KR20100023770A

KR20100023770A - 적어도 하나의 반도체 광원을 동작시키기 위한 회로 어레인지먼트

Info

Publication number: KR20100023770A
Application number: KR1020090077523A
Authority: KR
Inventors: 베른하르트 지쎄거
Original assignee: 오스람 게젤샤프트 미트 베쉬랭크터 하프퉁
Priority date: 2008-08-22
Filing date: 2009-08-21
Publication date: 2010-03-04
Also published as: US20100045208A1; KR101719474B1; US8188678B2; JP2010050460A; CN101657056A; EP2157834A2; DE102008039351B3; EP2157834A3

Abstract

적어도 하나의 반도체 광원을 동작시키기 위한 회로 어레인지먼트

본 발명은 입력 전압을 입력하기 위한 입력부, 출력 전압을 반도체 광원에 출력하기 위한 출력부를 구비하는, 적어도 하나의 반도체 광원을 동작시키기 위한 회로 어레인지먼트에 관한 것으로, 상기 회로 어레인지먼트의 주 전류 경로는 두 개의 입력 단자들 사이에 있고, 스위치, 인덕턴스 그리고 제1 다이오드 또는 발광 다이오드 및 상기 적어도 하나의 반도체 광원의 백-투-백 연결에 의해 형성되는 직렬 회로를 포함하며, 여기서 제1 저장 커패시터가 상기 적어도 하나의 반도체 광원에 병렬로 배열되고, 제2 다이오드가 상기 병렬 연결에 직렬로 배열된다.

Description

적어도 하나의 반도체 광원을 동작시키기 위한 회로 어레인지먼트{CIRCUIT ARRANGEMENT FOR OPERATING AT LEAST ONE SEMICONDUCTOR LIGHT SOURCE}

본 발명은 입력 전압을 입력하기 위한 입력부, 출력 전압을 반도체 광원에 출력하기 위한 출력부를 구비하는, 적어도 하나의 상기 반도체 광원을 동작시키기 위한 회로 어레인지먼트에 관한 것으로, 이때 입력 전압은 출력 전압보다 더 크다.

본 발명은 독립 청구항의 일반 타입에 따라 적어도 하나의 반도체 광원을 동작시키기 위한 회로 어레인지먼트에 기초한다.

EP 0 948 241 A2는 발광 다이오드들을 동작시키기 위한 회로 어레인지먼트를 개시하며, 상기 회로 어레인지먼트는 입력 전압을 입력하기 위한 입력부 및 상기 발광 다이오드들에 출력하기 위한 출력부를 구비한다. 그곳에 개시된 회로의 경우, 직렬-연결된 LED들이 인덕터(N1)에 직렬로 연결되고, 상기 인덕터(N1)가 스위치(K1)에 직렬로 연결되고, 전압원에 연결된다. 상기 스위치(K1)는 미리 결정된 상부 임계 값, 즉 미리 결정된 스위치 전류가 도달될 때 개방된다. 이러한 모드의 동작은 션트(R2)의 신호에 따라 전류 모드 제어로서 당업자에 알려져 있다. 후속하는 자기소거 단계에서, 인덕터 전류는 상기 발광 다이오드들 및 상기 인덕터에 대하여 백-투-백으로 연결된 다이오드를 경유해 프리휠링된다. 프리휠링 전류가 미리 결정된 하부 임계 값에 도달하면, 상기 스위치(K1)는 다시 닫히고 상기 인덕터는 새로이 자화된다. 기술된 기능을 위한 한 가지 필수조건은 입력 전압(U_in)이 상기 발광 다이오드들의 순방향 전압보다 항상 커야 한다는 것이다.

EP 0 948 241 A2에서는, 인덕터(N1)가 트랜스포머의 권선으로서 구현되고, 그 결과로 예비 전압원이 권선(N2)과 또한 D2 및 C2를 통해 구현될 수 있다. 상기 회로는 입력 전압(U_in)에 의해 바로 R1을 경유해 개시된다. 예비 권선(N2)은 추가의 임무를 갖는다: 상기 예비 권선을 경유해, 상기 스위치(K1)를 다시 스위칭 온 하기 위한 제어 신호를 공급하는 회로 부분(C)를 통해 프리휠링 전류가 간접적으로 측정된다. 상기 인덕터가 자기소거되면, 상기 권선(N2)에서의 전압은 점프하고, 이는 상기 회로 부분(C)에 의해 검출된다. 상기 트랜스포머는 3-권선 트랜스포머로서 구현될 수 있고, 이때 회로 부분(B)와 함께 제3 권선(N3)은 다이오드(D1)에 대하여 추가의 동기적인 정류를 구현한다.

그러나, 상기 회로 어레인지먼트는 상기 스위치(K1)가 일반적으로 하드 스위칭에 종속되는 주요한 단점, 즉 ZVS(zero voltage switching)이 구현되지 않는 주요한 단점을 갖는다; ZVS의 경우에는, 스위치 양단의 전압이 실질적으로 0이 될 때마다 대응하는 스위치가 스위칭되도록 회로가 동작된다. 이것은 EP 0 948 241 A2에 따른 회로 어레인지먼트에는 해당되지 않는다; 특히 비-간헐적인, 즉 일정한 발광 다이오드들의 전류의 경우, 다이오드(D1)의 리버스 복구 효과는 회로의 효율성 이 상당히 감소하도록 유도하고, 특히 상승하는 스위칭 주파수의 경우 - 소형화를 위해 필요함 - 스위칭 손실을 높이는 것으로 인해 효율성이 떨어지도록 유도한다.

1990년에 발행된 유니트로드사의 세미나 메뉴얼 "Switching Regulated Power Supply Design"에 인쇄된 기사 "Zero Voltage Switching Resonant Power Conversion"은 도 2에 따른 회로 어레인지먼트를 개시하며, 상기 회로 어레인지먼트는 입력 전압을 입력하기 위한 입력부 및 출력 전압을 부하에 출력하기 위한 출력부를 구비한다. 이러한 회로 어레인지먼트는 ZVS로 동작한다; 결과적으로, 스위칭 손실이 최소화된다. 하나 또는 다수의 직렬-연결된 발광 다이오드들이 상기 회로 어레인지먼트에 연결되면, 상기 다이오드들은 근원적으로 펄스 방식으로 동작되는데, 그 이유는 맥동 DC 전압이 부하에 인가되고, 상기 기사의 도 2의 도면과 대조적으로 상기 부하가 대략 전류원(상기 기사에서 I_OUT으로서 지시됨)처럼 동작하지 않기 때문이다. 발광 다이오드들은 하나의 하프-주기에서 턴 온 된다; 다이오드(D₀)는 다른 하프-주기에서 턴 온 된다. 그러나, 펄스된 모드의 동작은 발광 다이오드들의 우수한 효율성을 위해 최적이 아니다. 또한, 광 방출의 시각적 양상은 펄스된 동작의 경우에 손상될 수 있다.

본 발명의 목적은, 적어도 하나의 반도체 광원을 동작시키기 위한 회로 어레인지먼트를 제공하는 것으로, 상기 회로 어레인지먼트는 입력 전압을 입력하기 위한 입력부 및 출력 전압을 반도체 광원에 출력하기 위한 출력부를 구비하고, 이때 상기 회로 어레인지먼트는 발광 다이오드들의 연속 동작 모드의 결과로 더 우수한 효율성을 갖는다.

상기 목적은 본 발명에 따라 입력 전압을 입력하기 위한 입력부 및 출력 전압을 반도체 광원에 출력하기 위한 출력부를 구비하는, 적어도 하나의 반도체 광원을 동작시키기 위한 회로 어레인지먼트를 통해 달성되며, 이때 회로 어레인지먼트의 주 전류 경로는 두 개의 입력 단자들 사이에 있고, 스위치, 인덕턴스 그리고 제1 다이오드 및 적어도 하나의 반도체 광원의 백-투-백 연결에 의해 형성되는 직렬 회로를 포함하며, 이때 제1 저장 커패시터는 상기 적어도 하나의 반도체 광원에 병렬로 배열되고, 제2 다이오드는 상기 병렬 연결에 직렬로 배열된다.

한 바람직한 실시예에서, 공진 커패시터는 상기 스위치에 병렬로 배열되고, 상기 공진 커패시터의 커패시턴스는 상기 스위치의 유효 활성 기생 커패시턴스(effectively active parasitic capacitance)보다 더 크다.

상기 스위치의 유효 활성 기생 커패시턴스는 공칭 입력 전압이 주어지고 스위치가 턴 오프 되는 경우 상기 스위치의 작은 신호 커패시턴스로부터 도출되는 커패시턴스인 것으로 간주되어야 한다. 예컨대, MOSFET의 경우, 상기 유효 활성 기생 커패시턴스는 0 V의 게이트-소스 전압의 경우에 도출되는 출력 커패시턴스이고, 상기 커패시턴스는 종종 데이터 시트들에서 C_OSS로 표시된다.

상기 회로는 입력 전압이 출력 전압보다 더 큰 구성에 특히 적합하다. 본 발명에 따른 회로 어레인지먼트의 장점들을 특히 잘 활용하기 위하여, 적어도 하나 의 반도체 광원(D1)을 동작시키기 위한 스위치(Q1)가 고주파수로 바람직하게 클록킹된다.

이러한 경우에, 상기 스위치의 클록 주파수는 80 kHz보다 더 클 수 있고, 특히 바람직하게 500 kHz보다 클 수 있다. 이는, 스위치가 ZVS 모드에서 동작되므로, 전력 손실의 상당한 증가 없이 가능하다. 이러한 모드의 동작에서, 트랜지스터는 실질적으로 0인 전압에서 항상 스위칭 온 또는 스위칭 오프 된다. 이러한 경우에, 상기 스위치는 일정한 스위치-오프 시간 및 가변 스위치-온 시간으로 바람직하게 동작된다.

다이오드 또는 다이오드들 양단에서의 전압 변화의 최대 레이트를 감소시키기 위해 바람직하게 존재하는 조치들, 소위 소프트 스위칭 때문에, 스위치의 높은 클록 주파수는 이러한 높은 스위칭 주파수들에서 예상될 수 있는 바와 같이 다이오드 또는 다이오드들에서 감지할 수 있을 정도의 스위칭 손실을 유도하지 않는다.

다수의 반도체 광원들이 상기 회로 어레인지먼트에 의해 동작되는 경우, 상기 다수의 반도체 광원들은 바람직하게 직렬로 연결된다.

전압원으로의 간섭 전류를 방지하고 전자기 호환성을 향상시키기 위하여, 제2 저장 커패시터가 바람직하게 상기 주 전류 경로에 병렬로 배열된다. 상기 회로 어레인지먼트의 에너지 전환을 측정할 수 있기 위하여, 바람직하게 전류 측정 레지스터가 상기 주 전류 경로에 직렬로 추가 배열된다. 이러한 경우에, 상기 전류 측정 레지스터의 하나의 전극은 바람직하게 접지에 연결되고, 상기 전류 측정 레지스터의 다른 하나의 전극은 상기 제1 저장 커패시터의 한 전극 및 상기 스위치의 한 전극에 연결된다.

제1 바람직한 실시예에서, 상기 적어도 하나의 반도체 광원은 클록킹된 방식으로 동작된다. 본 발명에 따른 제2 실시예에서, 제1 저장 커패시터는 상기 적어도 하나의 반도체 광원에 병렬로 배열되고, 제2 다이오드는 이러한 병렬 연결에 직렬로 배열된다. 상기 회로 어레인지먼트의 이러한 확장은 유용하게도, 상기 적어도 하나의 반도체 광원이 연속적으로 동작되는 효과를 갖는다. 이러한 경우에, 상기 적어도 하나의 반도체 광원에 방출되는 전력은 주파수를 통해 바람직하게 셋팅된다. 이러한 조치의 결과로서, 전력 조절을 위해 요구되는 제어 회로가 단순하고 콤팩트해 진다. 특히 바람직하게, 이러한 경우에, 상기 적어도 하나의 반도체 광원에 방출되는 전력은 상대적으로 낮은 주파수에서 더 높고, 상대적으로 높은 주파수에서 더 낮다.

본 발명에 따른 회로 어레인지먼트의 추가의 유용한 개선예들 및 구성예들이 추가의 종속항들 및 하기의 설명으로부터 명백해질 것이다.

본 발명의 추가의 장점들, 특징들 및 세부사항들은 예시적 실시예들에 관한 하기의 설명에 기초하여 및 도면들에 기초하여 명백하며, 상기 도면들에서 동일하거나 기능적으로 동일한 소자들은 동일한 참조 부호들을 갖는다.

제1 실시예

본 발명에 따른 회로 어레인지먼트의 동작 모드가 도 1a-d 및 도 2를 참조하여 하기에서 설명된다. 진행중인 회로 어레인지먼트의 동작은 네 개의 단계들로 세분화될 수 있다. 상이한 단계들에서 회로 어레인지먼트를 흐르는 전류는 각각의 경우에 화살표들에 의해 지시된다.

본 발명에 따른 회로 어레인지먼트의 주 전류 경로는 전류 측정 레지스터(R_shunt), 전력 MOS 전계 효과 트랜지스터(Q1), 인덕턴스(L) 그리고 다이오드 및 적어도 하나의 발광 다이오드의 백-투-백 연결에 의해 형성되는 직렬 회로를 포함한다. 그러나, 상기 다이오드에 대하여 브랜치 백-투-백은 또한 도 1a에서 우측에 지시된 바와 같은 다수의 발광 다이오드들에 의해 형성되는 직렬 회로도 포함할 수 있다. 저장 커패시터(C2)는 상기 트랜지스터(Q1), 상기 인덕턴스(L) 그리고 상기 다이오드 및 상기 적어도 하나의 발광 다이오드의 상기 백-투-백 연결에 의해 형성되는 상기 직렬 회로에 병렬로 연결된다. 공진 커패시터(C1)는 스위치(Q1)에 병렬로 연결된다. 상기 주 전류 경로는 입력 전압(V_in)에 연결된다.

도 1a에 도시된 제1 단계(a)에서, 스위치(Q1)가 닫힌다. 전류는 저장 커패시터(C2)로부터 적어도 하나의 발광 다이오드(D1) 및 인덕턴스(L)를 경유해 흐른다. 입력 전압(V_in)이 상기 적어도 하나의 발광 다이오드(D1)의 순방향 전압보다 더 크기 때문에, 대응하는 전압 차이가 인덕턴스(L) 양단에서 강하된다. 상기 인덕턴스(L) 양단의 전압(U_L)은 전류의 상승에 대응한다. 도 2에서 볼 수 있는 바와 같이, 트랜지스터를 통과하는 전류(I_Q1C) 및 발광 다이오드 양단의 전압(U_D1)은 제1 예시적 실시예에 따른 수치화(dimensioning)의 경우에 상승한다. 단계(a)의 종료 시, 게이트 전압(U_Q1G)과 분간될 수 있는 바와 같이 상기 트랜지스터(Q1)는 스위칭 오프 된다.

도 1b에 도시된 단계(b)에서, 인덕턴스(L)를 통과하는 전류 및 저장 커패시터(C2) 양단의 전압은 계속해서 구동되고, 공진 커패시터(C1)를 충전시킨다. 공진 커패시터 양단의 전압(U_C1)은 상승한다. 발광 다이오드는 또한 계속해서 동작되지만, 발광 다이오드 양단의 전압(U_D1)은 떨어진다. 다음으로, 인덕턴스(L)를 통과하는 전류는 감소하지만, L에 저장된 전체 에너지가 C1 및 D1에 방출될 때까지 양의 방향으로 계속 흐른다. 적당한 때에 일부 시점에서, 인덕턴스(L)를 통과하는 전류는 0이 된다. 상기 시점에서 - 정확한 수치화를 전제로 하여 - 그러나, 공진 커패시터(C1)는 입력 전압(V_in)으로 충전되는 저장 커패시터(C2) 양단의 전압보다 더 높은 전압을 가지며, 다이오드(D2)는 전도하기 시작한다.

"발진 극성의 전환"이 일어나고, 도 1c에 도시된 단계(c)로 동작은 전이된다: 이제 공진 커패시터(C1)는 다이오드(D2), 인덕턴스(L) 그리고 저장 커패시터(C2)를 통과해 전류를 구동시킨다. 따라서, 공진 커패시터(C1) 양단의 전압은 떨어진다. 이제 인덕턴스(L)를 통과하는 전류는 이전과 반대 방향으로 흐른다. 인덕턴스(L)를 통과하는 전류는 공진 커패시터(C1) 및 저장 커패시터(C2)의 전압들이 크기가 동등해질 때까지 상승한다. 상기 순간부터 시작하여, 인덕턴스(L)를 통과하는 전류는 감소하는데, 그 이유는 인덕턴스(L)가 입력 전압 미만으로 공진 커패시터(C1)를 방전시키기 때문이다. 상기 공진 커패시터(C1)의 전압은 정확하게, 0에 도달하고 그런 다음에 음이 될때까지 더 감소한다. 그러나, 커패시터 전압은 감지할 수 있을 정도로 음이 되지는 않는데, 그 이유는 트랜지스터(Q1)의 바디 다이오드가 이제 도 1d에 도시된 단계(d)에서 전도하기 시작하기 때문이다. 인덕턴스(L)에 저장된 에너지가 여전히 존재하는 한, 상기 바디 다이오드는 전도하고, 에너지는 인덕턴스(L)로부터 저장 커패시터(C2)로 전달된다. 이러한 프로세스 동안에, 트랜지스터는 다시 스위칭 온 될 수 있다. 게이트의 구동은 트랜지스터(I_Q1C)의 채널에 의해 바디 다이오드의 전류(I_Q1R)의 부분적인 또는 - 도 2에 도시된 바와 같이 - 완전한 수용을 가져오고, 궁극적으로 상기 설명된 프로세스는 다시 단계(a)로 시작한다.

이러한 동작 모드는 소위 ZVS 동작(zero voltage switching)을 보장하는데, 상기 ZVS 동작에서는 실질적으로 0인 전압에서 트랜지스터가 항상 스위칭 온 되거나 스위칭 오프 된다. 트랜지스터(Q1)가 스위칭 온 되기 직전에, 트랜지스터의 바디 다이오드(또는 트랜지스터에 대하여 백-투-백으로 연결되고 특히 바이폴라 트랜지스터가 사용될 때 절대적으로 필요한 다이오드)는 온 상태에 있고, 그 결과로 트랜지스터 양단에는 전압이 존재하지 않는다. 스위칭-오프 동안에, 트랜지스터 양단에는 마찬가지로 거의 전압이 존재하지 않는데, 그 이유는 공진 커패시터(C1)가 여전히 방전되어 있고 C1의 양단 또는 트랜지스터(Q1) 양단의 전압만이 코일 전류의 결과로서 느리게 상승하기 때문이다. (충분히 고속의) 스위칭 프로세스 동안에, 스위칭 트랜지스터 양단의 전압은 여전히 0에 매우 근접하다. 트랜지스터가 스위칭 온 될 때 및 상기 트랜지스터가 스위칭 오프 될 때 모두 트랜지스터(Q1) 양단에는 전압이 존재하지 않으므로, 어느 경우에도 스위칭 손실은 일어나지 않는다. Q1에서의 이론적 전력 손실은 P_Q1,loss = U_Q1*I_Q1으로 계산된다. 그러므로, 트랜지스터(Q1)에 병렬인 공진 커패시턴스(C1)와 그에 직렬인 인덕턴스(L)는 ZVS를 위해 절대적으로 필요하다.

회로의 효율성을 증가시키기 위하여, 다이오드(D2)는 동기적 정류를 위한 어레인지먼트에 의해 보충될 수 있다. 따라서, 예컨대, 다이오드(D2)는 대응하는 구동 회로를 갖는 트랜지스터, 예로서 MOSFET으로 교체될 수 있다. 대안으로서, 다이오드(D2)는 적어도 두 개의 발광 다이오드들에 의해 형성되는 직렬 회로로 교체될 수 있다.

종래 기술과 대조적으로, 발광 다이오드 구동기들의 경우에, 상기 적어도 하나의 발광 다이오드(D1)에서 전환되는 전력 또는 부하를 통해 흐르는 평균 전류는 펄스 폭 변조에 의해 조절될 수 없는데, 그 이유는 그렇지 않으면 ZVS 동작 하에서의 스위칭이 보장될 수 없기 때문이다. 이 대신에, 도 2 내지 도 4에서 시간 범위들(b 내지 d)의 합으로서 도출되는 스위치의 스위칭-오프 지속기간(T_off)이 일정하게 유지되고, 시간 범위(a)에 대응하는 스위칭-온 지속기간이 가변된다. 조절은 조작된 변수로서 컨버터 주파수를 갖는다. 과도하게 낮은 부하 전류, 즉 측정 레지스터(R_shunt) 양단에서의 과도하게 작은 전압 강하는 주파수의 감소를 유도하고, 반면에 과도하게 높은 부하 전류는 주파수에서의 증가를 동반한다. 이러한 개념의 경우에 다른 소프트-스위칭 컨버터 개념들과 비교하여 특히 유용한 것으로서 언급되어야 하는 것은, 부하 동작이 시간 범위(b)에만 영향을 주므로, 스위칭-오프 지속기간(T_off)이 부하의 크기에 비교적 무관하다는 상황이다. 이는, 구동 회로가 특히 단순한 방식으로 구성될 수 있게 한다.

발광 다이오드 전류의 정밀한 조절이 요구된다면, 상기 적어도 하나의 발광 다이오드(D1)를 통과하는 전류를 측정할 필요가 있으며, 컨버터 주파수는 조절에 의해 대응하게 가변된다. 전류 측정 신호는 예컨대 발광 다이오드(미도시)에 직렬인 션트에 의해 검출될 수 있다. 이러한 측정 신호는 로우-패스 필터링되고 실제 변수로서 조절부에 공급된다.

일정한 전력이 상기 적어도 하나의 발광 다이오드(D1)에 제공되는 것이 의도된다면, 발광 다이오드 전압을 측정하는 것이 추가로 필요하다. 발광 다이오드 전류 및 발광 다이오드 전압의 곱셈 또는 로우-패스 필터링되지 않은 대응하는 측정 신호들의 곱셈은 로우-패스 필터링되고 실제 변수로서 조절에 공급되는 순시 전력을 산출한다.

상기 회로는 또한 저장 커패시터(C2) 없이 기능할 수 있다는 사실이 특히 강조되어야 한다. 그러나, ZVS를 위해 절대적으로 필요한 발진 에너지는 전압원(V_in)으로부터 장치의 피드 라인으로부터 측정 레지스터(R_shunt)를 통해 인출될 것이고, 다시 상기 전압원(V_in)에 역공급될 것이다. 이는 전자기 호환성 및 또한 발광 다이오드 구동기의 효율성에 악영향을 줄 것이다. 도 1에 따라 D1, L 및 Q1에 의해 형 성되는 직렬 회로에 병렬인 저장 커패시터(C2)의 특정한 어레인지먼트 덕분에, 상기 저장 커패시터(C2)는 리플 전류를 채택한다. 회로의 입력부에서 EMC 필터, 예컨대 로우-패스 필터의 사용이 추가로 가능하다. 이러한 EMC 필터는 회로에 일정한 전류를 공급한다. 저장 커패시터(C2)의 이러한 어레인지먼트는 추가로, 리플 전류가 측정 레지스터(R_shunt)를 통해 흐르지 않고, 따라서 상기 측정 레지스터(R_shunt)로부터 측정 신호의 로우-패스 필터링을 생략할 수 있다는 장점을 갖는다. 측정 신호는 부하 전력 또는 평균 발광 다이오드 전류를 조절하기 위해 바로 사용될 수 있다. 측정 레지스터(R_shunt)에서 맥동 전류의 결과로서 발생하는 손실이 추가로 방지된다.

조절을 위한 측정 변수로서 상기 측정 레지스터(R_shunt) 양단에서의 전압의 사용은 특히 유용한데, 그 이유는 상기 신호가 - 이미 위에서 언급된 바와 같이 - 고-주파 리플을 갖지 않고 추가로 접지에 대한 기준을 갖기 때문이다. 그 결과, 회로 비용이 낮은데, 그 이유는 "하이-사이드 측정(high-side measurement"이 필요하지 않기 때문이다.

이러한 제1 실시예에서, 부하, 즉 상기 적어도 하나의 발광 다이오드는 맥동 DC 전류로 동작된다. 백-투-백으로 연결되는 다이오드(D2)는 이러한 경우에 상기 부하 전류가 결코 역전되지 않는 효과를 갖는다.

도면들에 도시되지 않은 하나의 바람직한 실시예에서, 백-투-백으로 연결되는 상기 (스위칭) 다이오드(D2) 양단에 존재하는 전압의 전압 변화의 최대 레이트 를 감소시키기 위하여, 다이오드(D2)에 병렬로 커패시터가 연결된다. 하기에서 부하-완화 커패시터(load-relieving capacitor)로서 지시되는 이러한 추가의 커패시터는 다이오드(D2) 양단에서 발생하는 최대치(dU/dt)의 감소를 유도하고, 따라서 상기 다이오드(D2)에서 발생하는 스위칭 손실을 감소시킨다. 이는, 특히 다이오드(D2)를 위해 실리콘으로 이루어진 PN 다이오드들 또는 PiN 다이오드들을 사용할 때 유용하다. 상기 부하-완화 커패시터는 상기 적어도 하나의 발광 다이오드에서 어쩌면 발생하는 스위칭 손실의 감소를 추가로 가져올 수 있다. 상기 부하-완화 커패시터는 전압 변화의 최대 레이트의 감지할 수 있는 감소를 가져오기 위하여 충분히 높은 값을 가져야 한다. 다른 한편으로, 부하-완화 커패시터의 수치화는 너무 높이 이루어지지 않아야 하는데, 그 이유는 그렇지 않으면 스위치(Q1)를 만드는 요구사항들이 상당히 증가하기 때문이다. 상기 요구사항은 특히 요구되는 스위치 리버스 전압 그리고 또한 Q1의 요구되는 스위치 전류에 관한 것으로, 일반적으로 더욱 비용-집약적인 스위치(Q1)를 유도할 것이다. 우수한 절충안은 커패시터(C1)의 커패시턴스 값의 백분의 일 내지 50배 사이의 범위에서, 그러나 바람직하게 커패시터(C1)의 커패시턴스 값의 이십분의 일 내지 2배 사이의 범위에서 상기 부하-완화 커패시터를 선택하는 것에 있다.

제2 실시예

도 3은 본 발명에 따른 회로 어레인지먼트의 제2 실시예를 나타낸다. 상기 실시예는 도 4에 도시된 바와 같이 적어도 하나의 발광 다이오드를 통해 이제 거의 일정한 전류가 흐른다는 장점을 갖는다. 특히, 상기 적어도 하나의 발광 다이오드가 회로의 나머지와 매우 다른 방식으로 동작되도록 의도되는 경우, 회로의 전자기 호환성에 대한 단순한 부합이 상기 제2 실시예에서 보장될 수 있다. 제2 저장 커패시터(C3)를 통한 추가의 평활화의 결과로서 거의 일정한 발광 다이오드 전류가 가능하게 된다. 그러나, 상기 적어도 하나의 발광 다이오드의 정류 특성을 사용하는 것이 이제 더 이상 가능하지 않으며, 추가의 다이오드(D3)가 필요하다. 도 3에 따른 회로는 임의의 원해지는 DC 전압 부하들을 위해 원칙적으로 사용될 수 있는 ZVS를 이용한 DC 전압 컨버터이다. 회로의 전자기 호환성전자기 호환성 부합은 특히 추가의 저장 커패시터(C3)가 회로의 나머지에 가까이 놓여질 때 용이하게 보장될 수 있다.

상기 제1 실시예 및 제2 실시예에 대한 컴포넌트 수치화들이 아래의 표에서 지시된다. 예시적 실시예들 #1 및 #2는 상이한 출력 전력들에 대한 제1 실시예의 상이한 수치화들이다. 예시적 실시예들 #3 및 #4는 제2 실시예에 대한 수치화들이다. 상기 예시적 실시예들은 다섯 개의 직렬-연결된 고전력 발광 다이오드들, 예컨대 오스람 옵토-세미컨덕터사의 드래곤 발광 다이오드들에 대하여 설계된다.

입력 전압들은 각각의 경우에 동일하다. 상이한 동작 주파수들, 컴포넌트 수치화들에 기초하여 그리고 또한 듀티 주기(D)의 결과로서 상이한 전력이 발생한다. 주어진 컴포넌트 수치화의 경우, 주파수를 일정한 한계치들 내에서 가변시킴으로써 전력을 셋팅하는 것이 가능하고, 여기서 상기 듀티 주기(D)는 유용하게 스위치(Q1)의 ZVS 동작이 설정되도록 선택될 것이다.

네 개의 추가적인 예시적 실시예들, 즉 #1a 내지 #4a에서, 쇼트키(Schottky)다이오드들이 아니라, 실리콘 PiN 다이오드들이 다이오드들(D2)을 위해 사용된다. 그러나, 모든 다른 수치화들이 상기 표에 따른 예시적 실시예들 #1 내지 #4를 위한 다이오드들에 대응한다. 다이오드들(D2)에서 전압 변화의 최대 속도를 감소시키기 위하여, 커패시터(C1)의 커패시턴스 값의 십분의 일을 갖는, 결과적으로 100pF, 30pF, 100pF 및 1nF를 각각 갖는 부하-완화 커패시터들이 각각의 경우에 상기 다이오드(D2)에 병렬로 연결된다. 예시적 실시예들 #3a 및 #4a에서, 이는 다이오 드(D3)에서 전압 변화의 최대 속도의 마찬가지로 유용한 감소를 동시에 유도한다.

일정한 출력 전압이 요구되는 DC 전압 컨버터 애플리케이션의 경우에서 조절은 미리 결정된 원해지는 값으로부터 제2 저장 커패시터(C3)의 전압의 편차들을 최소화시킬 것이다. 그러나, 상기 적어도 하나의 발광 다이오드(D1)를 통과하는 전류가 또한 측정될 수 있고 상기 값으로 대응하게 조절될 수 있다.

실제 발광 다이오드 전력에 대한 조절을 수행하는 대신에, 발광 다이오드 구동기의 입력 전력에 대한 조절이 매우 다양한 애플리케이션들에서 이루어질 수 있다. 예컨대, 입력 전압(V_in) 및 입력 전류, 예컨대 측정 레지스터(R_shunt)를 통과하는 전류의 측정, 그리고 그로부터 결정되는 입력 전력은 적절하다면 컨버터 효율성을 고려하여 발광 다이오드 전력을 충분하게 정확히 조절하기에 충분하다. 상기 발광 다이오드상에서 직접 측정에 대한 필요가 없으므로, 이는 특히 비용-효과적인 구동기를 유도한다. 게다가, 거의 일정한 입력 전압(V_in)이 가정될 수 있다면, 입력 전압의 측정은 또한 생략될 수 있다. 구동기의 효율성이 예컨대 입력 전압(U_in) 및 온도에 따라 알려진다면, 이들은 대응하는 표들, 예컨대 마이크로컨트롤러에 저장될 수 있다. 이러한 영향력 있는 변수들은 마이크로컨트롤러에 의해 "산출"될 수 있다. 결과적으로, 조절을 위해 원해지는 값은 상기 영향력 있는 변수들에 따라 및 그에 따라서 회로 어레인지먼트의 현재 효율성에 따라 대응하게 적응된다. 설명된 절차는 일반적으로 추가적인 하드웨어 비용을 전혀 요구하지 않는데, 그 이유는 상기 영향력 있는 변수들이 결국 상기 마이크로컨트롤러에 의해 검출되기 때 문이다: 입력 전압(U_in)은 결국 과전압 및 부족전압 방지 덕분에 검출된다. 이러한 상황은 발광 다이오드의 온도에도 마찬가지인데, 그 이유는 상기 온도가 마찬가지로 결국 "감세(derating)", 즉 과온도의 경우에 발광 다이오드 전력의 감소 또는 발광 다이오드 전류의 감소 덕분에 검출될 것이기 때문이다.

도 1a-d는 상이한 동작 단계들을 고려한 제1 실시예에서 본 발명에 따른 회로 어레인지먼트의 단순화된 회로도이다.

도 2는 도 1의 회로 어레인지먼트로부터의 일부 신호들을 나타낸다.

도 3은 제2 실시예에서 본 발명에 따른 회로 어레인지먼트의 단순화된 회로도이다.

도 4는 도 3의 회로 어레인지먼트로부터의 일부 신호들을 나타낸다.

Claims

적어도 하나의 반도체 광원(D1)을 동작시키기 위한 회로 어레인지먼트로서,

입력 전압을 입력하기 위한 입력부, 출력 전압을 상기 반도체 광원(D1)에 출력하기 위한 출력부를 구비하고,

상기 회로 어레인지먼트의 주 전류 경로는 두 개의 입력 단자들 사이에 있고,

상기 회로 어레인지먼트는 직렬 회로를 포함하고,

상기 직렬 회로는 스위치(Q1), 인덕턴스(L), 그리고 제1 다이오드(D2) 또는 반도체 광원 및 상기 적어도 하나의 반도체 광원(D1)의 백-투-백 연결에 의해 형성되고,

제1 저장 커패시터(C3)가 상기 적어도 하나의 반도체 광원(D1)에 병렬로 배열되고,

제2 다이오드(D3)가 이러한 병렬 연결에 직렬로 배열되는,

반도체 광원을 동작시키기 위한 회로 어레인지먼트.
제 1 항에 있어서,

공진 커패시터(C1)가 상기 스위치(Q1)에 병렬로 배열되고,

상기 공진 커패시터의 커패시턴스는 상기 스위치(Q1)의 유효 활성 기생 커패시턴스(effectively active parasitic capacitance)보다 큰,

반도체 광원을 동작시키기 위한 회로 어레인지먼트.
제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,

상기 입력 전압은 상기 출력 전압보다 크고,

상기 회로 어레인지먼트는 상기 적어도 하나의 반도체 광원(D1)을 고주파수로 동작시키기 위해 상기 스위치(Q1)를 클록킹하는,

반도체 광원을 동작시키기 위한 회로 어레인지먼트.
제 3 항에 있어서,

상기 스위치(Q1)의 클록 주파수는 80kHz보다 큰, 특히 500kHz보다 큰,

반도체 광원을 동작시키기 위한 회로 어레인지먼트.
제 1 항 내지 제 4 항 중 어느 한 항에 있어서,

다수의 반도체 광원들(D1)의 경우에, 상기 다수의 반도체 광원들(D1)은 직렬로 연결되는,

반도체 광원을 동작시키기 위한 회로 어레인지먼트.
제 1 항 내지 제 5 항 중 어느 한 항에 있어서,

제2 저장 커패시터(C2)가 상기 주 전류 경로에 병렬로 배열되는,

반도체 광원을 동작시키기 위한 회로 어레인지먼트.
제 1 항 내지 제 6 항 중 어느 한 항에 있어서,

전류 측정 레지스터(R_shunt)가 상기 주 전류 경로에 직렬로 추가 배열되는,

반도체 광원을 동작시키기 위한 회로 어레인지먼트.
제 7 항에 있어서,

상기 전류 측정 레지스터(R_shunt)의 일 극은 접지에 연결되고,

상기 전류 측정 레지스터(R_shunt)의 나머지 극은 상기 제1 저장 커패시터(C2)의 일 극 및 상기 스위치(Q1)의 일 극에 연결되는,

반도체 광원을 동작시키기 위한 회로 어레인지먼트.
제 1 항 내지 제 8 항 중 어느 한 항에 있어서,

상기 회로 어레인지먼트는 상기 스위치(Q1)를 ZVS 모드에서 동작시키는,

반도체 광원을 동작시키기 위한 회로 어레인지먼트.
제 9 항에 있어서,

상기 회로 어레인지먼트는 상기 스위치(Q1)를 일정한 스위칭-오프 시간 및 가변 스위칭-온 시간으로 동작시키는,

반도체 광원을 동작시키기 위한 회로 어레인지먼트.
제 1 항 내지 제 10 항 중 어느 한 항에 있어서,

부하-완화 커패시터(load-relieving capacitor)가 제공되는,

반도체 광원을 동작시키기 위한 회로 어레인지먼트.
제 1 항 내지 제 11 항 중 어느 한 항에 있어서,

상기 회로 어레인지먼트는 주파수를 통해 상기 적어도 하나의 반도체 광원(D1)에 방출되는 전력을 셋팅하도록 설계되는,

반도체 광원을 동작시키기 위한 회로 어레인지먼트.
제 15 항에 있어서,

상기 적어도 하나의 반도체 광원(D1)에 방출되는 상기 전력은 상대적으로 낮은 주파수에서 더 높고, 상대적으로 높은 주파수에서 더 낮은,

반도체 광원을 동작시키기 위한 회로 어레인지먼트.