것이 편리하다.
바람직하게, 상기 장치에서, 보조 정류 수단은 적어도 하나의 보조 출력 전압의 스위칭 리플을 감쇄시키기 위해 적어도 하나의 보조 출력 공급 전압에 앞선 저역 통과 필터를 포함한다. 그와 같은 필터는 적어도 하나의 보조 출력 공급 전압의 리플을 감소시킬 수 있고 그 결과, 예컨대 상대적으로 낮은 스위칭 주파수를 사용할 수 있다.
편리하게, 장치에서 최상의 규제를 얻기 위해, 주 정류 수단 및 보조 정류 수단은 서로에 대해 상호 정수 배인 상기 주 출력 공급 전압 및 상기 적어도 하나의 보조 출력 공급 전압을 발생시키도록 배열된다.
대안으로, 일부 사용자들의 요구를 만족시키기 위해, 주 정류 수단 및 보조 정류 수단은 서로에 대해 상호 비-정수 배인 상기 주 출력 공급 전압 및 상기 적어도 하나의 보조 출력 공급 전압을 발생시키도록 배열된다.
본 발명의 실시예는 다음의 도면들을 참조하여 예로서만 기술된다.
상기에서 기술된 것처럼, 발명자는 전술한 도 2에 개시된 최근의 플라이백-모드 SMPS 장치가 V4에 의해 설계된 부가의 출력에서 불만족스러운 품질의 규제를 제공하고, 그와 같은 불만족스러운 규제는 도 3에서 도식적으로 개시되는 것을 인식한다. SMPS(100)는 도 1에서 개시된 전술한 SMPS(10)로부터의 종래의 논리적 개발인 것으로 발명자가 인식하는 반면에, 발명자는 본 발명에 따른 대안의 제 1 플라이백-타입 변압기 SMPS를 고안했고, 일반적으로 SMPS는 도 4의 200으로 표시된다.
SMPS(200)는 관련된 스위칭 장치 SW1와 함께 최근의 SMPS(10)에서 사용된 전술한 변압기 TR1, 피드백 제어 증폭기 AMP1 및 전압 기준(30)을 포함한다. 변압기 TR1의 전술한 1차 권선 NP1은 접지 전위 GND에 관계된 크기 V1의 출력 전압을 전원(20)의 제 1 단자와 변압기의 제 1 단자에서 접속되고, 더욱이, 1차 권선 NP1의 제 2 단자는 접지 전위 GND에 스위칭 장치 SW1의 전력 단자들을 통해 접속된다. 더욱이, SMPS(200)는 또한 양극 단자로부터 변압기 TR1의 전술한 2차 권선 NS1까지 접속된 전술한 다이오드 D1를 포함하고, 더욱이, 다이오드 D1은 도시된 것처럼 다이오드의 양극 단자에서 전술한 전해질 저장 커패시터 C1의 양극에 접속되며, 2차 권선 NS1의 제 2 단자 및 커패시터 C1의 음극은 도시된 것처럼 접지 전위 GND에 또한 접속된다. 전술한 제 1 부하 LD1은 도시된 것처럼 커패시터 C1의 양단에 연결된다. 피드백 접속은 도시된 것처럼 커패시터 C1의 양극으로부터 증폭기 AMP1의 반전 입력(-)에 연결된다. 더욱이, 기준(30)으로부터 전술한 기준 전압(V3)은 증폭기 AMP1의 비반전 입력(+)에 연결된다. 증폭기 AMP1는, 펄스 폭 비 및/또는 펄스 반복 주파수가 증폭기 AMP1의 반전 및 비반전 입력들에 적용된 신호들 사이에서 일어나는 전압 차의 함수인 스위칭 출력 신호 X1를 제공하는 동작에서 배열된다. 앞에서 설명된 것처럼, 증폭기 AMP1는 그로부터의 PWM(Pulse Width Modulated; 펄스 폭 변조) 출력을 발생시키는 구성 요소 부분들을 포함한다.
SMPS(200)은 또한 점선들(210) 내에 포함된 것으로 도시된 전압 배가 회로를 포함한다. 배가 회로는 음극에서 검은 점에 의해 지정된 2차 권선 NS1의 제 1 단자에 접속된 전해질 커패시터 C3를 포함하고, 커패시터 C3는 양극에서 전술한 다이오드 D2의 양극 및 인덕터 TR1의 제 1 단자에 접속된다. 인덕터 TR1은 예컨대, 그 위에 전선을 감음으로써 변압기 TR1의 자기 코어에 자기적으로 결합되지 않는다. 즉, 인덕터 TR1은 변압기 TR1의 자기 코어로부터 실질적으로 자기적으로 고립된다. 하지만, 이후에 기술된 것처럼, 인덕터 TR1은 필요하면, 변압기 TR1에 적어도 부분적으로 자기적으로 결합되도록 배열될 수 있다. 인덕터 TR1의 제 2 단자는 도시된 것처럼 다이오드 D1의 음극에 접속된다. 다이오드 D2의 음극은, 음극이 접지 전위 GND에 접속된 전술한 저장 커패시터 C2의 양극에 접속된다. 전술한 제 2 부하 LD2는 커패시터 C2의 전극들의 양단에 접속된다.
SMPS(200)의 동작을 설명하기 위해, SMPS(200)의 거의 일정한(d.c.) 상태들이 먼저 고려될 것이다. 동작에서, 2차 권선 NS1에 따라 전개된 평균 전위는 실질적으로 0이고, 이 권선 NS1은 1차 권선 NP1에 유도적으로 결합된다. 즉, 신호 X2는 도 6에 도시된 것처럼, 실질적으로 접지 전원 GND에 평균한다. 도 6에서, 가로축(250)은 시간을 나타내고, 세로축(260)은 신호 크기를 나타낸다. 유사하게, 인덕터 TR1이 미미한 저항을 가진다고 가정하면, 그에 따라 전개된 평균 전위는 실질적으로 0이다. 즉, 신호 X3는 평균적으로 부하 LD1의 양단에 전개된 전위 V2에 평균한다. 결과적으로, 커패시터 C3의 양단에 전개된 평균 전위는 부하 LD1 양단에 전개된 전위 V2와 동일하다.
순간적인(a.c) 상태들에서, 신호 X2는 또한 도 6에서 도시된 방식으로 변동한다. 즉, 신호 X2는 수학식 3에 따른 크기 PU에서 일시적으로 피크된다.
PU = V2 + VD1
여기서, 전위 VD1은 다이오드 D1양단에서 일어나는 순방향-도전 전압 강하이다. 예컨대, VD1은 다이오드 D1이 실리콘일 때 실질적으로 0.7V이지만, 전압 강하 VD1의 더작은 크기들은 예컨대 0.2V 정도로 쇼트키 다이오드들 또는 게르마늄 다이오드들을 사용함으로써 달성될 수 있다. 스위칭 장치 SW1이 커패시터 C3의 양단에 전개된 전위가 동작 중에 거의 일정하도록 충분히 높은 주파수에서 동작할 때, 예컨대, 인덕터 TR1을 통해 커패시터 C3의 순간적인 방전을 막기 위해 충분히 높은 주파수에서 동작할 때, 신호 X3는 (2 x V2) + VD1의 전위에서 대응하여 순간적으로 피크가 된다. 커패시터 C2와 결합한 D2가 신호 X3의 피크 값에서 다이오드 D2의 양단에 순방향-도전 전압 강하 VD2 작은 값에 대응하는 전위로 커패시터 C2를 충전하도록 동작할 수 있기 때문에, 전위 V4는 수학식 4에 따라 부하 LD2의 양단에서 전개되었다.
V4 = (V2 + VD1)+(V2 - VD2)
다이오드 D1, D2가 상호 유사한 형태 예컨대, 바람직하게 등온적으로 연결된 매칭된 장치들일 때, 전위 V4는 커패시터들 C1, C2 및 C3의 충전 및 방전에 의해 유발된 실질적으로 작은 리플(ripple)과 관계없이 2xV2와 거의 같다. 전위 V2는 기준 전압 V3에 관련하여 증폭기 AMP1의 작동에 의해 규제되어, 전압 V4는 또한 실질적으로 규제된다.
도 6을 참조하여, 신호 X1은 전극들 간 스위칭 장치 SW1의 비-도전 및 도전에 각각 대응하는 논리 상태들 '0' 및 '1'사이에서 스위칭하는 것이 도시된다. 또한, 스위칭 장치 SW1를 통해 흐르는 전류 IP는 도시된 것처럼 피크 값으로서 P를 형성하는 실질적으로 상승 램프를 가정하지만, 신호 X2는 음의 크기인 -PL이다. 스위칭 장치 SW1가 IP를 실질적으로 0으로 만드는 비-도전성일 때, 자계의 실질적인 쇠퇴가 변압기의 코어 내에서 성립된다. -PL의 크기는 입력 전압 V1의 크기에 의해 결정된다.
발명자는 도 5에 도시된 결과들을 산출하기 위해 도 4의 SMPS(200)를 구성하고 실험적으로 특징지었고, 곡선 K4, K3, K2, K1은 부하 LD1을 통해 흐르는 8Amps, 4Amps, 2Amps, 0Amps 각각에 대응한다. 도 5의 가로축은 부하 LD2를 통해 흐르는 전류 즉, 전류 ILD2에 대응하고, 더욱이, 전위 V4는 대응하는 세로축(280)을 따라 표시된다.
도 5에 도시된 부하 LD2에 관련된 SMPS(200)의 규제 특성들은 도 3에 도시된 SMPS(100)의 규제 특성들과 비교된다. SMPS(200)의 규제 특성들은 SMPS(100)의 규제 특성들보다 훨씬 양호한 것으로 관찰될 것이다. 또한, SMPS(100)은 포일(foil) 도체 기술을 사용하여 구현된 변압기 TR1을 사용하는 반면에, SMPS(200)은 변압기가 더 많은 종래의 에나멜 구리선 코일로 구조체를 감는 절차를 사용하여 구현될 때 도 5에서 도시된 것과 같은 유사한 수행 결과들을 산출할 수 있다. SMPS(200)는 실질적인 0인 전류가 부하 LD1에 의해 얻어질 때에도, 양호한 규제를 제공할 수 있다.
SMPS(200), SMPS(100) 둘 다 증폭기 AMP1에 의해 제어된 전압 V2를 발생시키는 1차 제어된 회로를 포함하지만, SMPS(200)는 1차 회로로부터 직접 유도되고 증폭기 AMP1의 제어에 영향을 받는 전압 곱셈에 의해 부가의 출력 V4을 유도하는 반면에, SMPS(100)는 간접적인 불완전한 자기 결합에 의해 부가의 출력 V4F를 유도하여 증폭기 AMP1는 이전 규제를 제공할 수 없다는 점에서, SMPS(200)는 SMPS(100)로부터 구별된다.
도 4의 SMPS(200)는 하나 이상의 부가 출력을 제공하도록 변경될 수 있다. 예컨대, 도 7에서, SMPS(200)의 변경된 버전이 도시되고, 변경된 SMPS는 일반적으로 300으로 표시된다. 도 4의 점선들(210) 내에 포함된 것으로 표시된 구성요소들은 2개의 부가적인 출력 전압들 V4, V5를 제공하기 위해 SMPS에 다중으로 스택되고, 전압들 V4, V5는 각각 V2의 2배, 3배이다. SMPS(300)의 다이오드들 D1, D2 및 다른 다이오드 D5는 서로 유사하고, 더 바람직하게는 동작에서 서로 온도가 같다. 2개 이상의 부가적인 출력들이 예컨대, 전위 V2의 4배인 출력을 발생시키도록 유사한 방식으로 SMPS(300)에 부가되기 쉬운 것으로 인식될 것이다.
SMPS(200)은 여러 개의 서로 다른 회로 토폴로지들에서 구현될 수 있다. 예컨대, 도 8에서, 다이오드 D1이 부하 LD1로부터의 귀환 경로에 접속되고 인덕터 TR1은 관련된 저장 커패시터 C2와 커패시터 C3와 부하 LD2사이에서 접속되는 400으로 일반적으로 표시된 SMPS가 도시된다. 더욱이, 다이오드 D2는 커패시터 C1과 양극에서 접속되고, 커패시터 C3와 인덕터 TR1이 도시된 결합과 음극에서 접속된다. 커패시터 C2를 갖는 인덕터 TR1의 배열은 동작에서 커패시터 C3의 양단에서 발생하는 스위칭-주파수 리플을 필터링하는 효과적인 저역 통과 필터를 형성할 수 있는 장점을 갖는다. SMPS(400)는 V2에서 V2의 두 배인 2개의 양의 출력들 제공하도록 동작한다.
많은 전자 시스템들에서, 동작하는 증폭기들, 아날로그-디지털(A/D) 변환기들, 디지털-아날로그(DAC) 변환기들 및 오디오 증폭기들과 같은 아날로그 회로들에 전력을 제공하기 위한 접지 전원에 관련된 이용가능한 대칭적인 양과 음의 공급 전위들을 갖는 것이 때로는 바람직하다. 따라서, 도 9에서, SMPS(200)에서 변경된 버전이 도시되고, 변경된 SMPS는 500에 의해 일반적으로 도시된다. SMPS(500)는 SMPS(500)에서 커패시터 C2가 반전되고, 커패시터 C3가 음극에서 다이오드 D2의 양극 및 인덕터 TR1의 제 1 단자와 접속된다. 인덕터 TR1의 제 2 단자는 부하 LD2에 접속된다. 더욱이, 다이오드 D2의 음극은 접지 전위(GND)에 접속된다. SMPS(500)는 부하들 LD1, LD2에 각각 접속된 양 및 음의 출력은 기준 전압 V3에 관해 상호 추적하는 것이 장점이다. 또한, 인덕터 TR1 및 커패시터 C2의 토폴로지 배열은 캐퍼시터 C3의 양단에서 나타나는 스위칭 주파수 리플을 효과적으로 감쇄시키는 저역 통과 필터로서 기능할 수 있다.
도 10에서, 600에 의해 일반적으로 표시된 다른 SMPS가 도시된다. SMPS(600)는 부하들 LD1, LD2 각각에 실질적으로 대칭적인 양 및 음 출력들을 제공할 수 있는 기능에서 SMPS(500)과 유사하다. 하지만, 다이오드 D1은 도시된 것처럼, 귀한 경로에 포함된다. 유사하게, 다이오드 D2는 개시된 것처럼 부하 LD2에 음극 출력을 제공하기 위해 순방향 경로에 접속된다.
본 발명은 귀선 변환기 SMPS들의 여러 구성들로만 제한되지 않는 것으로 인식된다. 주요 규제된 출력을 제공하는 벅-타입(buck-type) 변환기 SMPS들에 부가의 출력들을 제공하기 위해, 주요 규제된 출력에 직접 링크된 하나 이상의 전압 배율기들이 사용될 수 있다. 이 점에서 본 발명을 더 잘 설명하기 위해, 최근의 벅-타입 변환기는 도 11을 참조하여 지금 기술될 것이고, 최근의 벅-타입 SMPS는 일반적으로 700에 의해 표시된다.
SMPS(700)는 접지 전위 GND에 교대로 접속된 입력 전원(20)과 제 1 전극과 결합된 스위칭 장치 SW1를 포함한다. 장치 SW1은 제 2 전극에서 다이오드 D1의 음극과 인덕터 TR1의 제 1 단자와 접속된다. 다이오드 D1은 양극은 접지 전원 GND에 접속된다. 인덕터 TR1의 제 2 단자는 캐퍼시터 C1과 병렬로 접속된 부하 LD1의 병렬 조합에 접속된다. 더욱이, 인덕터 TR1의 제 2 단자는 제어 증폭기 AMP1의 반전(-) 입력에 또한 접속된다. 증폭기 AMP1의 비반전 입력(+)은 기준 전압 V3에 결합된다. 더욱이, PWM 및/또는 펄스 반복률 제어 출력은 증폭기 AMP1의 출력으로부터 스위칭 장치 SW1의 스위칭 입력에 결합된다.
동작에서, 전류 IB는 전원(20)로부터 스위칭 장치 SW1, 인덕터 TR1, 부하 LD1, 마지막으로 접지 전원 GND를 통해 전원(20)으로 흐른다. 스위칭 장치 SW1은 전류 IB를 주기적으로 차단하기 위해 제어 증폭기 AMP1에 의해 구동된다. 장치 SW1가 도전할 때, 전류 IB는 인덕터 TR1에 자계를 설립하는 동안 램프(ramp)와 같은 방식으로 증가한다. 스위칭 장치 SW1의 각 순간적인 도전 후 즉시, 인덕터 TR1에서의 자계는 인덕터 TR1의 단자 J가 다이오드 D1의 양단의 순방향 도전 전압 강하인 VD1에 대응하는 - VD1 전위를 갖도록 강요하는 것을 감소시킨다. 더욱이, 인덕터 TR1의 자계 내에 저장된 에너지는 그 결과 캐퍼시터 C1 및 연속적으로 부하 LD1에 전송된다.
SMPS(700)는 전위가 전원(20)로부터 제공된 전위 V1와 다른 부하 LD1의 양단에서 전개되도록 하는 이점이 존재한다. SMPS(700)의 스위치-모드 특징 때문에, 전압 V2의 규제는 단순한 종래의 아날로그 저항성 레귤레이터를 사용하는 것과 비교하여 더 적은 에너지 소모를 초래하는 방법에서 발생한다.
발명자는 SMPS(700)가 또한 인덕터 TR1 및 제어 증폭기 AMP1와 같은 관련된 구성 요소들로부터 직접 유도되는 것에 의해 부가 출력이 제어 증폭기 AMP1로 정확히 규제되기 쉬운 본 발명에 따른 전압 곱셈에 의해 유도된 부가 출력으로 제공될 수 있다. 따라서, 도 12를 참조하면, 800에 의해 지시된 본 발명에 따른 벅-타입 SMPS 장치가 도시된다. SMPS(800)는 도 12의 점선들(810) 내에 포함된 부가의 전압 곱셈기 구성요소들과 함께 도 11에 개시된 SMPS(700)의 구성요소들을 포함한다. 부가의 구성요소들은 캐퍼시터 C3, 다이오드 D2, 인덕터 L1 및 캐퍼시터 C2를 포함한다. 전해질 캐퍼시터 C3의 음극은 도시된 것처럼 다이오드 D1의 음극과 인덕터 TR1의 제 1 단자에 접속된다. 더욱이, 캐퍼시터 C3의 양극은 다이오드 D2의 음극에 연결되고, 인덕터 L1의 제 1 단자에 연결된다. 또한, 다이오드 D2의 양극은 도시된 것처럼 부하 LD1 및 캐퍼시터 C1에 연결된다. 마지막으로, 인덕터 L1의 제 2 단자는 캐퍼시터 C2 및 부하 LD2에 연결된다. 캐퍼시터 C2의 음극 및 부하 LD2는 또한 접지 전위 GND에 접속된다.
동작에서, 증폭기 AMP1의 제어하에, SMPS(800)의 스위칭 장치 SW1는 다이오드 D1의 음극에서 단자 H로 하여금 인덕터 TR1의 전류 IE에 의해 설립된 자계가 감소되는 것처럼 접지 전위 GND와 관련된 VD1의 전위를 순간적으로 스위칭하도록 스위치 SW1를 통해 흐르는 전류 IE를 주기적으로 차단한다. 캐퍼시터 C2의 양단에서 SMPS(800)에 의해 설립된 전위 V2는 순시적으로 변할 수 없기 때문에, 전위 V2+V1은 캐퍼시터 C3의 양단에서 전개된 V2의 크기의 전압 차를 발생시키는 인덕터 TR1의 양단에서 주기적으로 전개된다. 인덕터 L1은 캐퍼시터 C2에서 일어나는 리플을 감소시키고 부하 LD2의 양단의 이러한 리플의 출현을 막기 위해 캐퍼시터 C2와 결합하여 저역 통과 필터를 형성하는 장치 SW1의 스위칭 주파수에서의 상당한 임피던스를 나타내도록 배열된다. 준-정적 조건들에 관련하여, 실질적으로 미약한 평균 전압 강하가 인덕터 TR1 양단에서 발생하고, 그 결과 캐퍼시터 C3의 음극은 접지 전원 GND에 관련된 V2의 전위에서 평균이다. 결과적으로, 부하 LD2의 양단에 전개된 출력 전위 V4는 실질적으로 2 x V2이다. 기준 전위 V3에 관련하여 부하 LD1의 양단에서 전개된 전위 V2를 규제하는 제어 증폭기 AMP1때문에, 부하 LD2의 양단에 전개된 전위 V4는 또한 참조 전위 V3에 관하여 실질적으로 대응적으로 규제된다.
SMPS(800)의 곱셈기를 형성하는 구성요소들은 매칭된 양 및 음 전위들을 출력할 수 있는 벅-타입 SMPS 장치를 제공하기 위해 재배열 가능하고, 그와 같은 재배열된 SMPS는 도 13에 개시되며, 일반적으로 900으로 지시된다. SMPS(900)에서 개시된 것처럼, 전압 곱셈기가 다이오드 D1의 전극, 인덕터 TR1의 전극 및 장치 SW1의 전극에 접속된 캐퍼시터 C3의 양의 전극으로 구현되는 것을 제외하곤 SMPS(900)은 SMPS(700)과 유사하다. 캐퍼시터 C3의 음의 전극은 다이오드 D2의 음극 및 인덕터 L1의 제 1 단자에 연결된다. 인덕터 L1의 제 2 단자 및 캐퍼시터 C2의 양극이 접지 전위 GND에 결합된다. 더욱이, 다이오드 D2의 양극은 캐퍼시터 C2의 음극에 연결된다. 부하 LD2는 도시된 것처럼 캐퍼시터 C2의 전극들에 양단에 접속된다. 따라서, SMPS(200)는 도 13에서 개시된 것처럼, 토폴로지적으로 구성된다.
SMPS(900)는 전압 V2의 크기와 유사한 음의 전압 V4를 발생시키고 실질적으로 그것을 추적하도록 동작할 수 있다. 따라서, SMPS(900)는 예컨대, 접지 전위 GND 근처에서 동작하도록 배열된 연산 증폭기들 및 오디오 증폭기들과 같은 구성 요소들을 포함하는 아날로그 전자 회로들에 전압을 제공하는 것에 대해 특히 편리한 균형의 대칭적인 양 및 음의 공급들을 제공할 수 있다.
직접적으로 연결된 전압 곱셈 회로들을 사용함으로써 SMPS들에 하나 이상의 부가 출력들을 제공하는 발명자의 앞의 방법은 또한 순방향 타입 SMPS 장치에 적용가능하다. 도 14를 참조하여, 1000으로 일반적으로 표시된 최근의 순방향 타입 SMPS들이 도시된다. SMPS(1000)는 공급 전압 V1을 제공하는 전원(20), 변압기 TR3, 스위칭 장치들 SW1, 다이오드들 D1, D2, 인덕터들 TR1, 캐퍼시터 C1, 제어 증폭기 AMP1 및 기준 전압 V3를 제공하는 기준 전압원(30)을 제공하는 전원(20)를 포함한다.
SMPS(1000) 내의 구성요소들의 토폴로지 상호접속은 도 14에서 개시되고 완전히 기술될 것이다. 전위 V1을 제공하는 전원(20)의 제 1 및 제 2 단자들은 변압기 TR3의 1차 권선 NP1의 제 1 단자 및 접지 전위 GND 각각에 접속된다. 스위칭 장치 SW1의 제 1 및 제 2 전력 단자들은 1차 권선 NP1의 제 2 단자 및 접지 전위 GND 각각에 연결된다. 다이오드 D1의 양극과 전해질 캐퍼시터 C1의 음극과 함께 2차 권선 NS1의 제 1 단자는 접지 전위 GND에 연결된다. 2차 권선 NS2의 제 2 단자는 다이오드 D4의 양극에 접속된다. 다이오드들 D1, D4의 음극들은 인덕터 TR1의 제 1 단자에 접속된다. 인덕터 TR1의 제 2 단자는 캐퍼시터 C1의 양의 전극에 접속된다. 더욱이, 부하 LD1은 캐퍼시터 C1 양단에 연결된다. 캐퍼시터 C1의 양극은 증폭기 AMP1의 반전 입력(-)에 연결된다. 더욱이, 기준 전원(30)은 기준 전압 V3을 제공하기 위해 접지 전위 GND와 증폭기 AMP1의 비반전 입력(+) 사이에 연결된다. 더욱이, 증폭기로부터의 PWM 및/또는 펄스 반복 주파수 조절가능 출력은 스위칭 장치 SW1의 스위칭 입력에 접속된다. 인덕터 TR1은 변압기 TR3의 코어에 자기적으로 결합되지 않는다.
동작에서, 장치 SW1은 주기적으로 1차 권선 NP1을 통해 흐르는 전류를 차단한다. 각 차단에서, 차단 이전에 변압기 TR3의 코어 내에 설립된 자계는 전압이 2차 권선 NS1 양단에서 유도되는 것을 막는다. 제 2 권선에서의 유도된 전압은 2차 전류가 인덕터 TR1과 이어서 캐퍼시터 C1 및 그것에 결합된 부하 LD1을 통해 흐르도록 한다. 다이오드 D1은 접지 전원 GND 아래에서 VD1이상으로 하강하는 다이오드 D4의 음극에 접속된 인덕터 TR1의 단자를 막기 위해 동작가능하고, 앞에서 설명한 것처럼, VD1은 다이오들 양단에서 일어나는 순방향 도전 전압 강하이다. 캐퍼시터 C1 및 다이오드 D1과 결합된 인덕터 TR1은 장치 SW1의 스위칭 주파수에서 전압 V2의 리플을 효과적으로 필터링 즉, 감쇠시킨다. 제어 증폭기 AMP1는 전위 V3에 전위 V2를 매칭하고 그 결과 전위 V2를 규제하도록 시도하기 위해 반전 입력에서 전위 V2를 수신하고 장치 SW1의 스위칭 입력에 대한 스위칭 출력을 조절할 수 있다.
도 14의 순방향-타입 변환기 SMPS(1000)는 동작에서 부하 LD1에 양단에 전개된 실질적으로 2배인 전위를 제공하는 부가 출력을 제공하기 위해 본 발명에 따라 변경되기 쉽다. 도 15를 참조하여, 일반적으로 1100으로 지시된 순방향-타입 변환기 SMPS로 도시된다. SMPS(1100)가 점선들(1110) 내에서 도시된 전압 곱셈기를 부가적으로 포함하는 것을 제외하곤 SMPS(1100)는 SMPS(1000)와 유사하다.
전압 곱셈기는 도시된 것처럼 토폴로지적으로 접속된 전해질 캐퍼시터 C2, C3, 인덕터 L1, 다이오드 D2를 포함한다. 캐퍼시터 C3는 음극에서 다이오드들 D1, D4의 음극들과 접속한다. 다이오드 D2의 양극은 캐퍼시터 C1의 양극에 결합된다. 더욱이, 다이오드 D2의 음극은 캐퍼시터 C3의 양극과 또한 인덕터 L1의 제 1 단자에 접속된다. 더욱이, 인덕터 L1의 제 2 단자는 캐퍼시터 C2의 양극에 결합된다. 부가적으로, 캐퍼시터 C2의 음극은 접지 전위 GND에 접속되고, 부하 LD2는 캐퍼시터 C2의 전극들 양단에 접속된다.
동작에서, 스위칭 장치 SW1는 다이오드 D1의 음극이 접지 전원 GND에 관한 VD1의 전위를 순간적으로 추정하도록 하는 변압기 TR3의 1차 권선을 통해 흐르는 전류를 순간적으로 차단한다. 캐퍼시터 C1의 양단에서 전개된 V2의 전위가 순시적으로 변할 수 없기 때문에, V2+V1의 피크 전위는 인덕터 TR1 양단에서 주기적으로 발생된다. 다이오드 D2 및 캐퍼시터 C3의 결합은 다이오드 D2의 양단의 순방향 도전 전압 강하보다 낮은 상기 피크 전위로 캐퍼시터 C3를 충전시킬 수 있다. 결과적으로 캐퍼시터 C3의 양단에 전개된 전위는 전위 V2와 동등하다. 준-정적 조건들에서, 인덕터 TR1의 양단에서 일어나는 평균 전압 강하는 접지 전위 GND 위의 2 x V2의 평균 전위를 추정하는 캐퍼시터 C3의 양극에서 발생하는 것이 실질적으로 미약하다. 인덕터 L1과 결합된 캐퍼시터 C2는 장치 SW1의 스위칭 주파수 SW1, 캐퍼시터 C3의 양극에서 고 주파수 리플을 감소시키는 저역 통과 필터를 형성하도록 실행가능하다.
따라서, SMPS(1100)은 각 부하들 LD1, LD2 양단에 접지 전위에 관하여 양의 출력 전위들 V2, V4을 발생시키도록 동작가능하고, 여기서 V4 = 2 x V2 이다. 전위들 V2, V4 모두는 기준 전위 V3를 상호 추적한다.
SMPS(1100)는 양 및 음의 전위들의 균형 잡힌 추적을 제공하기 위해 토폴리적으로 재구성될 수 있다. 그와 같은 변형된 SMPS는, 양 및 음의 규형 잡힌 출력들을 제공하는 순방향-타입의 변환기 SMPS는 일반적으로 1200으로 지시되는 도 16에 개시된다. SMPS(1200)가 점선들(1210) 내에서 도시된 전압 곱셈기를 포함하는 것을 제외하곤 SMPS(1200)는 SMPS(1000)와 유사하다. 곱셈기는 도시된 것처럼 함께 결합된 캐퍼시터들 C2, C3, 인덕터 L1, 다이오드 D2를 포함한다. 즉, 캐퍼시터 C3의 양극은 다이오드 D4의 음극에 접속된다. 더욱이, 인덕터 L1의 제 1 단자 및 캐퍼시터 C2의 양극이 접지 전위 GND에 결합된다. 또한, 캐퍼시터 C3의 음극은 인덕터 L1의 제 2 단자와 다이오드 D3의 음극에 접속된다. 다이오드 D2의 양극은 캐퍼시터 C2의 음극에 접속되며 부하 LD2는 캐퍼시터 C2의 전극들의 양단에 접속된다.
SMPS들(200, 300, 400, 500, 600, 800, 900, 1100, 1200)에서, 구성요소 값들의 선택은 이러한 SMPS들이 기능하는 스위칭 주파수에 의존하는 것으로 인식된다. 스위칭 장치 SW1는 1kHz와 500kHz의 주파수 범위에서 바람직하게 스위칭하지만, 10kHz와 150kHz 범위의 스위칭 주파수가 더 바람직하다. 더욱이, 구성요소들의 선택은, SMPS들(200, 300, 400, 500, 600, 800, 900, 1100, 1200)이 전송되는 것이 필요한 전력에 양에 의존할 것이다. 많은 애플리케이션들에서, 상기 애플리케이션들의 전해질 캐패서터들 각각은 1㎌에서 10,000㎌의 범위의 캐패시턴스를 가질 것이다. 더욱이, 인덕터들 각각은 500nH에서 1헨리(H) 범위의 인덕턴스를 가지고, 더욱 바람직하게는, 10μH에서 100mH의 범위의 인덕턴스를 가진다. 쇼트키 및/또는 게르마늄 다이오드들은 낮은 순방향 도전 전압 강하때문에 사용될 수 있지만, 다이오드들 D1, D2, D3, D4, D5는 바람직하게 회복이 빠른 실리콘 다이오드들이다. 더욱이, 다이오드들(D1 내지 D5)은 개선된 추적 정확도를 제공하기 위해 실질적으로 동일한 온도 환경에서 실장되고 바람직하게 매칭된다. 스위칭 장치 SW1는 바람직하게, BJT(Bipolar Junction Transistor; 바이폴라 결합 트랜지스터), FET(Field Effect Transistor; 전계 효과 트랜지스터), MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor; 모스 전계 효과 트랜지스터), SCR(Silicon Control Rectifier; 실리콘 제어 정류기), 트라이액, 열이온관 또는 자신을 통해 흐르는 전류를 빠르게 변화시킬 수 있는 어떤 다른 유형의 반도체 또는 열이온 장치 중 적어도 하나를 포함한다. 필요하면, 제어 증폭기 AMP1 및 스위칭 장치 SW1는 집적 회로로서 조합하여 구현될 수 있다.
SMPS들(200, 300, 400, 500, 600, 800, 900, 1100, 1200)은 앞에서 기술된 전압 배율기들로 사용하여 발생된 복수의 부가 출력들, 예컨대 2개 이상의 부가 출력들을 포함하도록 수정될 수 있는 것으로 인식될 것이다.
본 발명의 범위를 벗어나지 않고 앞에서 기술된 본 발명에 따라 SMPS들에 대해 발생될 수 있는 것으로 인식될 것이다. 예컨대, 본 발명은 동시적인 공명-타입 변환기 스위치 모드 공급기들 예컨대, 동시적인 LLC 변환기들에 또한 적용가능하다. 더욱이, 본 발명은 또한 하나 이상의 척-타입 변환기 스위치 모드 전원들, 하프-브리지-타입 스위치 모드 전원들, 풀-브리지-타입 스위치 모드 전원들, 세픽-타입 변환기 스위치 모드 전원들에 적용되기 쉽다.
앞에서 기술된 본 발명에 따른 SMPS들은 주 규제된 전압 즉, 전위 V2의 정수 배들에서 부가의 출력 전압들을 제공할 수 있지만, 부가의 출력들을 발생하도록 사용된 전압들을 오프셋함으로써 비-정수배들이 발생하는 것을 알 수 있다. 예컨대, 도 4의 SMPS(200)는 도 17에서 예시되고 1500에 의해 지시된 플라이백-타입 SMPS를 제공하도록 변경될 수 있다. SMPS(1500)는 2개의 2차 권선 NS1 및 NS3을 갖는 변압기 TR1을 제외한 SMPS(200)와 유사하고, 여기서 권선 NS3은 권선 NS1에 관련된 비-정수배의 권선수를 갖는다. 더욱이, 커패시터 C3의 음극은 이전처럼 제 1 권선 NS1 대신에 권선 NS3의 제 1 단자에 접속된다. 권선 NS3의 제 2 단자는 예시된 것처럼, 권선 NS1의 제 1 단자에 접속되고 다이오드 D1의 양극에 결합된다. 권선 NS1, NS3는 도시된 것처럼 동상으로 접속되고, 권선 NS1, NS3에 근접한 검은 점들에 의해 표시된다.
SMPS(1500)은 수학식 5에 의해 규정된 부가의 출력 전압 V4을 제공할 수 있다.
여기에서,
ns1은 2차 권선 NS1의 권선수; 및
ns3은 2차 권선 NS3의 권선수이다.
다이오드들 D1, D2는 실질적으로 상호 매칭되는 것으로 가정하고, 수학식 5는 수학식 6을 산출하기 위해 간략히했다.
여기서, VDM는 다이오드들 D1, D2의 양단에 걸리는 전압 강하와 상호 유사하다. 변압기 TR1의 부가적인 권선을 사용하기 때문에, SMPS(1500)은 SMPS(200)과 마찬가지로 부가 출력을 규제할 수 없지만, 그럼에도 최근의 배열들에서 개선을 나타낼 수 있다. 필요하면, 권선 NS3가 비 정수배들을 얻기 위해 사용될 때, 다이오드들 D1, D2, D3는 전위 V4의 정확성을 얻기 위해 실리콘 및 쇼트키 다이오드들의 혼성으로부터 선택될 수 있다. SMPS(1500)에 대해 채택된 비 정부 전압 승법 방법은 앞에서 기술된 본 발명에 따른 다른 SMPS들에 적용가능하다.
앞에서 기술된 본 발명에 따른 SMPS들은 애플리케이션들의 넓은 범위 예컨대,
(a) 이동 전화들, 예컨대, 액정 표시 장치들의 백-라이팅;
(b) 랩-톱 컴퓨터들, 컴퓨터 주변장치들 및 다른 컴퓨터 관련 장치들;
(c) 전압 승법은 오디오 전력 증폭기들과 같은 장치들을 동작하도록 정규 12 볼트 자동 공급 전위들로부터 필요한 자동 환경들에서 사용된 것 같은 텔레비전들, 고성능 오디오 시스템들과 같은 전자 시청각 소비자 제품들;
(d) 베터리 충전기들; 및
(e) 저 전압 고체상태 전자 회로들과 인터페이스하는 주 스위치 모드 전원들에서 사용되기 용이한 것으로 인식된다.
도 4 내지 10, 도 12 내지 17을 참조하여 앞에서 기술된 본 발명의 실시예들에서, 예컨대, FET들을 사용하는 동기식 정류는 정류기 다이오드들을 사용하는 것이 대안으로서 가능하다. 동기식 정류의 그와 같은 사용은 동작일 때 실시예들에서 일어나는 전력 손실들을 감소시키는 것이 가능하다.
상기 실시예들은 본 발명을 제한하기보다는 예시의 목적이고, 당업자는 첨부된 청구항들의 범위를 벗어나지 않고 많은 대안의 실시예들을 설계할 수 있는 것을 주목해야 한다. 청구항들에서, 괄호들 사이에 존재하는 어떤 참조 신호들은 청구항들을 제한하는 것으로 구성되지 않을 것이다. 동사 "포함하다(comprise)" 및 그의 활용들의 사용은 청구항에서 언급된 것과 다른 요소들 또는 단계들의 존재를 배제하지 않는다. 구성 요소의 앞의 관사 "하나의(a or an)"는 복수의 그와 같은 존재를 배제하지 않는다. 여러 수단을 열거하는 장치 청구항에서, 이러한 수단 중 일부는 하드웨어의 하나 및 동일한 아이템으로 실시될 수 있다. 어떤 측정들이 상호 다른 종속항들에서 인용되는 단순한 사실은, 이러한 측정들의 조합은 유리하게 사용될 수 없는 것을 지시하지 않는다.

Claims (8)

  1. 입력 전원(20)으로부터 입력 공급 전압(V1)을 수신하고, 대응하는 정격 주 출력 공급 전압(main regulated output supply voltage)(V2) 및 적어도 하나의 보조 출력 공급 전압(V4)을 발생시키는 스위치 모드 전력 공급 장치(200; 300; 400; 500; 600; 800; 900; 1100; 1200; 1500)에 있어서,
    (a) 2차 출력을 제공하는 단자를 갖는 유도 수단(TR1);
    (b) 스위칭된 방식으로 상기 유도 수단(TR1)에 전류를 인가하기 위해 상기 입력 전원(20)과 상기 유도 수단(TR1)사이에 결합된 스위칭 수단(SW1);
    (c) 상기 2차 출력을 수신하여 상기 정격 주 출력 공급 전압(V2)을 발생시키기 위해 상기 유도 수단(TR1)의 단자에 결합된 정류기 장치(D1)를 포함하는 주 정류 수단(D1, C1);
    (d) 정격으로 상기 주 출력 공급 전압(V2)을 유지하도록 상기 스위칭 수단(SW1)의 동작을 조정하기 위하여, 적어도 하나의 기준(30)과 상기 정격 주 출력 공급 전압(V2)을 비교하는 피드백 수단(AMP1); 및
    (e) 상기 적어도 하나의 보조 출력 전압(V4)을 발생시키기 위해 상기 피드백 수단(AMP1)에 의해 정격으로 되는 신호들을 수신하도록 상기 유도 수단(Tr1)의 단자에 결합된 커패시터(C3)를 포함하는 전압 배율기를 포함하는 보조 정류 수단(C2, C3, L1, D2)을 포함하는, 스위치 모드 전류 공급 수단.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 주 정류 수단(D1, C1) 및 상기 보조 정류 수단(C2, C3, L1, D2)은, 상기 적어도 하나의 보조 출력 공급 전압(V4)이 전압 강하들에 거의 의존하지 않도록, 상기 각 정류 수단(D1, D2)에서의 전압 강하들이 적어도 부분적으로 상쇄하도록 배열되는 방식으로 상호 접속되는, 스위치 모드 전류 공급 수단.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 주 정류 수단(D1, C1) 및 상기 보조 정류 수단(C2, C3, L1, D2) 내에 포함된 다이오드들은 동기 정류기들로서 기능하는, 스위칭 장치를 포함하는, 스위치 모드 전류 공급 수단.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 주 출력 공급 전압(V2) 및 상기 적어도 하나의 보조 출력 공급 전압(V4)은 실질적으로 대칭인 양 및 음의 전압들 이도록 배열되는, 스위치 모드 전류 공급 수단.
  5. 제 1 항에 있어서,
    상기 보조 정류 수단(C2, C3, L1, D2)은 인덕터(L1) 및 정류기 다이오드(D2)를 더 포함하는, 스위치 모드 전류 공급 수단.
  6. 제 5 항에 있어서,
    상기 인덕터(L1)는 상기 유도 수단(TR1)에 자기적으로(magnetically) 결합되지 않는, 스위치 모드 전류 공급 수단.
  7. 제 1 항에 있어서,
    상기 보조 정류 수단(C2, C3, L1, D2)은 상기 적어도 하나의 보조 출력 전압(V4)의 스위칭 리플(switching ripple)을 감쇄시키기 위해 적어도 하나의 보조 출력 공급 전압(V4)의 앞에 저역 통과 필터를 포함하는, 스위치 모드 전류 공급 수단.
  8. 제 1 항에 있어서,
    상기 커패시터(C3)는 상기 유도 수단(TR1)의 권선을 통해 상기 단자에 결합되는, 스위치 모드 전류 공급 수단.
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