TW201737607A - 交錯式升壓轉換器 - Google Patents

Abstract

一種交錯式升壓轉換器包含第一至第二變壓器、第一至第二輸入電容、第一至第六二極體、第一至第二開關及第一至第三輸出電容。第一及第二變壓器的的一次側繞組的第一端電連接一起以接收輸入電流及輸入電壓，以分擔輸入電流，能有效降低電路中第一及第二輸入電容、第一及第二開關之電流應力。第一及第二開關以180°的相位差交錯工作，以降低輸入電流的漣波。第一及第二開關具有低於輸出電壓的低電壓應力，故可使用導通電阻較小的低額定耐壓功率電晶體，而更可降低導通損失。第一及第二變壓器的三次側繞組與串接的第一至第三輸出電容，增加了電壓增益的設計自由度，而使本實施例不必操作在極大的責任導通比，即可達成高電壓增益。

Description

交錯式升壓轉換器

本發明是有關於一種轉換器，特別是指一種交錯式升壓轉換器。

習知的升壓轉換器操作在極高導通比才能達到較高電壓增益，但是實務上受到寄生元件的影響，其電壓轉換比受限在約5倍以下，因此為符合電壓增益超過5倍的需求時，須研發具有高升壓的電壓轉換器。

因此，本發明之目的，即在提供一種具有高升壓的交錯式升壓轉換器。

於是，本發明交錯式升壓轉換器，包含第一至第二變壓器、第一至第二輸入電容、第一至第六二極體、第一至第二開關，及第一至第三輸出電容。

每一個變壓器具有一個一次側繞組、一個二次側繞組及一個三次側繞組，每一個側繞組具有一第一端及一第二端，該第一及第二變壓器的一次側繞組的第一端電連接一起以接收一呈直流的輸入電壓。該第一變壓器的三次側繞組的第二端電連接該該第二變壓器的三次側繞組的第二端

第一輸入電容電連接於該第一變壓器的一次側繞組的第二端與該第一變壓器的二次側繞組的第一端之間。第二輸入電容電連接於該第二變壓器的一次側繞組的第一端與該第二變壓器的二次側繞組的第一端之間。

第一二極體具有一電連接該第二變壓器的一次側繞組的第二端的陽極及一電連接該第一變壓器的二次側繞組的第一端的陰極。第二二極體具有一電連接該第一變壓器的一次側繞組的第二端的陽極及一電連接該第二變壓器的二次側繞組的第一端的陰極。

第一開關具有一電連接於該第一變壓器的一次側繞組的第二端的第一端，及一接地的第二端，且該第一開關受控制以切換於導通狀態和不導通狀態間。第二開關具有一電連接於該第二變壓器的一次側繞組的第二端的第一端，及一接地的第二端，且該第二開關受控制以切換於導通狀態和不導通狀態間。

第三二極體具有一電連接該第一變壓器的二次側繞組的第二端的陽極及一陰極。第四二極體具有一電連接該第二變壓器的二次側繞組的第二端的陽極及一電連接該第三二極體的陰極的陰極。

第一輸出電容具有一電連接該第三二極體的陰極的第一端及一接地的第二端。第二輸出電容具有一電連接該第二變壓器的三次側繞組的第一端及一電連接該第三二極體的陰極的的第二端。第三輸出電容具有一第一端及一電連接該第二輸出電容的第一端的第二端。

第五二極體具有一個電連接該第三輸出電容的第一端的陰極，及一電連接該第一變壓器的三次側繞組的第一端的陽極。第六二極體具有一個電連接該第一變壓器的三次側繞組的第一端的陰極，及一電連接該第二輸出電容的第二端的陽極。

本發明之功效在於：不必操作在極大的責任導通比，即可達成高電壓增益，以符合現今高電壓增益的應用。

在本發明被詳細描述之前，應當注意在以下的說明內容中，類似的元件是以相同的編號來表示。

參閱圖1，本發明交錯式升壓轉換器之一實施例，包含一個第一變壓器T1、一個第二變壓器T2、一個第一輸入電容CI1、一個第二輸入電容CI2、一個第一二極體D1、一個第二二極體D2、一個第三二極體D3、一個第四二極體D4、一個第五二極體D5、一個第六二極體D6、一個第一開關S1、一個第二開關S2、一個第一輸出電容C1、一個第二輸出電容C2、一個第三輸出電容C3，及一控制單元2。

第一變壓器T1具有一個一次側繞組NP1及一個二次側繞組NP2及一個三次側繞組NP3，第二變壓器T2具有一個一次側繞組NS1及一個二次側繞組NS2及一個三次側繞組NS3，每一個側繞組NP1~NP3、NS1~NS3具有一第一端及一第二端，該第一及第二變壓器T1、T2的一次側繞組NP1、NS1的第一端電連接一起以接收一呈直流的輸入電壓Vin及一輸入電流Iin，該第一變壓器T3的三次側繞組NP3的第二端電連接該該第二變壓器T2的三次側繞組NS3的第二端。每一個一次側繞組NP1、NS1的第一端是極性點端，每一個一次側繞組NP1、NS1的第二端是非極性點端。每一個二次側繞組NP2、NS2的第一端是極性點端，每一個二次側繞組NP2、NS2的第二端是非極性點端。每一個三次側繞組NP3、NS3的第一端是極性點端，每一個三次側繞組NP3、NS3的第二端是非極性點端。該第一及第二變壓器T1、T2的匝數比相等。

第一輸入電容CI1電連接於該第一變壓器T1的一次側繞組NP1的第二端與該第一變壓器T1的二次側繞組NP2的第一端之間。第二輸入電容CI2電連接於該第二變壓器T2的一次側繞組NS1的第一端與該第二變壓器T2的二次側繞組NS2的第一端之間。

第一二極體D1具有一電連接該第二變壓器T2的一次側繞組NS1的第二端的陽極及一電連接該第一變壓器T1的二次側繞組NP2的第一端的陰極。第二二極體D2具有一電連接該第一變壓器T1的一次側繞組NP1的第二端的陽極及一電連接該第二變壓器T2的二次側繞組NS2的第一端的陰極。

第一開關S1具有一電連接於該第一變壓器T1的一次側繞組NP1的第二端的第一端，及一接地的第二端，且該第一開關S1受控制以切換於導通狀態和不導通狀態間。該第一開關S1是一N型功率半導體電晶體，且該第一開關S1的第一端是汲極，該第一開關S1的第二端是源極。第二開關S2具有一電連接於該第二變壓器T2的一次側繞組NS1的第二端的第一端，及一接地的第二端，且該第二開關S2受控制以切換於導通狀態和不導通狀態間。該第二開關S2是一N型功率半導體電晶體，且該第二開關S2的第一端是汲極，該第二開關S2的第二端是源極。

第三二極體D3具有一電連接該第一變壓器T1的二次側繞組NP2的第二端的陽極及一陰極。第四二極體D4具有一電連接該第二變壓器T2的二次側繞組NS2的第二端的陽極及一電連接該第三二極體D3的陰極的陰極。

第一輸出電容C1具有一電連接該第三二極體D3的陰極的第一端及一接地的第二端。第二輸出電容C2具有一電連接該第二變壓器T2的三次側繞組NS3的第一端的第一端及一電連接該第三二極體D3的陰極的的第二端。第三輸出電容C3具有一第一端及一電連接該第二輸出電容C2的第一端的第二端。

第五二極體D5具有一個電連接該第三輸出電容C3的第一端的陰極，及一電連接該第一變壓器T1的三次側繞組NP3的第一端的陽極。第六二極體D6具有一個電連接該第一變壓器T1的三次側繞組NP3的第一端的陰極，及一電連接該第二輸出電容C2的第二端的陽極。

該控制單元2產生一切換該第一開關S1的第一脈波調變信號及一切換該第二開關S2的第二脈波調變信號，該第一脈波調變信號與該第二脈波調變信號具有相同的周期時間。該第一及第二脈波調變信號的相位差為周期時間的二分之一。

參閱圖2，為本實施例的操作時序圖，其中，參數 V_gs1 、V_gs2 分別代表控制該第一及第二開關S1、S2是否導通的第一及第二脈波調變信號的電壓，參數T_S 為第一脈波調變信號的週期時間，參數D為第一及第二開關S1、S2的責任導通週期，參數I1表示流經該第一變壓器T1的一次側繞組NP1的電流，參數I2分別表示流經該第二變壓器T2的一次側繞組NS1的電流，參數i_D1 ～i_D6 分別代表流過第一至第六二極體D1~D6的電流，參數i_LS 代表第一及第二變壓器T1、T2的三次側繞組的漏電感電流，參數表示流過漏電感電流i_LS 的最大值，參數表示漏電感電流i_LS 的最小值，參數I_O 代表輸出電流，參數i_C2 代表第二電容C2提供的電流，參數i_C3 代表第三電容C3提供的電流，參數T₂ 的定義將在以下再作說明。

以下為本實施例操作於十階段的各電路圖，其中，導通的元件以實線表示，不導通的元件以虛線表示，且更說明該第一至第二變壓器T1~T2的一次側繞組NP1、NS1的非理想等效電路中的磁化電感Lm1、Lm2，及該第一至第二變壓器T2的三次側繞組NP3、NS3的非理想等效電路中的漏電感LS，以下將在下列假設下：成圖2中本專利提出之嶄新能量回饋型交錯式高升壓轉換器的電路拓樸，接下來先對嶄新能量回饋型交錯式高升壓轉換器之電路動作原理作詳細的分析，以確定轉換器之高升壓性能，及確認電路動作的正確性。在分析前，會先做下列說明與假設：(1)第一開關S1與第二開關S2以180°的相位差交錯驅動。(2)操作在連續導通模式(CCM)。(3)已達到穩態。(4)電路中所有開關S1~S2及二極體D1~D6皆為理想元件。(5)電路中所有電感以及電容皆為理想元件，不具有寄生阻抗。(6)第一至第三輸出電容C1~C3與第一至第二輸入電容CI1~CI2相當大，可忽略電壓漣波，使得電容電壓為常數，而使電容電壓可視為電壓源，輸出電壓Vo視為常數。(7)第一及第二變壓器的磁化電感值皆相等。且第一至第二變壓器T1、T2的匝數比皆相同。以下分別針對每一階段進行說明。

預備階段（時間：t~t0 ）：

參閱圖2及圖3，第一開關S1導通，第二開關S2導通，第一二極體D1不導通，第二二極體S2不導通，第三二極體D3不導通，第四二極體D4不導通，第五二極體D5不導通，第六二極體D6不導通。

預備階段時，由於輸入電壓Vin跨於磁化電感Lm1、Lm2上，使其電流i_Lm1 、i_Lm2 皆以斜率線性上升。當第一開關S1由導通切換至不導通時，則進入在第一階段。以下，參數L_m1 、L_m2 、L_S 分別表示磁化電感Lm1、Lm2、漏電感LS的電感值。參數V_CI1 、V_CI2 分別表示第一及第二輸入電容CI1、CI2的電壓值。參數n表示第一變壓器T1的一次側繞組NP1與二次側繞組NP2的匝數比。在本實施例中，參數L_m1 相同於參數L_m2 。

第一階段（時間：t0~t1 ）：

參閱圖2及圖4，第一開關S1不導通，第二開關S2導通，第一二極體D1不導通，第二二極體D2導通，第三二極體D3導通，第四二極體D4不導通，第五二極體D5不導通，第六二極體D6導通。

此時第二二極體D2因電感電流需保持連續而導通且第一開關S1的跨壓被第二輸入電容CI2的電壓箝位。第三二極體D3因電流連續而導通，且電流i_D3 流經第一變壓器T1的二次側繞組NS1而使電流能量反饋至第一變壓器T1的一次側繞組NP1的第一端，得以降低所接收的輸入電流Iin。此時磁化電感Lm1因跨固定電壓則電流i_Lm1 皆以斜率線性下降，其中，參數V_CI2 為第二輸入電容CI2的電壓，而漏電感電流i_LS 則以斜率線性上升。當漏電感電流i_LS 上升至等同輸出電流Io時，會使第二輸出電容C2的電流i_C2 換向，而進入第二階段。

第二階段（時間：t1~t2 ）：

參閱圖2及圖5，第一開關S1不導通，第二開關S2導通，第一二極體D1不導通，第二二極體D2導通，第三二極體D3導通，第四二極體D4不導通，第五二極體D5不導通，第六二極體D6導通。

當第二輸出電容C2的電流i_C2 換向後，開始對第二輸出電容C2做充電。當第一開關S1由不導通切換至導通時，則進入第三階段。

第三階段（時間：t2~t3 ）：

參閱圖2及圖6，第一開關S1導通，第二開關S2導通，第一二極體D1不導通，第二二極體D2不導通，第三二極體D3不導通，第四二極體D4不導通，第五二極體D5不導通，第六二極體D6導通。

本階段第一開關S1由不導通轉變為導通，第二開關S2保持為導通，此階段第二二極體D2與第三二極體D3因為逆偏而由導通轉變為不導通。因漏電感LS的電流i_LS 需保持連續，故第六二極體D6保持導通，此時磁化電感Lm1因跨固定電壓則電流i_Lm1 皆以斜率線性上升，磁化電感Lm2跨固定電壓則電流i_Lm2 皆以斜率線性下降，其中參數V_C2 為第二輸出電容C2的電壓，而呈負電壓的第二輸出電容C2的電壓而跨於漏電感LS上，使其電流i_C2 以斜率線性下降。當漏電感LS的電流i_LS 下降至等同輸出電流Io，第二輸出電容C2的電流i_C2 換向，則進入第四階段。

第四階段（時間：t3~t4 ）：

參閱圖2及圖7，第一開關S1導通，第二開關S2導通，第一二極體D1不導通，第二二極體D2不導通，第三二極體D3不導通，第四二極體D4不導通，第五二極體D5不導通，第六二極體D6導通。

本階段第一及第二開關S1、S2保持為導通，此階段第一至第四二極體D1~D4因逆偏保持為不導通。在第二輸出電容C2的電流i_C2 換向後，則開始對負載釋放能量。

當漏電感LS的電流i_LS 下降至0，會使第六二極體D6由導通轉變為不導通，而進入第五階段。

第五階段（時間：t4~t5 ）：

參閱圖2及圖8，第一開關S1導通、第二開關S2導通、第一二極體D1：不導通、第二二極體D2不導通、第三二極體D3不導通、第四二極體D4不導通、第五二極體D5不導通、第六二極體D6不導通。

本階段當第六二極體D6由導通轉變為不導通，則第一及第二開關S1、S2保持為導通，此時磁化電感Lm1、Lm2皆因跨輸入電壓Vin則電流i_Lm1 、i_Lm2 皆以斜率線性上升。當第二開關S2由導通切換至不導通時，則進入第六階段。

第六階段（時間：t5~t6 ）：

參閱圖2及圖9，第一開關S1導通、第二開關S2不導通、第一二極體D1導通、第二二極體D2不導通、第三二極體D3不導通、第四二極體D4導通、第五二極體D5導通、第六二極體D6不導通。

本階段，第一開關S1保持為導通，第二開關S2由導通轉變為不導通，此時第一二極體D1因電感電流需保持連續而導通且第二開關S2跨壓被第一輸入電容CI1的電壓V_CI1 箝位，。第四二極體D4因電流i_D4 連續而導通，且電流i_D4 流經第二變壓器T2的二次側繞組NS2而使電流能量反饋至第二變壓器T2的一次側繞組NP2的第一端，得以降低所接收的輸入電流Iin。而必須大於0，才能使第五二極體D5導通，此時磁化電感Lm2因跨固定電壓則電流i_Lm2 以斜率線性下降，漏電感電流i_LS 則因為跨固定負電壓而以斜率線性下降。當漏電感電流i_LS 下降至負的輸出電流-Io時，會使第三輸出電容C3的電流i_C3 換向，而進入第七階段。

第七階段（時間：t6~t7 ）：

參閱圖2及圖10，第一開關S1：導通、第二開關S2：不導通、第一二極體D1：導通、第二二極體D2：不導通、第三二極體D3：不導通、第四二極體D4：導通、第五二極體D5：導通、第六二極體D6：不導通。

本階段第一開關S1保持為導通，第二開關S2保持為不導通，在第三輸出電容C3的電流i_C3 電流換向後，開始對第三輸出電容C3做充電。當第二開關S2由不導通轉變為導通，則進入第八階段。

第八階段（時間：t7~t8 ）：

參閱圖2及圖11，第一開關S1：導通、第二開關S2：導通、第一二極體D1：不導通、第二二極體D2：不導通、第三二極體D3：不導通、第四二極體D4：不導通、第五二極體D5：導通、第六二極體D6：不導通。

本階段第一開關S1保持為導通，第二開關S2由不導通轉變為導通，此階段因漏電感電流i_Ls 需保持連續，故第五二極體D5保持導通，此時磁化電感Lm1因跨固定電壓則電流i_Lm1 以斜率線性下降，磁化電感Lm2跨固定電壓則電流i_Lm2 以斜率線性上升，而漏電感LS跨呈正電壓的第三輸出電容C3的電壓V_C3 而以斜率線性上升。當漏電感電流i_Ls 上升至負的輸出電流-Io時，會使第三輸出電容C3的電流i_C3 電流換向，則進入第九階段。

第九階段（時間：t8~t9 ）：

參閱圖2及圖12，第一開關S1：導通、第二開關S2：導通、第一二極體D1：不導通、第二二極體D2：不導通、第三二極體D3：不導通、第四二極體D4：不導通、第五二極體D5：導通、第六二極體D6：不導通。

本階段第一開關S1保持為導通，第二開關S2保持為導通，在第三輸出電容CI3的電流i_C3 電流換向後，第三輸出電容C3對負載釋放能量。當漏電感電流i_Ls 上升至0，會使第五二極體D5由導通轉變為不導通，則進入第十階段。

第十階段（時間：t9~t10 ）：

參閱圖2及圖13，第一開關S1：導通、第二開關S2：導通、第一二極體D1：不導通、第二二極體D2：不導通、第三二極體D3：不導通、第四二極體D4：不導通、第五二極體D5：不導通、第六二極體D6：不導通。

本階段當第五二極體D5由導通轉變為不導通之後，第一開關S1與第二開關S2保持為導通，此時磁化電感Lm1、Lm2皆因跨輸入電壓Vin則電流i_Lm1 、i_Lm2 皆以斜率線性上升。第一至第六二極體D1~D6皆因逆向偏壓而不導通。

穩態分析：

由於磁化電感Lm1、Lm2需滿足磁通重置，可推導出電容CI1、CI2、C1的電壓公式：、、。

從漏感Ls需滿足磁通重置，推導出第一及第二輸出電容C2、C2的電壓公式：。 其中參數V_NP3 分別表示第一變壓器T1的三次側繞組電壓，參數V_NS3 分別表示第二變壓器T2的三次側繞組電壓，參數T₂ 的定義為第三階段與第四階段的時間和，若T₂ 非常的小則。因此輸出電壓。

實驗模擬：

參閱圖14，為本實施例的第一脈波調變信號的電壓Vgs1、輸入電壓Vin及輸出電壓Vo的一波形圖。可知當輸入電壓Vin=40 V、輸出電壓Vo=400 V時，責任導通比D的實際量測值為0.58，其數值比理想值大（當輸入電壓Vin=40 V、輸出電壓Vo=400 V之責任導通比的理論值為D =0.55），因理想值忽略第一及第二開關S1、S2、第一至第六二極體D1~D6的導通壓降及寄生元件效應。

參閱圖15，為本實施例的第一及第二變壓器T1、T2的一次側繞組電流I1、I2、及輸入電流Iin的波形圖，因為第一及一二開關S1、S2以差二分之一周期時間依序交錯導通，而使第一及第二變壓器T1~T2的一次側繞組電流I1、I2的漣波相差180度，又，因此一次側繞組電流I1、I2的漣波可以相消以降低輸入電流Iin之漣波，從圖15量測結果中可知，一次側繞組電流的漣波和約為15A，輸入電流Iin確實因交錯式操作，有漣波相消的性能。

參閱圖16、17，分別為本實施例的第一脈波調變信號、第一開關S1的跨壓及第二輸入電容CI2的電壓的量測波形圖、本實施例的第二脈波調變信號、第二開關S2的跨壓及第一輸入電容CI1的電壓的量測波形圖，因為第一開關S1及第二開關S2跨壓V_ds1 、V_ds2 分別將會被第二輸入電容CI2的電壓及第一輸入電容CI1的電壓箝制：、，因此由圖15、16之量測結果，第一及第二輸入電容CI1、CI2的電壓約為100 V，而第一及第二開關S1、S2的跨壓也約為100 V，可知第一及第二開關S1、S2的電壓應力遠低於輸出電壓。

參閱圖18~20，分別為本實施例的第一及第二二極體D1~D2、第三及第四二極體D3~D4、第五及第六二極體D5~D6的電壓及電流的量測波形圖，由圖中可以看到第一及第二二極體D1、D2的電流和第五及第六二極體D5、D6的電流先降至零，第一及第二二極體D1、D2和第五及第六二極體D5、D6才轉態為不導通，所以無反向恢復問題，而第三及第四二極體D3、D4則是只有輕微的反向恢復問題，也因二極體沒有反向恢復問題，如此在轉態時就不會有切換時的雜訊影響，因此能夠減緩二極體反向恢復問題及EMI雜訊干擾。

綜上所述，上述實施例具有以下優點：

1.高功率應用，由於第一及第二變壓器T1~T2的的一次側繞組NP1、NP2的第一端電連接一起以接收輸入電流Iii及輸入電壓Vin，故可分擔輸入電流Iin，能有效降低電路中第一及第二輸入電容CI1、CI2、第一及第二開關S1、S2之電流應力，適合應用於高功率的場合。

2. 高電力密度，第一及第二開關S1、S2係以180°的相位差交錯工作，可降低輸入電流Iin的漣波，因此，可在輸入電壓Vin與第一變壓器T1的一次側繞組NP1的第一端之間，使用電感值較小之濾波電感（圖未示）以濾除輸入電流Iin的漣波，由於電感值越小濾波電感的體積也越小，而提高電力密度。

3.低電壓應力及低導通損失，第一及第二開關S1、S2具有低於輸出電壓的電壓應力，故可使用導通電阻較小的低額定耐壓功率電晶體，而更可降低導通損失，提升整體效率。

4. 高升壓增益，由於第一及第二變壓器T1、T2的三次側繞組NP3、NS3與串接的第一至第三輸出電容C1~C3，增加了電壓增益的設計自由度，而使本實施例不必操作在極大的責任導通比，即可達成高電壓增益。

5.高轉換效率，從上述可知，本實施例能將輸入電流Iin分流、可選用低導通電阻的功率電晶體作為第一及第二開關S1~S2、與減緩第一至第六二極體D1~D6的反向恢復問題，可有效降低元件導通時所產生的功率損失。故確實能達成本發明之目的。

惟以上所述者，僅為本發明之實施例而已，當不能以此限定本發明實施之範圍，凡是依本發明申請專利範圍及專利說明書內容所作之簡單的等效變化與修飾，皆仍屬本發明專利涵蓋之範圍內。

T1‧‧‧第一變壓器
T2‧‧‧第二變壓器
NP1‧‧‧一次側繞組
NS1‧‧‧一次側繞組
NP2‧‧‧二次側繞組
NS2‧‧‧二次側繞組
NP3‧‧‧三次側繞組
NS3‧‧‧三次側繞組
CI1‧‧‧第一輸入電容
CI2‧‧‧第二輸入電容
D1‧‧‧第一二極體
D2‧‧‧第二二極體
D3‧‧‧第三二極體
D4‧‧‧第四二極體
D5‧‧‧第五二極體
D6‧‧‧第六二極體
S1‧‧‧第一開關
S2‧‧‧第二開關
C1‧‧‧第一輸出電容
C2‧‧‧第二輸出電容
C3‧‧‧第三輸出電容
2‧‧‧控制單元
Vin‧‧‧輸入電壓
Iin‧‧‧輸入電流
Io‧‧‧輸出電流
Vo‧‧‧輸出電壓
Lm1‧‧‧第一變壓器的磁化電感
Lm2‧‧‧第二變壓器的磁化電感
i_LS‧‧‧第一及第二變壓器的三次側繞阻的漏電感電流
i_Lm1‧‧‧第一變壓器的磁化電感電流
i_Lm2‧‧‧第二變壓器的磁化電感電流
I1‧‧‧第一變壓器的一次側電流
I2‧‧‧第二變壓器的一次側電流
i_D1‧‧‧流過第一二極體的電流
i_D2‧‧‧流過第二二極體的電流
i_D3‧‧‧流過第三二極體的電流
i_D4‧‧‧流過第四二極體的電流
i_D5‧‧‧流過第五二極體的電流
i_D6‧‧‧流過第六二極體的電流
i_S1 ‧‧‧流過第一開關的電流
i_S2‧‧‧流過第二開關的電流

本發明之其他的特徵及功效，將於參照圖式的實施方式中清楚地呈現，其中： 圖1是本發明交錯式升壓轉換器的一實施例的一電路圖； 圖2是該實施例的一操作時序圖； 圖3是該實施例操作於預備階段的一電路圖； 圖4是該實施例操作於第一階段的一電路圖； 圖5是該實施例操作於第二階段的一電路圖； 圖6是該實施例操作於第三階段的一電路圖； 圖7是該實施例操作於第四階段的一電路圖； 圖8是該實施例操作於第五階段的一電路圖； 圖9是該實施例操作於第六階段的一電路圖； 圖10是該實施例操作於第七階段的一電路圖； 圖11是該實施例操作於第八階段的一電路圖； 圖12是該實施例操作於第九階段的一電路圖； 圖13是該實施例操作於第十階段的一電路圖； 圖14是該實施例的第一開關的脈波調變信號、輸入電壓及輸出電壓的一波形圖； 圖15是該實施例的第一及第二變壓器的漏電感電流、及輸入電流的一波形圖； 圖16是該實施例的第一脈波調變信號、第一開關的跨壓及第二輸入電容的電壓的一量測波形圖； 圖17是該實施例的第二脈波調變信號、第二開關的跨壓及第一輸入電容的電壓的一量測波形圖； 圖18是該實施例的第一及第二二極體的電壓及電流的一量測波形圖； 圖19是該實施例的第三及第四二極體的電壓及電流的一量測波形圖；及 圖20是該實施例的第五及第六二極體的電壓及電流的一量測波形圖。

T1‧‧‧第一變壓器

T2‧‧‧第二變壓器

NP1‧‧‧一次側繞組

NS1‧‧‧一次側繞組

NP2‧‧‧二次側繞組

NS2‧‧‧二次側繞組

NP3‧‧‧三次側繞組

NS3‧‧‧三次側繞組

CI1‧‧‧第一輸入電容

CI2‧‧‧第二輸入電容

D1‧‧‧第一二極體

D2‧‧‧第二二極體

D3‧‧‧第三二極體

D4‧‧‧第四二極體

D5‧‧‧第五二極體

D6‧‧‧第六二極體

S1‧‧‧第一開關

S2‧‧‧第二開關

C1‧‧‧第一輸出電容

C2‧‧‧第二輸出電容

C3‧‧‧第三輸出電容

2‧‧‧控制單元

Vin‧‧‧輸入電壓

Iin‧‧‧輸入電流

Io‧‧‧輸出電流

Vo‧‧‧輸出電壓

Claims (9)

1. 一種交錯式升壓轉換器，包含： 一個第一變壓器及一個第二變壓器，每一個變壓器具有一個一次側繞組、一個二次側繞組及一個三次側繞組，每一個側繞組具有一第一端及一第二端，該第一及第二變壓器的一次側繞組的第一端電連接一起以接收一呈直流的輸入電壓，該第一變壓器的三次側繞組的第二端電連接該第二變壓器的三次側繞組的第二端； 一個第一輸入電容，電連接於該第一變壓器的一次側繞組的第二端與該第一變壓器的二次側繞組的第一端之間； 一個第二輸入電容，電連接於該第二變壓器的一次側繞組的第二端與該第二變壓器的二次側繞組的第一端之間； 一個第一二極體，具有一電連接該第二變壓器的一次側繞組的第二端的陽極及一電連接該第一變壓器的二次側繞組的第一端的陰極； 一個第二二極體，具有一電連接該第一變壓器的一次側繞組的第二端的陽極及一電連接該第二變壓器的二次側繞組的第一端的陰極； 一個第一開關，具有一電連接於該第一變壓器的一次側繞組的第二端的第一端，及一接地的第二端，且該第一開關受控制以切換於導通狀態和不導通狀態間； 一個第二開關，具有一電連接於該第二變壓器的一次側繞組的第二端的第一端，及一接地的第二端，且該第二開關受控制以切換於導通狀態和不導通狀態間； 一個第三二極體，具有一電連接該第一變壓器的二次側繞組的第二端的陽極及一陰極； 一個第四二極體，具有一電連接該第二變壓器的二次側繞組的第二端的陽極及一電連接該第三二極體的陰極的陰極； 一個第一輸出電容，具有一電連接該第三二極體的陰極的第一端及一接地的第二端； 一個第二輸出電容，具有一電連接該第二變壓器的三次側繞組的第一端的第一端及一電連接該第三二極體的陰極的的第二端； 一個第三輸出電容，具有一第一端及一電連接該第二輸出電容的第一端的第二端； 一個第五二極體，具有一個電連接該第三輸出電容的第一端的陰極，及一電連接該第一變壓器的三次側繞組的第一端的陽極；及 一個第六二極體，具有一個電連接該第一變壓器的三次側繞組的第一端的陰極，及一電連接該第二輸出電容的第二端的陽極。
2. 如請求項1所述的交錯式升壓轉換器，其中，每一個一次側繞組的第一端是極性點端，每一個一次側繞組的第二端是非極性點端。
3. 如請求項1所述的交錯式升壓轉換器，其中，每一個二次側繞組的第一端是極性點端，每一個二次側繞組的第二端是非極性點端。
4. 如請求項1所述的交錯式升壓轉換器，其中，每一個三次側繞組的第一端是極性點端，每一個三次側繞組的第二端是非極性點端。
5. 如請求項1所述的交錯式升壓轉換器，其中，該第一開關是一N型功率半導體電晶體，且該第一開關的第一端是汲極，該第一開關的第二端是源極。
6. 如請求項1所述的交錯式升壓轉換器，其中，該第二開關是一N型功率半導體電晶體，且該第二開關的第一端是汲極，該第二開關的第二端是源極。
7. 如請求項1所述的交錯式升壓轉換器，更包括一控制單元，該控制單元產生一切換該第一開關的第一脈波調變信號及一切換該第二開關的第二脈波調變信號，該第一脈波調變信號與該第二脈波調變信號具有相同的周期時間。
8. 如請求項7所述的交錯式升壓轉換器，其中，該第一及第二脈波調變信號的相位差為周期時間的二分之一。
9. 如請求項1所述的交錯式升壓轉換器，其中，該第一及第二變壓器的匝數比相等。