CN1792026A - 具有多个调节输出和单个反馈回路的开关模式电源设备 - Google Patents

Abstract

提供一种开关模式电源设备(200)，用于接收来自输入电源(20)的输入电源电压(V₁)并且产生一个对应的主调节输出电源电压(V₂)和至少一个辅助输出电源电压(V₄)。所述设备(200)包括：(a)电感结构(TR₁)，它的一端用于提供次级输出(NS₁)；(b)开关结构(SW₁)，它耦合在输入电源电压(20)和电感装置(TR₁)之间，用于按照开关方式向电感装置(TR₁)提供电流；(c)主整流结构(D₁，C₁)，用于接收次级输出(NS₂)并且从这里产生主调节输出电源电压(V₂)；(d)反馈结构(AMP₁)，用于比较主调节输出电源电压(V₂)与至少一个基准(30)，以调节开关装置(SW₁)，从而可以维持调节中的主输出电源电压(V₂)；(e)辅助整流装置(200)，所述辅助整流装置包括一个电压倍增器，所述电压倍增器包括一个电容器(C3)，电容器(C3)耦合到电感装置(TR₁)的一端因而可以从这里接收通过反馈结构(AMP₁)进行调节的信号，从而产生所述至少一个辅助输出电压(V₄)。

Description

具有多个调节输出和单个反馈回路的开关模式电源设备

技术领域

本发明涉及开关模式电源设备(SMPS)；具体来说，但不排他地，本发明涉及在提供多个调节输出的同时只使用用于提供这样的调节的单个反馈回路的开关模式电源。

背景技术

开关模式电源设备(SMPS)广为人知，并且可用在多种多样的应用中，如计算机、消费者电子设备、电池充电器这几个。当将SMPS被配置成可以接收交流(a.c)电网电源并且可传递调节的直流(d.c)输出的时候，SMPS通常包括一个变压器，变压器的初级绕组经过一个开关装置耦合到整流的交流电网电源，它的次级绕组经过一个整流装置耦合到一个电荷存储装置，在电荷存储装置的两端产生调节的直流输出，所述SMPS还包括一个反馈装置，反馈装置耦合到电荷存储装置并且耦合到开关装置以便控制开关装置的操作，将直流输出调节到期望的电位。

因为应用广泛，所以SMPS的许多可替换的电路配置都是已知的。例如，在已出版的美国专利号US4517633、US5835360、和已经出版的美国专利申请号US2001/0028570中就描述了SMPS的电路配置。

在上述的美国专利号US5835360中，描述了一种SMPS，其中包括两个输出电路，一个输出电路由SMPS的输入开关电路直接调节，另一个输出电路的调节是间接的。这种间接调节是借助于一个附加绕组提供的，这个附加绕组与其它绕组一起缠绕在一个储能磁心上，其中包括第一和第二输出电路的绕组。所述附加绕组连接在相对较低电压的一个输出电路和另一个相对较高电压的输出电路之间。而且，对于附加绕组进行连接，以使当较低电压电路略加负载时连接的电流能够从较高电压输出端开始流到较低电压输出端；当较低电压输出端上的负载增加时，连接的电流很容易减小。通过利用绕在磁心上的3个绕组，可以实现较大程度的磁耦合，其结果是提高了操作中的输出端的可调节程度。

为了在上下文中并置本发明，现在参照附图1和2描述SMPS的已知的当前结构。在图1中，用标号10总体表示一个简单的回扫式SMPS，所述SMPS包括：变压器TR₁、开关器件SW₁、反馈控制放大器AMP₁、整流器二极管D₁、电解储存电容器C₁、和用于提供基准电压V₃的电压基准30。放大器AMP₁包括：模拟控制放大器、锯齿波振荡器、和模拟比较器(未示出)；模拟放大器配置成可以接收倒相(-)和非倒相(+)输入信号并且提供与倒相和非倒相输入信号之间的模拟差值相对应的经放大的模拟输出信号，将比较器设置成接收经放大的输出信号和锯齿波信号并且比较它们以产生方波输出信号，方波输出信号的符号间隔比可响应于相对模拟输出信号的电位的锯齿波波形的电位而变化，矩形输出波形适合于驱动开关器件SW₁。变压器TR₁包括初级和次级绕组NP₁、NS₁，它们分别磁耦合到一个公共的磁心。次级绕组NS₂通过二极管D₁连接到电容器C₁，电容器C₁与电负载LD₁并联连接，在操作时在电负载LD₁两端产生一个输出电压V₂。初级绕组NP₁经过开关器件SW₁的电源端耦合到输入电源20，输入电源20在操作时提供电位V₁。SMPS10这样如图1所示地连接在一起。当没有使用变压器TR₁提供隔离时，源20按可操作方式连接到地电位GND。

在操作中，开关器件SW₁在导通周期t₁反复导通电流I_s(见表示波形随时间t的变化而变化的图1内设的曲线)，在导通周期之间，开关器件SW₁对于非导通周期t₂期间基本上是不导通的。当开关器件SW₁在导通周期t₁导通时，电流I_s基本上线性增加地从此处流过，以便在导通周期t₁结束时按照下述的等式1将电流I_s的值取作i_p：

$i_p=\frac{V_1{t}_1}{L_p}$           等式1

这里，L_p是在操作中在初级绕组NP₁的两个连接端上表现出来的电感。

电流I_s可以操作以便在变压器TR₁的磁心上重复地建立一个磁场。在每个导通周期t₁结束时，在磁心上建立的磁场消失，从而产生一个反向电动力(e.m.f.)，试图维持电流I_s在初级绕组NP₁中的流动，然而，因为开关器件SW₁在非导通周期t₂是不导通的，导致在次级绕组NS₁中流动的电流，以使得电荷经过二极管D₁传递到电容器C₁。放大器AMP₁可以操作以便监视在负载LD₁两端产生的输出电压V₂，并且比较所述电压V₂与基准电压V₃，放大器AMP₁例如可以借助于脉冲宽度调制控制来修改导通周期t₁和非导通周期t₂的一个或多个持续时间，从而可以尝试通过负反馈迫使电压V₂和V₃之间的差趋于0数值。

在本领域中公知的是，这些情况将要面临对成本敏感的应用，即，SMPS10最好还包括一个第二输出，而不会产生两个控制放大器和相关的调节电子器件的成本。为了在功能和成本之间实现这样一种折衷方案，习惯上的作法是，修改图1中的SMPS10，使之成为图2中用标号100总体表示的对应的SMPS。

在SMPS100中，包括一个变压器TR₂，变压器TR₂类似于变压器TR₁，只是除了第一次级绕组NS₁以外在变压器TR₂上还包括一个第二次级绕组NS₂。这个次级绕组耦合到附加的次级电路，附加的次级电路包括二极管D₂和储存电容器C₂，储存电容器C₂耦合到第二负载LD₂的两端，附加的次级电路可以操作以便在负载LD₂的两端产生输出电压V₄。次级绕组NS₂与第一绕组NS₁串联连接，如图2所示。

在理论上，输出电压V₄与电压V₂的关系如等式2所示：

$V_4=V_2\left(\frac{n_{\mathrm{NS}2}+n_{\mathrm{NS}1}}{n_{\mathrm{NS}1}}\right)$          等式2

其中，n_NS1和n_NS2分别是第一和第二次级绕组NS₁、NS₂的匝数。

在理想情况下，放大器AMP₁可以操作，以便当绕组NP₁、NS₁、NS₂紧密磁耦合时能够完美地调节电压V₂和V₄。然而，本发明人已经认识到，由于在变压器中存在磁漏，在实践中碰到的耦合总是不完美的，这样的不完美的耦合导致的结果是，电压输出V₄似乎由内阻高于电压输出V₂情况下的一个源产生。因此，如果在变压器TR₂中不能完美地耦合，就不能完美地调节电压输出V₄。

本发明人利用实验来概括图2中SMPS100的特征，在这里，变压器TR₂中加入了铝箔绕组。SMPS100的实际实施方案展示出如图3所示的测量性能，显示出输出电压V₄随通过第二负载LD₂的电流I_LD2的变化而变化。在第一和第二绕组NS₁、NS₂上分别用类似的匝数n_NS1和n_NS2来实施SMPS100，并且对SMPS100进行调节，以使负载LD₁的输出V₂＝5.2伏，负载LD₁抽取的电流为0安培(曲线K1)、2安培(曲线K2)、4安培(曲线K3)、8安培(曲线K4)。虽然负载LD₁抽取的电流范围达到2-8安培并且负载LD₂抽取的电流可以超过0.1安培的操作在某些不太重要的应用中有可能是可以接受的，但是本发明人已经认识到，SMPS100的性能对于许多应用还是不令人满意的，在这些应用中电路的成本和复杂性还需要尽可能地减小，并且还需要更高质量的调节。

本发明人已经认识到，通过在变压器TR₁上使用金属箔绕组、如铝和/或铜箔绕组可以改善SMPS100的调节性能。然而，这样的金属箔缠绕的变压器制造起来很昂贵，并且与对于漆包铜线使用的常规缠绕技术相比，需要专门化的制造技术。这样的金属箔缠绕的磁部件通常是昂贵的单一来源物品。

与图3所示的情况相比，在变压器TR₂中使用的常规绕组、例如漆包铜线绕组导致SMPS性能的下降。为了改善用这样的漆包铜线绕组实施的SMPS100的性能，本发明人已经认识到，可将绕组交错开和/或安排成双线结构和/或按照其它的空间缠绕结构缠绕以改善第二输出V₂的调节。然而，这样的特殊变压器实施方案在实践中对于中等的负载电流变化只能将SMPS100的交叉调节误差减小5到10％。这样的性能在技术应用中不令人满意。

如以上所述，使用有源电子器件，例如通过在电容器C₂和负载LD₂之间包括线性的和/或开关模式的调节器器件，使对于第二次级输出V₂的更加精确的调节成为实际可行的，但对于需要SMPS的许多实际应用来说，这是一个成本过高的和/或太过复杂的解决方案和/或功率效率很低。

因此，本发明人已经设计了一个SMPS结构，它至少部分地解决了有关一个或多个附加的SMPS的次级输出的上述调节问题而不需要使用特殊绕制的变压器和/或附加的输出调节装置。

发明内容

本发明的第一个目的是提供一种开关模式电源设备(SMPS)，所述开关模式电源设备包括第一调节输出和至少一个辅助输出，它们可调节到较高精度但不会明显增加电路复杂性和成本。本发明由独立权利要求限定。从属权利要求限定有益的实施例。

这个设备的优点是，它能够提供比主输出电源调节得更加精确的至少一个辅助输出电源。电感装置可以是变压器或者电感。

优选地，在这个设备中，电感装置和主整流装置配置成回扫型转换器开关模式电源。回扫型转换器开关模式电源包括位于电感装置中的一个变压器型部件，在操作中将电感装置的磁场设计成可以周期性地减小以便产生回扫电位，用于从设备产生输出电源。回扫型转换器SMPS已知是高效的，并且能够提供输入电源和输出电源之间的隔离，例如主电源的隔离。

按照另一种方式，设置一个设备，以使电感装置和主整流装置可以配置成补偿型转换器开关模式电源。在补偿型转换器开关模式电源中，传递到其负载的电流要通过一个电感部件，电流易受到周期性中断，所述周期性中断用于对负载进行功率控制。补偿型转换器SMPS的优点是它们相当简单，并且还可以将其设置成处理相当大的功率。

在所述设备中，主整流装置和辅助整流装置最好以这样的方式相互连接，以致于对应的整流装置上的电压降至少部分地取消，以使至少一个辅助输出电源电压与所述电压降的关系较小。电压降的至少部分补偿可以增强至少一个辅助输出电源电压的调节稳定性。

更加优选地，包括在主整流装置和辅助整流装置中用于电流整流目的的二极管包括硅二极管、锗二极管、和肖特基二极管中的至少一个。与硅二极管相比，锗二极管和肖特基二极管的优点是在其两端表现出较低的正向导通电压降；然而，硅二极管相当便宜和牢固耐用，尤其是当在操作中在其两端碰上大的反向电位时更是如此。按照另一种方式，包括在主整流装置和辅助整流装置中用于电流整流目的的二极管还包括开关器件，这个开关器件还起同步整流器的作用；这样的同步整流还有潜在可能比使用硅二极管有更高的能量效率。

优选地，对于所述设备进行配置，以便将主输出电源电压和至少一个辅助输出电源电压设置成基本上对称的正电压和负电压。

优选地，辅助整流装置没有有源的调节部件。这样一种安排能够减小设备的制造成本和复杂性。

优选地，辅助整流装置包括一个电感器和一个二极管。这样的部件可直接从多个来源获取、潜在得牢固耐用、并且潜在得便宜。优选地，这个电感器没有与电感装置磁耦合。

优选地，在所述设备中，在主整流装置和辅助整流装置中的至少一个装置在电流的返回通路中包括它的整流二极管。当设计某种类型的设备时，由于在设备周围配置的其它电子部件的电特性，在这个返回通路中包括整流二极管有时是很方便的。

优选地，在所述设备中，辅助整流装置包括一个在其至少一个辅助输出电源电压之前的低通滤波器，用于衰减至少一个辅助输出电源电压的开关纹波。这样的滤波器能够减小至少一个辅助输出电源电压的纹波，由此例如可以使用相对较低的开关频率。

按照传统，为了在设备中获得最好的调节，将主整流装置和辅助整流装置设置成产生彼此成整数倍的主输出电源电压和至少一个辅助输出电源电压。

按照另一种方式，为了适合于某些用户的要求，将主整流装置和辅助整流装置设置成产生彼此成非整数倍的主输出电源电压和至少一个辅助输出电源电压。

附图说明

现在借助于实例并参照下面的附图描述本发明的实施例，其中：

图1是提供单个调节输出的现有的开关模式电源设备(SMPS)的示意电路图；

图2是提供单个调节输出和一个附加的非调节输出的现有的开关模式电源设备(SMPS)的示意电路图；

图3是说明图2的SMPS在使用具有导电金属箔绕组的变压器实施时所测量性能的曲线图；

图4是按照本发明的第一回扫型转换器开关模式电源设备(SMPS)的示意图，该第一SMPS包括一个主调节输出和一个附加的正极性输出；

图5是图4的SMPS在使用具有导电金属箔绕组的变压器实施时所测量性能的曲线图；

图6是说明图4的第一SMPS的切换操作的信号相对时间的曲线；

图7是按照本发明的第二回扫型转换器开关模式电源设备(SMPS)的示意图，第二SMPS包括多个附加的正极性输出；

图8是按照本发明的第三回扫型转换器开关模式电源设备(SMPS)的示意图，第三SMPS包括一个附加的正极性输出并且包括一个配置在返回通路的二极管；

图9是按照本发明的第四回扫型转换器开关模式电源设备(SMPS)的示意图，第SMPS是图4的第一SMPS的一个变型，将其设置成提供一个附加的负极性输出；

图10是按照本发明的第五回扫型转换器开关模式电源设备(SMPS)的示意图，第五SMPS是图8的第三SMPS的一个变型，将其设置成提供一个附加的负极性输出并且包括一个配置在返回通路的二极管；

图11是现有的降压型转换器开关模式电源设备(SMPS)的示意图；

图12是按照本发明的第六降压型转换器开关模式电源设备(SMPS)的示意图，将第六SMPS设置成提供一个附加的正极性输出；

图13是按照本发明的第七降压型转换器开关模式电源设备(SMPS)的示意图，将第SMPS设置成提供一个附加的负极性输出；

图14是现有的直进型转换器开关模式电源设备(SMPS)的示意图；

图15是按照本发明的第八直进型转换器开关模式电源设备(SMPS)的示意图，将第八SMPS设置成提供一个附加的正极性输出；

图16是按照本发明的第九直进型转换器开关模式电源设备(SMPS)的示意图，将第九SMPS设置成提供一个附加的负极性输出；

图17是按照本发明的第十回扫型转换器开关模式电源设备(SMPS)的示意图，第十SMPS是第一SMPS的一个变型，将其设置成提供一个附加的输出电位，这个附加的输出电位是来自第十SMPS的主输出的非整数倍。

如果没有描述图中的附图标记，这些附图标记指的是前一个附图中的相同的信号或者执行相同功能的相同元件。

具体实施方式

如以上所述，本发明人已经认识到，上述的在图2中表示的现有的回扫型转换器开关模式电源设备(SMPS)在其用V₄表示的附加输出端上提供的调节质量是不令人满意的；在图3中示意地表示出这种不令人满意的调节。虽然本发明人已经认识到，开关模式电源100是如图1所示的上述的开关模式电源10的常规的合乎逻辑的发展，但是本发明人已经设计了一个按照本发明的可替换的第一回扫型转换器开关模式电源设备(SMPS)，该SMPS在图4中用标号200来总地表示。

开关模式电源200包括一个前述的变压器TR₁，变压器TR₁在常规的开关模式电源10中与它的相关的开关器件SW₁、它的反馈控制放大器AMP₁、和它的电压基准30一起使用。变压器TR₁的前述的初级绕组NP₁在它的第一端与电源20的第一端相连，所述电源20相对于地电位GND维持数值为V₁的输出电压；而且，初级绕组NP₁的第二端经过开关器件SW₁的电源端连接到地电位GND。进而，开关模式电源200还包括一个前述的二极管D₁，二极管D₁从它的阳极端连接到前述的变压器TR₁的次级绕组NS₁的第一端；而且，二极管D₁从它的阴极端连接到上述的电解储存电容器C₁的正电极，如图所示；前述的变压器TR₁的次级绕组NS₁的第二端和电容器C₁的负电极还连接到地电位GND，如图所示。上述的负载LD₁耦合在电容器C₁的两端，如图所示。反馈连接从电容器C₁的正电极耦合到放大器AMP₁的倒相输入端(-)，如图所示。另外，来自基准30的基准电压耦合到放大器AMP₁的非倒相输入端(+)。将放大器AMP₁设置成在操作时提供一个开关输出信号X1，它的脉冲宽度比和/或脉冲重复频率是施加在放大器AMP₁的倒相输入端(-)的信号和非倒相输入端(+)的信号之间产生的电压差值的函数。如以上所述，放大器AMP₁包括用于从这里产生脉冲宽度调制(PWM)输出的部件。

开关模式电源200进一步还包括一个电压倍增电路，电压倍增电路如图所示包括在虚线210内。所述电压倍增电路包括一个电解电容器C₃，电解电容器C₃的负极连接到次级绕组NS₁的由黑点标记的第一端；而且，电解电容器C₃的正极连接到上述的二极管D₂的阳极和电感器TR₁的第一端。电感器TR₁没有例如通过绕组磁耦合到变压器TR1的磁心上；即，电感器TR₁与变压器TR₁基本上是磁隔离的。然而，如下面将要描述的，如果需要，可以对于电感器TR₁进行设置，使其与变压器TR₁至少部分地磁耦合。电感器TR₁的第二端连接到二极管D₁的阴极，如图所示。二极管D₂的阴极连接到上述的储存电容器C₂的正极，储存电容器C₂的负极连接到地电位GND。上述的第二负载LD₂连接在电容器C₂的两端。

为了说明SMPS200的操作，首先考虑SMPS200的准恒定(直流)条件。在操作中，在次级绕组NS₁两端产生的平均电位基本上是0，因为这个次级绕组NS₁是电感耦合到初级绕组NP₁上的；即，信号X₂基本上平均成地电位GND，如图6所示。在图6中，横坐标250代表时间，纵坐标260代表信号幅度。类似地，假定电感器TR₁的电阻可以忽略，则在其两端产生的平均电位基本上是0；即，信号X₃平均成在负载LD₁两端产生的平均电压。结果，在电容器C₃两端产生的平均电位等效于在负载LD₁两端上产生的电位V₂。

在瞬时(交流)条件下，信号X₂如图6所示波动；即，信号X₂的峰值按照等式3瞬时达到数值PU：

             PU＝V₂+V_D1                       等式3

其中电位V_D1是在二极管D₁两端产生的正向导通电压降；例如，当二极管D₁是硅的器件的时候V_D1基本上是0.7伏，当然如果使用肖特基二极管或者锗二极管，则可实现电压降V_D1的较低数值例如约为0.2伏。当开关器件SW₁在充分高的频率下操作以致于在电容器C₃两端产生的电位在操作中准恒定时，所述充分高的频率例如是能阻止电容器C₃通过电感器TR₁的瞬时放电的频率，所述的信号X₃的相应瞬时峰值电位为(2×V₂)+VD₁。因为二极管D₂与电容器C₂结合起来操作可使电容器C₂充电到与信号X₃的峰值对应的并且小于二极管D₂两端的正向导通电压降的电位，在负载LD₂两端产生的电位V₄符合等式4：

      V₄＝(V₂+V_D1)+(V₂-V_D2)                  等式4

当二极管D₁、D₂是彼此相似的类型，例如最好是在等温状态下耦合的匹配器件，则等式4简化为V₄＝2×V₂。这个例子示于图6中，其中电位V₄基本上等于2×V₂，只是存在由电容器C₁、C₂、C₃的充电和放电引起的相当小的纹波。由于电位V₂可通过放大器AMP₁的动作相对于基准电压V₃进行调节，所以电位V₄也基本上随之进行调节。

现在参照附图6，图中说明信号X₁在逻辑状态0和1之间的切换，逻辑状态0和1分别对应于开关器件SW₁在它的电源电极之间的非导通状态和导通状态。相应地，流过开关器件SW₁的电流I_p假定是大体上的上升的锯齿波形式，如图所示P是它的峰值，而信号X₂是负的，其数值为-PL。当开关器件SW₁没导通时，使得I_p基本上为0，在变压器TR₁的磁心内建立磁场的相关衰减。-PL的数值是通过输入电压V₁的大小确定的。

本发明人已经构建了图4的SMPS200，并且通过实验确定了它的特征，从而得到如图5所示的结果，其中的曲线K4、K3、K2、K1分别对应于流过负载LD₁的电流为8安培、4安培、2安培、和0安培。图5的横坐标轴270对应于流过负载LD₂的电流，即电流I_LD2；而且，电压V₄是沿着对应的纵坐标轴280表示的。

如图5所示的SMPS200相对于负载LD₂的调节特性将要与图3所示的SMPS100的调节特性进行比较。可以观察到，SMPS200的调节特性比SMPS100的调节特性优越得多。尽管SMPS100使用的变压器TR₁是使用金属箔导体技术实施的，但是SMPS200当它的变压器是使用比较普通的漆包铜线线圈绕制结构工艺实施的时候也还是能够产生类似于如图5所示的性能结果。SMPS200即使当负载LD₁抽取的电流基本上是0的时候，也能够提供优越的调节特性。

SMPS200区别于SMPS100之处在于，虽然两者都包括用于产生由放大器AMP₁控制的电压V₂的主调节电路，但SMPS200是借助于从主电路直接导出的电压倍增来导出它的附加输出V₄的，因此容易受到它的放大器AMP₁的控制；而SMPS100是借助于间接的不完美的磁耦合来导出它的附加输出V₄的，因此放大器AMP₁不能提供准确的调节。

将会认识到，图4的SMPS200可以修改，以便提供不止单个的附加输出。例如，在图7中示出的是SMPS200的一个修改的版本，修改的SMPS用标号300概括表示。在SMPS300中并联地堆置了包括在图4的虚线210中的所示的部件，从而可以提供两个附加的输出电压V₄、V₅；电压V₄、V₅基本上分别是电压V₂的两倍和三倍。优选地，在SMPS300中，二极管D₁、D₂、以及另外的二极管D₅是彼此相似的；更加优选地，它们在操作中彼此处在等温条件下。应该理解，按照类似的方式可以很容易地向SMPS300上附加多于两个的附加输出，例如可以产生4倍电位V₂的输出。

能够用几种相互不同的电路拓朴结构来实施SMPS200。例如，在图8中示出一个用标号400概括表示的一个SMPS，其中二极管D₁从负载LD₁连接在返回通路中，利用与电感器TR₁相关的储存电容器C₂来将电感器TR₁连接在电容器C₃和负载LD₂之间。而且，二极管D₂的阳极连接到电容器C₁，二极管D₂的阴极连接到如图所示的电容器C₃和电感器TR₁相互连接的接合点。SMPS400的优点是，电感器TR₁与电容器C₂的安排能够形成一个有效的低通滤波器，用于在操作中滤除在电容器C₃的两端产生的开关频率纹波。SMPS400可以操作以提供V₂和两倍V₂(V₄)的两个正输出。

在许多电子系统中，通常期望具有可用的并相对于地电位对称的正和负电源电位，例如用于向如运算放大器、模拟到数字(A/D)转换器、数字到模拟转换器(DAC)、和音频放大器的模拟电路提供电源。于是，在图9中示出的是SMPS200的一个修改的版本，这个修改的SMPS用标号500概括地表示。SMPS500与SMPS200类似，只是在SMPS500中，电容器C₂倒相，电容器C₃的负极连接到二极管D₂的阳极，并且连接到电感器TR₁的第一端。电感器TR₁的第二端连接到负载LD₂。而且，二极管D₂的阴极连接到地电位(GND)。SMPS500的优点是，它的分别连接到负载LD₁、LD₂的正和负输出相对于基准电压V₃相互跟随。进而，电感器TR₁和电容器C₂的拓朴布置能够起低通滤波器的作用，以有效地衰减在电容器C₃的两端存在的开关频率纹波。

在图10中，表示出另一种用标号600概括表示的开关模式电源设备(SMPS)。SMPS600的功能与SMPS500类似，即，它能够相对于负载LD₁、LD₂分别提供基本上对称的正和负的输出。然而，二极管D₁包括在如图所示的返回通路中。类似地，在正向通路中连接二极管D₂以便向如图所示的负载LD₂提供负极性输出。

应该认识到，本发明不只限于回扫型转换器SMPS的各种配置。为了提供可以提供主调节输出的降压型转换器开关模式电源设备(SMPS)的附加输出，可以使用一个或多个直接连链到主调节输出的电压倍增器。为了较好地说明本发明的这一方面，现在参照附图11描述现有的降压型转换器SMPS设备，现有的降压型转换器SMPS设备用标号700概括地表示。

SMPS700包括开关器件SW₁，开关器件SW₁在它的第一电源电极耦合到输入电源20，输入电源20又连接到地电位GND。开关器件SW₁在它的第二电源电极连接到二极管D₁的阴极，并且连接到电感器TR₁的第一端。二极管D₁的阳极连接到地电位GND。电感器TR₁的第二端连接到与电容器C₁并联连接的负载LD₁的一个并联组合。而且，电感器TR₁的第二端还连接到控制放大器AMP₁的倒相输入端(-)。放大器AMP₁的非倒相输入端(+)。放大器AMP₁的非倒相输入端(+)耦合到基准电压V₃。然而，脉冲宽度调制和/或脉冲重复速率控制输出从放大器AMP₁的输出耦合到开关器件SW₁的切换输入端。

在操作中，电流I_B从源20开始、通过开关器件SW₁、电感器TR₁、负载LD₁、并且最终经过地电位GND返回到源20。开关器件SW₁由控制放大器AMP₁驱动以便周期性地中断电流I_B。当开关器件SW₁导通时，电流I_B按照类似锯齿波的方式增加，同时在电感器TR₁中建立一个磁场。在开关器件SW₁每次瞬时导通后，在电感器TR₁中的磁场立即减小，迫使电感器TR₁的一端J瞬时取得对应于-VD₁的一个电位，在这里VD₁是二极管D₁两端的正向导通电压降。而且，存储在电感器TR₁的磁场中的能量借此传送到电容器C₁，并且随后传送到负载LD₁。

SMPS700的优点是，它在负载LD₁两端产生一个电位，这个电位不同于从源20提供的电位V₁。由于SMPS700的开关模式的本质，可以调节电压V₂以便与使用简单的常规的模拟电阻性调节器相比导致较少的能量消耗。

本发明人已经认识到，SMPS700还能够按照本发明提供通过电压倍乘导出的附加输出，其中，借助于从电感器TR₁和它的相关部件如控制放大器AMP₁直接导出，附加输出容易通过控制放大器AMP₁精确地调节。于是，参照附图12，其中表示按照本发明的用标号800表示的一个降压型转换器开关模式电源设备(SMPS)。SMPS设备800包括如图11所示的SMPS700的部件以及包括在图12中的虚线810内附加的电压倍增器部件。所述附加的部件包括电容器C₃、二极管D₂、电感器L₁、和电容器C₂。电解电容器C₃的负极连接到二极管D₁的阴极，并且连接到电感器TR₁的第一端，如图所示。而且，电容器C₃的正极耦合到二极管D₂的负极，并且耦合到电感器L₁的第一端。进而，二极管D₂的阳极耦合到负载LD₁和电容器C₁，如图所示。最后，电感器L₁的第二端耦合到电容器C₂的正极并且耦合到负载LD₂；电容器C₂的正极和负载LD₂还要连接到地电位GND。

在操作中，SMPS800的开关器件SW₁在放大器AMP₁的控制之下周期性地中断流过开关器件SW₁的电流I_E，使在二极管D₁的阴极的端部H瞬时切换到相对于地电位GND的电位-V_D1，因为在电感器TR₁中由电流I_E建立的磁场减小了。由于在电容器C₁两端的由SMPS800建立的电位V₂不能立即改变，所以在电感器TR₁两端周期性地产生一个电位V₂+VD₁，从而导致一个数值为V₂的电压差，这个电压差是在电容器C₃的两端产生的。设置一个电感器L₁以便在开关器件SW₁的切换频率下呈现显著的阻抗，由此，与电容器C₂组合起来，以形成一个低通滤波器，用于衰减在电容器C₂的正极产生的纹波并且阻止这个纹波在负载LD₂的两端的出现。就准静态条件而论，在电感器TR₁的两端产生基本上可忽略的平均电压降，因此，电容器C₃的负极平均来说相对于地电位GND的电位为V₂。因此，在负载LD₂两端产生的输出电压V₄基本上是2×V₂。由于控制放大器AMP₁调节在负载LD₁两端产生的相对于基准电位V₃的电位V₂，所以在负载LD₂两端产生的相对于基准电位V₃的电位V₄也大体上相应地得到调节。

应该认识到，形成SMPS800的电压倍增器的各个部件容易重新安排，以提供能够输出匹配的正电位和负电位的降压型转换器开关模式电源设备(SMPS)；这样的重新安排的SMPS示于图13中，并且用标号900总体表示之。SMPS900与SMPS700类似，只是在SMPS900中，电压倍增器是用电容器C₃的正极实施的，电容器C₃的正极连接到二极管D₁的阴极、电感器TR₁的一个电极、和开关器件SW₁的电源电极，如图所示。电容器C₃的负极连接到二极管D₂的阴极和电感器L₁的第一端。电感器L₁的第二端和电容器C₂的正极耦合到地电位GND。而且，二极管D₂的阳极耦合到电容器C₂的负极。负载LD₂连接在电容器C₂的两个电极的两端，如图所示。于是，如图13所示实现了SMPS900的拓朴结构配置。

SMPS900可以进行操作，以产生负电压V₄，电压V₄的数值与电压V₂类似，并且基本上跟随V₂的变化而变化。因此，SMPS900能够提供平衡对称的正和负的电源，这种电源可以例如很方便地为模拟电路供电，模拟电路包括例如运算放大器和音频放大器之类的在地电位GND附近操作的部件。

本发明人上述的处理方法通过使用直接耦合的电压倍增电路为SMPS提供一个或多个附加输出，所述处理方法还可以应用到直进型转换器开关模式电源设备(SMPS)。参照附图14，其中表示用标号1000总体表示的现有的直进型转换器SMPS设备。SMPS1000包括：用于提供电源电位V₁的电源20、变压器TR₃、开关器件SW₁、二极管D₁、D₂、电感器TR₁、电容器C₁、控制放大器AMP₁、和用于提供基准电压V₃的基准电压源30。

在SMPS1000中的各个部件的拓朴相互连接，如图14所示，在这里只对它的整体进行描述。用于提供电位V₁的源20的第一和第二端分别连接到变压器TR₃的初级绕组NP₁的第一端和地电位GND。开关器件SW₁的第一和第二电源端分别耦合到初级绕组NP₁的第二端和接地端GND。次级绕组NS₁的第一端与二极管D₁的阳极和电解电容器C₁的负极一起耦合到地电位GND。次级绕组NS₂的第二端链接到二极管DD₄的阳极。二极管D₁、D₄的阴极连在一起，并且连接到电感器TR₁的第一端。电感器TR₁的第二端连接到电容器C₁的正极。而且，负载LD₁耦合在电容器C₁的两端。电容器C₁的正极耦合到放大器AMP₁的倒相端(-)。而且，基准电源30连接在地电位GND和放大器AMP₁的非倒相输入端(+)之间以向其提供基准电压V₃。进而，的PWM和/或脉冲重复频率可调节输出端从放大器AMP₁连接到开关器件SW₁的切换输入端。电感器TR₁没有与变压器TR₃的磁心磁耦合。

在操作中，开关器件SW₁周期性地中断流过初级绕组NP₁的电流。在每次中断，在中断之前在变压器TR₃的磁心内建立的磁场消失，从而在次级绕组NS₁的两端感应出一个电压。在次级绕组上感应出来的电压产生一个次级电流，这个次级电流流过电感器TR₁，然后流到电容器C₁以及与关联的负载LD₁。二极管D₁可以进行操作，以阻止连接到二极管D₄的阴极的电感器TR₁的这一端的电压降低到地电位GND以下超过数值V_D1；如在下面将要说明的，V_D1是在二极管D₁两端产生的正向导通电压降。电感器TR₁与电容器C₁和二极管D₁的组合能够有效地滤波，即在开关器件SW₁的切换频率上衰减电压V₂中的纹波。控制放大器AMP₁可以进行操作，以便在它的倒相输入端接收电位V₂并且将它的切换输出调节到开关器件SW₁的切换输入，从而可以尝试匹配电位V₂和V₃，并由此调节电位V₂。

本发明人已经认识到，图14的直进型转换器SMPS设备1000可以很容易地按照本发明进行修改，以使所提供的附加输出基本上是在操作中负载LD₁两端产生的电位的两倍。现在参照附图15，其中表示用标号1100总体表示的直进型转换器SMPS。SMPS1100类似于SMPS1000，只是SMPS1100附加地包括如在虚线1110中表示的电压倍增器。

电压倍增器包括如图所示进行拓朴连接的电解电容器C₂、C₃、电感器L₁、和二极管D₂。电容器C₃的负极连接到二极管D₂、D₄的阴极。二极管D₂的阳极耦合到电容器C₁的正极。而且，二极管D₂的阴极连接到电容器C₃的正极，并且还连接到电感器L₁的第一端。进而，电感器L₁的第二端耦合到电容器C₂的正极。此外，电容器C₂的负极连接到地电位GND，负载LD₂连接在电容器C₂的电极两端。

在操作中，开关器件SW₁瞬时中断流过变压器TR₃的初级绕组NP₁的电流，这使二极管D₁的阴极瞬时取得相对于地电位GND的一个电位-V_D1。由于电容器C₁两端产生的电位V₂不能立即改变，所以在电感器TR₁两端周期性地产生一个峰值电位V₂+V_D1。二极管D₂和电容器C₃的组合能够使电容器C₃充电到这个峰值电位再减去二极管D₂两端的正向导通电压降，由此使电容器C₃在其两端充电到电位V₂。借此在电容器C₃两端产生的电位等效于电位V₂。在准静态条件下，在电感器TR₁两端产生的平均电压降基本上可以略去不计，导致电容器C₃的正极取得高于地电位GND的一个平均电位2×V₂。电感器L₁和与它关联的电容器C₂可以进行操作以形成一个低通滤波器，用于在开关器件SW₁的切换频率上衰减在电容器C₃的正极上的高频纹波。

这样，SMPS1100可以进行操作以便分别在负载LD₁、LD₂上产生相对于地电位GND的正的输出电位V₂、V₄，在这里，V₄＝2×V₂。两个电位V₂、V₄相互跟随基准电位V₃。

SMPS1100能够在拓朴上重构，以提供平衡跟随的负和正的电位。在图16中表示出这样的经过修改的SMPS，其中由标号1200总体表示的直进型转换器开关模式电源设备(SMPS)提供平衡的正和负的输出。SMPS1200与SMPS1000类似，只是SMPS1200包括在虚线1210内表示的电压倍增器。这个电压倍增器包括如图所示连接在一起的电容器C₂、C₃、电感器L₁、和二极管D₂。即是，电容器C₃的正极连接到二极管D₄的阴极。而且，电感器L₁的第一端和电容器C₂的正极耦合到地电位GND。进而，电容器C₃的负极连接到电感器L₁的第二端，并且连接到二极管D₃的阴极；二极管D₂的阳极连接到电容器C₂的负极，负载LD₂连接在电容器C₂的电极的两端。

在SMPS200、300、400、500、600、800、900、1100、1200中，应该认识到，部件数值的选择取决于这些SMPS工作的开关频率。开关器件SW1最好在1千赫兹到500千赫兹的频率范围内进行切换，尽管在10千赫兹到150千赫兹的频率范围内的开关频率是更加优选的。而且，部件的选择还取决于要求向SMPS200、300、400、500、600、800、900、1100、1200传递的功率的量。在许多应用中，这些SMPS的电解电容器中的每一个的电容范围都是1μF-10000μF。而且，每个电感器的电感范围是500nH-1H，更加优选地，电感器的电感范围是10μH-100mH。二极管D₁、D₂、D₃、D₄、D₅最好是快速恢复硅二极管，当然，肖特基二极管和/或锗二极管由于它们的较低的正向导通电压降也可以使用。而且，二极管D₁-D₅最好是匹配的，并且安装在一个等热的环境以提供改善的跟随精度。开关器件SW₁最好包括以下所述的各项当中的至少一个：双极性晶体管(BJT)、场效应晶体管(FET)、金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)、可控硅整流器(SCR)、三端双向可控硅开关元件、热离子阀、或者能够快速调节流过的电流的任何其它类型的半导体或热离子器件。如果需要，控制放大器AMP₁和开关器件SW₁可以作为一个集成电路一起实施。

应该认识到，可以修改SMPS200、300、400、500、600、800、900、1100、1200，使其包括多个附加的输出，例如超过两个附加输出，这些附加的输出是使用以上所述的电压倍增器产生的。

应该认识到，可以按照以上描述的本发明对SMPS进行修改而不偏离本发明的范围。例如，本发明还可以应用到现有的共振型转换器开关模式电源，例如现有的LLC转换器。而且，本发明还可以很容易地应用到卡盘型转换器开关模式电源、半桥型开关模式电源、全桥型开关模式电源、sepic型转换器开关模式电源中的一个或多个。

虽然按照以上所述的本发明的SMPS能够提供主调节电压的整数倍的附加输出电压，也就是电位V₂，然而，也应该认识到，通过偏置用于产生附加输出的电压，也可以产生非整数倍。例如，可以修改图4中的SMPS200，来提供如图17所示的并且用标号1500表示的回扫型SMPS。SMPS1500类似于SMPS200，只是变压器TR₁具有两个次级绕组NS₁、NS₃，在这里绕组NS₃的匝数是绕组NS₁匝数的非整数倍。而且，电容器C₃的负极连接到绕组NS₃的第一端而不是以前所述的绕组NS₁的第一端。绕组NS₃的第二端连接到绕组NS₁的第一端并且耦合到所述的二极管D₁的阳极，如图所示。绕组NS₁、NS₃按照如图所示的相位进行连接，并且用靠近绕组NS₁、NS₃的黑圆点进行标记。

SMPS1500能够提供一个如等式5限定的附加输出电压V₄：

$V_4=V_2(2+\frac{n{s}_3}{n{s}_1})+V_{D1}(1+\frac{n{s}_3}{n{s}_1})-V_{D2}$      等式5

在这里，

ns₁＝次级绕组NS₁上的匝数；

ns₂＝次级绕组NS₃上的匝数。

假定二极管D₁、D₂基本上是相互匹配的，则等式5可以简化得到等式6：

$V_4=V_2(2+\frac{n{s}_3}{n{s}_1})+V_{\mathrm{DM}}\left(\frac{n{s}_3}{n{s}_1}\right)$        等式6

在这里，V_DM是二极管D₁、D₂两端的相互类似的电压降。由于在变压器TR₁上使用了附加的绕组，所以SMPS1500不可能像SMPS200那样好地调节它的附加输出，尽管如此，这也代表对于现有的设备的一种改进。如果需要，当使用绕组NS₃来实现非整数倍数时，二极管D₁、D₂、D₃可以从硅二极管和肖特基二极管的混合中进行挑选，以便提高电位V₄的精度。应该认识到，SMPS1500的非整数电压倍增方法还可应用于其他以上所述的按照本发明的SMPS。

应该认识到，以上所述的按照本发明的SMPS很容易应用在十分宽的应用范围，例如：

(a)在移动电话中，例如用于液晶显示器的背光照明上；

(b)在膝上型计算机上，在计算机的外围设备和其它的与计算机有关的设备上；

(c)在消费者电子视听产品中，例如像用在机动车环境里的电视、高保真音响系统，在这里，要求从普通12伏的机动车电源电位开始进行电压倍增以操作诸如音频功率放大器之类的设备；

(d)在电池充电器中；

(e)在连接到低压固态电子电路的电网主开关模式电源中。

应该认识到，在以上参照附图4-10、12-15-17描述的本发明的实施例中，例如使用场效应晶体管(FET)实现同步整流是实际可行的，它是作为使用整流器二极管进行整流的一个替换方案。这样使用同步整流容易减小各个实施例在操作时产生的功率损耗。

应当说明的是，上述的实施例说明了本发明而不是限制本发明，本领域的普通技术人员能够设计出许多可替换的实施例而不会偏离所附的权利要求书的范围。在权利要求书中，加在括号中的任何标号不被认为是限制这个权利要求。使用动词“包括”以及它的各种变化形式并不排除存在除了在权利要求中列出的那些元件或步骤之外的其它的元件或步骤。在元件前边的冠词“一个”并不排除存在多个这样的元件。在列举几个装置的器件权利要求中，通过一个具有相同项目的硬件可以实施几个这样的装置。在相互不同的从属权利要求中引用某些措施的事实并没有表示不能利用这些措施的组合。

Claims (8)

1.一种开关模式电源设备(200、300、400、500、600、800、900、1100、1200、1500)，用于接收来自输入电源(20)的输入电源电压(V₁)并且产生一个对应的主调节输出电源电压(V₂)和至少一个辅助输出电源电压(V₄)，所述设备包括：

(a)电感装置(TR₁)，它的一端用于提供次级输出；

(b)开关装置(SW₁)，它耦合在输入电源(20)和电感装置(TR₁)之间，用于按照开关方式向电感装置(TR₁)提供电流；

(c)主整流装置(D₁，C₁)，包括耦合到电感装置(TR₁)所述端的整流器器件(D₁)，用于接收次级输出并且从中产生主调节输出电源电压(V₂)；

(d)反馈装置(AMP₁)，用于比较主调节输出电源电压(V₂)与至少一个基准(30)，以调整开关装置(SW₁)的操作，从而在调节中维持主输出电源电压(V₂)；和

(e)辅助整流装置(C₂、C₃、L₁、D₂)，包括一个电压倍增器，所述电压倍增器包括一个耦合到电感装置(TR₁)所述端的电容器(C₃)，以便从这里接收受反馈装置(AMP₁)调节的信号，从而产生所述至少一个辅助输出电压(V₄)。

2.根据权利要求1所述的设备，其中：主整流装置(D₁、C₁)和辅助整流装置(C₂、C₃、L₁、D₂)以这样的方式相互连接，以至于把相应的整流装置(D₁、D₂)中的电压降设置成至少部分地取消，以使所述至少一个辅助输出电源电压(V4)与所述的电压降的关系较小。

3.根据权利要求1所述的设备，其中：包括在主整流装置(D₁、C₁)和辅助整流装置(C₂、C₃、L₁、D₂)内的二极管包括起同步整形器作用的开关器件。

4.根据权利要求1所述的设备，其中：把主输出电源电压(V₂)和至少一个辅助电源电压(V₄)设置成基本上对称的正电压和负电压。

5.根据权利要求1所述的设备，其中：辅助整流装置(C₂、C₃、L₁、D₂)还包括一个电感器(L₁)和一个整流器二极管(D₂)。

6.根据权利要求5所述的设备，其中：电感器(L₁)没有与电感装置(TR₁)磁耦合。

7.根据权利要求1所述的设备，其中：辅助整流装置(C₂、C₃、L₁、D₂)包括一个在其至少一个辅助输出电源电压(V₄)之前的低通滤波器，用于衰减所述至少一个辅助输出电压(V₄)的开关纹波。

8.根据权利要求1所述的设备，其中：电容器(C₃)经由电感装置(TR₁)的一个绕组耦合到所述端。

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