JP2009543532A - 高効率電力変換器システム - Google Patents
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Abstract
一実施形態において、電力変換器システムは、交流(AC)電力源に接続可能な第1入力端子及び第2入力端子と、出力電圧が負荷に供給されることが可能な出力端子とを含む。第1インダクタ及び第1ダイオードが、第1入力端子と出力端子との間に直列接続されている。第2インダクタ及び第2ダイオードが、第2入力端子と出力端子との間に直列接続されている。第1スイッチが、第1インダクタ及び第1ダイオードに接続され、第2スイッチが、第2インダクタ及び第2ダイオードに接続されている。第1スイッチ及び第2スイッチは、電力変換器システムの動作中に第1及び第2インダクタを充電及び放電する昇圧スイッチ及び同期整流器として交互に機能する。補助回路は、電力変換器システムの動作中に、第1及び第2スイッチの両方のために、ゼロ電圧スイッチング(ZVS)及びゼロ電流スイッチング(ZCS)状態を提供するように動作可能である。
【選択図】図1
【選択図】図1
Description
本発明は、電力変換に関し、より詳細には高効率電力変換器システムに関する。
電力変換器は、現代の多くの電子装置にとって、不可欠なものである。他の機能の中で、電力変換器は、電圧レベルを下方へ調整し(バック変換器)、または電圧レベルを上方へ調整する(昇圧変換器)ことができる。また、電力変換器は、交流(AC)電力から直流(DC)電力へ変換することもでき、また逆も同様である。電力変換器は、一般的には、変換器の出力への電力の伝送のスイッチを入れたり(オンにする)切ったり(オフにする)するトランジスタ等の1つ以上のスイッチング素子を使用して実現される。ある条件の下、このようなスイッチを入れたり切ったりする時に、実質的な損失が起こる。また、関連した順方向伝導の電力損失を有する種々の回路構成要素(例えば、ダイオード)を通る電流の流れに起因して電力変換器内でも損失が起こる。このような損失を削減又は最小化することが望ましい。さらに、種々の政府の規制官庁は、いくつかの応用で標準(例えば、EN61000−3−2高調波制御)に合わせるために力率補正(PFC)の使用を義務付けている。
本発明の一実施形態によると、電力変換器システムは、交流(AC)電力源に接続可能な第1入力端子及び第2入力端子と、出力電圧が負荷に供給されることが可能な出力端子とを含む。第1インダクタ及び第1ダイオードが、第1入力端子と出力端子との間に直列接続されている。第2インダクタ及び第2ダイオードが、第2入力端子と出力端子との間に直列接続されている。第1スイッチが、第1インダクタ及び第1ダイオードに接続され、第2スイッチが、第2インダクタ及び第2ダイオードに接続されている。第1スイッチ及び第2スイッチは、電力変換器システムの動作中に第1及び第2インダクタを充電及び放電する昇圧スイッチ及び同期整流器として交互に機能する。補助回路は、電力変換器システムの動作中に、第1及び第2スイッチの両方のために、ゼロ電圧スイッチング(ZVS)及びゼロ電流スイッチング(ZCS)状態を提供するように動作可能である。
本発明の別の実施形態によると、電力変換器システムは、交流(AC)電力源の一方の端に接続可能な第1入力端子と、AC電力源の他方の端に接続可能な第2入力端子とを含む。出力端子で、出力電圧が負荷に供給されることが可能である。第1昇圧インダクタ及び第1昇圧ダイオードが、第1入力端子と出力端子との間に直列接続されている。第2昇圧インダクタ及び第2昇圧ダイオードが、第2入力端子と出力端子との間に直列接続されている。第1スイッチは、AC電力源の第1半サイクルの間に第1昇圧インダクタを充電及び放電する昇圧スイッチとして機能する。第2スイッチは、AC電力源の第2半サイクルの間に第2昇圧インダクタを充電及び放電する昇圧スイッチとして機能する。補助回路は、AC電力源の第1半サイクル及び第2半サイクルのそれぞれの間に、第1及び第2スイッチの両方のために、ゼロ電圧スイッチング(ZVS)及びゼロ電流スイッチング(ZCS)状態を提供するように動作可能である。
本発明のさらに別の実施形態によると、電力変換器システムは、交流(AC)電力源に接続可能な第1入力端子及び第2入力端子と、出力電圧が負荷に供給されることが可能な出力端子とを含む。第1インダクタ及び第1ダイオードが、第1入力端子と出力端子との間に直列接続されている。第2インダクタ及び第2ダイオードが、第2入力端子と出力端子との間に直列接続されている。第1スイッチが、第1インダクタ及び第1ダイオードに接続され、第2スイッチが、第2インダクタ及び第2ダイオードに接続されている。第1スイッチ及び第2スイッチは、電力変換器システムの動作中に第1及び第2インダクタを充電及び放電する昇圧スイッチ及び同期整流器として交互に機能する。電力変換器スステムは、電力変換器システムの動作中に、第1及び第2スイッチの両方のために、ゼロ電圧スイッチング(ZVS)及びゼロ電流スイッチング(ZCS)状態を提供する手段を含んでいる。
本発明の重要な技術的特長は、以下の図面、記述、及びクレームから、当業者にとって、見てすぐに分かるものである。
本発明のより完全な理解のために、および更なる特徴及び長所のために、添付した図面を参照して以下の説明を行う。
本発明の実施形態及びそれらの特長は、図1から図14を参照することによってよく理解される。類似の符号は、種々の図の類似及び関連の部品に使用される。
一実施形態では、ACからDCへの電力変換器システムが、入力側整流及びソフトスイッチ力率補正(PFC)を集積して提供される。ソフトスイッチPFCのために、電力変換器システム内の種々のスイッチが、ゼロ電圧スイッチング(ZVS)及び/又はゼロ電流スイッチング(ZCS)状態の下、入れられて(オンになる)切られる(オフになる)。この変換器システムは、真の同期整流の機能を有する。この電力変換器システムは、入力側整流、昇圧、及びソフトスイッチPFC用の回路を含んでいる。
さらに、いくつかの実施形態では、本発明は、スイッチング損失とともに伝導損失を減らすことにより、変換器効率を増やす。いくつかの実施形態では、これは、出力密度を増やすとともにヒートシンク寸法を減らす。
図1は、本発明の一実施形態による、電力変換器システム10の実現の回路図である。電力変換器システム10は、交流(AC)電力を直流(DC)電力に変換することができるAD/DC変換器である。電力変換器システム10は、第1端子(P)及び第2端子(N)を有する入力でAC電力源6からAC電力を受ける。電力変換器システム10は、負荷8に対して昇圧されたDC電力を出力端子Voutで出力する。電力変換器システム10内で、伝導損失とスイッチング損失とがともに減るので、電力変換器システム10は、従来の設計よりより高い効率を有している。
一般的な応用では、AC電力源6は、85ボルトrmsから264ボルトrmsの範囲を有し、50から60Hzの範囲の周波数で動作する。これらの一般的なAC入力状態では、Vout電圧は、例えば390Vdcであろう。いくつかの実施形態では、電力変換器システム10は、図11から図14を参照して後述するように、ACの力率補正(PFC)のための回路を有する。
図に示されるように、電力変換器システム10は、インダクタ12,14,16、スイッチ18,20,22、ダイオード24,26,28,30,32,34,36、コンデンサ38,40,42,44、及びコントローラ46を備えている。スイッチ18,20,22は、それぞれ、金属−酸化膜−半導体電界効果トランジスタ(MOSFET)として実現できるが、当然のことながら、これらのトランジスタは、他の適当な素子、例えば絶縁ゲートバイポーラトランジスタ(IGBT)、絶縁ゲート電界効果トランジスタ(IGFET)、バイポーラ接合トランジスタ(BJT)等で実現することができる。スイッチ18,20をMOSFETで実現することは、MOSFETチャンネルがそのボディダイオードと同じ方向に電流を流すので、それらを同期整流器として機能させる。すなわち、同期整流器にとって、MOSFETチャンネル及びそのボディダイオードはともに伝導損失を減らすように電流を流し、効率が増加する。スイッチ18及び20と並列のコンデンサ42及び44は、18及び20の寄生ドレインソース容量、及び/又はスイッチングの立ち上がり及び立ち下がりdv/dtを制限するために18及び20と並列に置かれた付加容量、Cossを表す。適当なロジックで実現されるコントローラ46は、スイッチ18,20,及び22をオン/オフする制御信号を供給する。一実施形態では、18及び20のZVS動作を達成するため、ゼロに近いドレインソース間電圧に応答して、コントローラがスイッチを駆動することができるように、スイッチ18及び20にかかるドレインソース間電圧(Vds)をコントローラ46が検知する回路(図示せず)が、電力変換器システム10内に設けられる。
いくつかの実施形態では、電力変換器システム10の構成要素のすべて又は一部は、1つ又は複数の半導体ダイ(一般に“チップ”と称される)又は別個の構成要素の上で実現される。それぞれのダイは、例えばシリコン又は他の適当な材料で形成されるモノリシック構造を有している。複数のダイ又は構成要素を使用する実現のために、ダイ及び構成要素が、内部で信号を伝達する種々の配線を有するプリント回路基板(PCB)上に実装される。
インダクタ12,14、ダイオード24,26、スイッチ18,20、及びコンデンサ40は、昇圧機能とともに入力側整流の回路を実現する。ACメイン半サイクルの間、P端子の電圧が正のとき、スイッチ18が連続的にオンになり、スイッチ20は昇圧スイッチとして働く。スイッチ20がオンのとき、メイン電圧6の絶対値が、インダクタ12及び14の直列の組み合わせに印加され、インダクタをあるエネルギレベルに充電する。これは、充電サイクルと称される。スイッチ20がオフのとき、インダクタ12及び14は、ダイオード26、負荷8及びコンデンサ40の並列の組み合わせ、スイッチ18、及びAC源を通して放電する。これは、放電サイクルと称される。スイッチ18は、N端子への入力電流戻りの帰還路を提供し、それにより、P端子の電圧が正のときのこの入力半サイクルの間、同期整流器として機能する。放電期間中にコンデンサ40に伝送されるエネルギは、昇圧インダクタ12及び14からのエネルギに、この期間中にACメイン6から流れるエネルギを加えたものである。N端子の電圧が正のときの代替半サイクルの間、スイッチ18及び20の役割が逆転する。スイッチ20が連続的にオンになり、スイッチ18は昇圧スイッチとして働く。スイッチ18がオンのとき、メイン電圧の絶対値が、インダクタ14に印加され、インダクタを充電する。スイッチ18がオフのとき、インダクタ12及び14は、ダイオード24、負荷8、コンデンサ40、及びスイッチ20を通して放電する。スイッチ20は、P端子への入力電流戻りの帰還路を提供し、それにより、N端子の電圧が正のときのこの入力半サイクルの間、同期整流器として機能する。コンデンサ40は、出力フィルタコンデンサとして機能する。
ダイオード28,30,32,34,36、コンデンサ38、インダクタ16及びスイッチ22は、補助スイッチング回路を構成する。この補助スイッチング回路は、ゼロ電圧スイッチング(ZVS)及びゼロ電流スイッチング(ZCS)状態の下でのメイン昇圧スイッチ18,20のオンを提供し、またZVS状態下でのメイン昇圧スイッチ18,20のオフを提供する。さらに、補助スイッチング回路のスイッチ22は、それ自身がZVSに近い状態で動作する。ZVSのため、スイッチングトランジスタは、スイッチ18及び20を横切ってゼロ電圧で、又はその近くで動作する(すなわち、Vdsは約ゼロである。)。ZCSのため、スイッチングトランジスタは、スイッチを通って流れるゼロ電流で、又はその近くで動作する。両方のスイッチング素子上のZVS及びZCS状態は、ダイオード逆回復電流に関する損失を排除する。これは、電力変換器システム10におけるスイッチング損失を大きく減らし、高スイッチング周波数での動作を可能にする。例えば、もし、補助スイッチング回路が設けられない場合、スイッチ18又は20がオンしたとき、ダイオード24又は26それぞれをスイッチが回復するのは困難であろう。これは、ダイオード回復電流が大きなバス電圧(例えば390V)を通じて流れるので、大きなオンスイッチング損失という結果をもたらすであろう。したがって、補助スイッチング回路は、より高い効率と昇圧チョーク寸法及びコストの削減という結果をもたらす。その結果得られた改良回路の通信柔軟性は、伝導され放射される電磁妨害(EMI)も減らす。
電力変換器システム10の実現の例示的タイミング図100が、図2に示される。タイミング図100は、それぞれ、ACメイン入力電圧、及びスイッチ18,20,22のゲート電圧を一般的に表す多くの波形102,104,106,108を含んでいる。ACメインのP端子が正のときのタイミング図100の第1の半分では、スイッチ18が連続的にオンになり、スイッチ20が昇圧スイッチとして機能する。ACメインのP端子が負のときのタイミング図100の第2の半分では、スイッチ20が連続的にオンになり、スイッチ18が昇圧スイッチとして機能する。当然のことながら、ACメインの波形は、正弦波形である。
ここで、図1及び図2を参照して、補助スイッチング回路のスイッチ22は、昇圧スイッチ18又は20がオンになる前にオンになる。スイッチ22を通る電流は、Voutをインダクタ16のインダクタンス値で割ったdi/dtレートで上がり始め、この電流の大きさが、昇圧インダクタ12及び14内を流れる電流の大きさに達するとすぐに、各昇圧ダイオード24又は26は、順方向電流を流すのを止め、その逆回復Qrr電荷を流し始める。ダイオード24又は26のQrr逆回復電流が完了するとすぐに、補助スイッチング回路内のインダクタ16は、どちらのスイッチがオンしようとしているかによって、昇圧スイッチ18又は20の出力コンデンサ42又は44をそれぞれ共振して放電しようとする。コンデンサ42又は44がゼロボルトに放電されるとき、インダクタ16内の電流は、インダクタ12及び14の電流より大きいであろう。この余分な電流は、スイッチ18又は20の寄生ボディダイオードを通って逆方向へ循環し、スイッチ18又は20を横切る電圧が1ダイオードドロップ分だけ反転する。今、昇圧スイッチ18又は20を横切る電圧がほとんどゼロであるので、このゼロ電圧状態は、コントローラ46によって検知され、昇圧スイッチ18又は20がオンになる。別の実施形態では、スイッチ18又は20のゼロ電圧スイッチング(ZVS)は、スイッチ22のオンと昇圧スイッチ18又は20のオンとの間に遅延(例えば0.5μs)を有する設定電力変換器システム10によって達成される。これは、例えば、インダクタ16とコンデンサ42又は44との共振1/4サイクルに、ダイオード24又は26のダイオード回復時間(trr)を加えたものが0.5μsよりも小さい充分な寸法のインダクタ16を作ることによって達成される。このようにして、昇圧スイッチ18又は20が、ZVS−ZCS状態でオンになる。ゼロ電圧が検知されると、昇圧スイッチ18又は20のどちらかがオンのとき、補助回路のスイッチ22もまたオフになる。そして、インダクタ16に蓄積されたエネルギは、コンデンサ38に伝送され、ダイオード34を通ってVout電位にコンデンサ38を充電する。コンデンサ38の充電は、非常に低いドレインソース間電圧で、スイッチ22を通る電流をゼロまで落として、ZVSに近い状態でスイッチ22がオフになる。そして、インダクタ16内の余分なエネルギ(コンデンサ38がVoutに充電された後)は、ダイオード30又は32,34,及び28を通って出力へ伝送される。同じ昇圧スイッチが、自分自身のCoss(並列コンデンサ42又は44)及びコンデンサ38のため、ZVS状態でオフになるであろう。スイッチ18又は20を通る電流がゼロに落ちると、インダクタ12又は14内を流れるAC入力電流は、それぞれ、ダイオード30又は32へ移動するであろう。この電流は、コンデンサ38及びダイオード28を通って流れて、次のスイッチングサイクルのためにコンデンサ38を放電する。コンデンサ38の値は、スイッチ18又は20のドレイン電圧の立ち上がりレートの設定において、一般にコンデンサ42又は44に影響する。この電圧の遅い立ち上がりは、スイッチ18及び20のオフスイッチング損失をゼロ近くまで減らす。そのようなものとして、すべてのスイッチ18,20,及び22は、ソフトスイッチング状態の下でスイッチオン及びスイッチオフする。これらの状態のため、電力変換器システム10の効率は、約97%まで増加可能である。
図3は、本発明の一実施形態による電力変換器システム10の例示的な波形図200である。図200は、スイッチ22を通って流れる電流を表す波形202、ダイオード26を通って流れる電流を表す波形204、スイッチ22のゲート駆動信号を表す波形206、昇圧スイッチ20(又は18)のゲート駆動信号を表す波形208、スイッチ22のドレインソース間電圧(Vds)を表す波形210、昇圧スイッチ20(又は18)を通って流れる電流を表す波形212、及びスイッチ20(又は18)のVdsを表す波形214を含んでいる。
図200は、ACメイン電圧6が、図1内のP端子で正(+)、N端子で負(−)のときの1/2サイクルの間のシステム10のスイッチングサイクルを示す。この期間中、スイッチ18は、連続的にオンになり、そのソースからドレインへ入力電流を伝導しN端子へ戻す。電流iACが、P端子に入力してダイオード26を通って出力コンデンサ40へ流れると仮定する。そして、昇圧インダクタ12及び14の次の充電サイクルの開始を初期化するため、スイッチ22が時間t1でオンになった場合、出力電圧Voutがインダクタ16を横切って印加され、その電流が、入力電流iACに、昇圧ダイオード26内のピーク逆回復電流(IPRR)を加えた値と等しい値に達するまで、di/dt=Vout/Lr(ここで、Lrはインダクタ16の値である)のレートで上昇する。昇圧ダイオード26が、その逆ブロッキング能力を達成したとき、インダクタ16は、昇圧スイッチ20の出力コンデンサ44と共振し、コンデンサ44を放電して、昇圧スイッチ20をZVS状態に置く。この時、インダクタ16の電流は、AC入力電流iACより大きく、時間t2で、差分電流が、スイッチ20のボディダイオードを通って逆方向へ流れる。
スイッチ20のドレインソース間電圧(Vds)がゼロ電位に達すると、コントローラ46は、これを検知してスイッチ20をオンにしてスイッチ22をオフにする。このようにして、スイッチ20は、ZVS及びZCS状態の下、時間t3でオンになる。そして、インダクタ16内のエネルギがコンデンサ38に移動し、VCr=ILr×(Lr/Cr)1/2の電位までそれを充電する。ここで、VCrはコンデンサ38の電圧、ILrはインダクタ16を流れる電流である。もし、インダクタ16内のエネルギが、コンデンサ38をVoutに充電するのに必要なものより大きい場合、余分なエネルギは出力コンデンサ40へ流れるであろう。この電流の流れの経路は、ダイオード32、インダクタ16、ダイオード34、及びダイオード28を通る。スイッチ22のこのターンオフシーケンスは、図3の時間t4で始まって示されている。コンデンサ38を横切る電圧は、スイッチ22がオフになる直前はゼロに近いので、スイッチ22の電流は、ほとんど瞬時にコンデンサ38へ移動し、そしてスイッチ22のZVSスイッチングを提供することに注意すべきである。ダイオード36は、スイッチ22の出力容量がインダクタ16及びコンデンサ38とリンギングするのを防止する。このようにして、昇圧スイッチ20がオフになったとき、コンデンサ38が完全に充電され、これにより、昇圧スイッチ20がZVS状態でオフするように、ダイオード36が設けられる。
時間t5で、スイッチ20がオフになり、そして、スイッチ20の力率補正(PFC)充電サイクルが終わり、AC入力電流iACが、すぐにダイオード32、コンデンサ38、及びダイオード28へ移動し、出力コンデンサ40へ直接流れ、スイッチ18のボディダイオードを通ってN入力端子へ戻る。もし、インダクタ16とコンデンサ38とのインダクタンス/容量比率が適切に設定されているならば、コンデンサ38は、スイッチ20がオフのときの出力コンデンサ40の電位近くまで充電されるであろう。このようにして、スイッチ20内の電流は、非常に低い電圧でダイオード32へ移動し、これによって、ZVS状態下でのスイッチングを成し遂げる。そして、スイッチ20を横切る電圧は、dv/dt=iAC/CrのレートでVoutの電位まで上昇するであろう。ここで、iACはその時のAC入力電流の大きさであり、Crはコンデンサ38の値である。図3の波形212を参照して、そのドレインソース間電圧がVoutへ上昇している時間中にスイッチ20内を流れる小さい電流は、コンデンサ44及びスイッチ20Coss出力容量をVoutに充電するのに必要な電流である。
スイッチ20のドレインソース間電圧(Vds)がVoutの電位に達するとすぐに、コンデンサ38Crは完全に放電され、AC入力電流は昇圧ダイオード26へ移動するであろう。そして、電力変換器システム10は、次の昇圧インダクタの充電サイクルの準備がされ又はプリセットされる。
スイッチ22が、次の充電サイクルを始めるためにオンに戻るとき、インダクタ16内の電流はゼロであることに注意すべきである。したがって、もし、スイッチ22が充分にすばやくオンになったとき、スイッチングは、ZCS条件下で(最小オン損失で)起きるであろう。
代替のACメインサイクルの間、ACメイン電圧6が、N端子で正(+)、P端子で負(−)のとき、スイッチ20は連続的にオンになり、スイッチ18、ダイオード30、及びダイオード24は、記載しかつ図3で示した方法で基本的に動作する。
図4、図5、及び図6は、電力変換器システム10の動作上のダイオード36の影響を示す波形図である。図4は、ダイオード36が設けられ又は含まれている場合の電力変換器システム10の波形図220である。図4は、コンデンサ38にかかる電圧を表す波形222、スイッチ22のゲート駆動信号を表す波形224、インダクタ16内を流れる電流を表す波形226、スイッチ22のドレインソース間電圧(Vds)を表す波形228、及びスイッチ20(又は18)のVdsを表す波形230を含んでいる。図4において、コンデンサ38にかかる電圧は、スイッチ20がオフになっている時の出力ンデンサ40にかかる電圧と近似している。
図5は、スイッチ22のドレインと、インダクタ16がダイオード34に接続されているノードとの間の直接接続によってダイオード36が欠けている場合、設けられていない場合、又は置換されている場合の電力変換器システム10の波形図240である。図5は、インダクタ16内を流れる電流を表す波形242、スイッチ20(又は18)のVdsを表す波形244、コンデンサ38にかかる電圧を表す波形246、スイッチ22のドレインソース間電圧(Vds)を表す波形248、及びスイッチ22のゲート駆動信号を表す波形250を含んでいる。図5において、スイッチ22の出力コンデンサはインダクタ16、コンデンサ38及びダイオード28を通って環をなしており、出力電圧Voutより小さい電位にコンデンサ38を放電する。これにより、スイッチ20がオフになったとき、スイッチ20の電圧に急な立ち上がりが発生し、そのスイッチング損失が増加する。いくつかの実施形態では、ダイオード36によってもたらされる利益又は利点は、コンデンサ38と、スイッチ22の出力容量Cossとの比率に関係する。すなわち、スイッチ22の出力容量Cossが大きいときに、ダイオード36は、より大きい利益又は利点(例えば、効率の増加において)をもたらす。
図6は、本発明の一実施形態による、電力変換器システムの例示的な波形図260である。特に、図6は、スイッチ22のスイッチング特性を示す。図6は、インダクタ16内を流れる電流を表す波形262、スイッチ22を通って流れる電流を表す波形264、コンデンサ38にかかる電圧を表す波形266、及びスイッチ22のドレインソース間電圧(Vds)を表す波形268を含んでいる。図示するように、スイッチ22は、ゼロ電流スイッチング下でオンになり、ゼロ電圧でオフになる。Vdsの立ち上がりの間のスイッチ22内の電流は、スイッチ22内のエネルギ消費を示していないが、その出力容量Cossを再充電に関する充電電流を示す。スイッチ22は、容量Cossと並列のスイッチとして見られる。このスイッチが非常に速くオフになる場合、スイッチ22内を流れる電流のほとんどは、ダイオード34を通って充電コンデンサ38へ移動する。スイッチ22内の減衰電流によって見られるように、この電流の小さい部分は、Vout電位に充電するためCoss内を流れる。Cossは、非線形の容量(すなわち、Vdsが低いときに大きく、充電電位が増加するにつれて減少する)である。これは、Vdsが増加するのに応じて電流が落ちるからでる。
図7は、本発明の一実施形態による、電力変換器システムの別の実現の回路図である。電力変換器システム310は、負荷8へ出力するために、ACメイン電圧6をDC電力に変換する。図7に示される電力変換器システム310は、図1に示した電力変換器システム10と同じであり、それ自体は、インダクタ12,14,16、スイッチ18,20,22、ダイオード24,26,28,30,32、及びコンデンサ40,42,44を含んでいる。電力変換器システム310は、また、コンデンサ312及びコントローラ346も含んでいる。インダクタ12,14、ダイオード24,26、スイッチ18,20、及びコンデンサ40は、昇圧機能とともに入力側整流の回路を実現する。ダイオード28,30,32、コンデンサ40,312、インダクタ16及びスイッチ22は、補助スイッチング回路を構成する。この補助スイッチング回路は、ゼロ電圧スイッチング(ZVS)及びゼロ電流スイッチング(ZCS)状態の下でのメイン昇圧スイッチ18,20のターンオンを提供する。特に、電力変換器システム310内のダイオード30及び32は、それぞれ、各半サイクル(基本的な周波数において)のZVS又はZCSの下、昇圧スイッチ18及び20のスイッチングを支援又は提供する。さらに、ダイオード30及び32は、スイッチ22がオンのときのダイオード28の回復電流を排除又は減少する安定状態の間、ダイオード28を通る電流を減少又は排除するのを助ける。したがって、電力変換器システム10によれば、昇圧スイッチ18及び20のターンオンはZVS−ZCS状態で行われる。
電力変換器システム310の実現の例示的なタイミング図350を図8に示す。タイミング図350は、それぞれ、一般にACメイン入力及びスイッチ18,20,及び22のゲートの電圧を表す多くの波形352,354,356,及び358を含んでいる。当然のことながら、ACメイン入力の波形352は、正弦波形である。ACメインの電圧が正の時のタイミング図350の第1の半分では、スイッチ18は連続的にオンであり、スイッチ20は昇圧スイッチとして機能する。ACメインの電圧が負の時のタイミング図350の第2の半分では、スイッチ20は連続的にオンであり、スイッチ18は昇圧スイッチとして機能する。昇圧スイッチ18又は20がオンになる直前に、スイッチ22がオンになる
図9は、本発明の一実施形態による、電力変換器システム410の別の実現の回路図である。電力変換器システム410は、負荷8へ出力するために、ACメイン電圧6をDC電力に変換する。図9に示される電力変換器システム410は、図1に示された電力変換器システム10と同じであり、それ自体は、インダクタ12,14,16、スイッチ18,20,22、ダイオード28,30,32、及びコンデンサ40,42,44を含んでいる。電力変換器システム10によれば、昇圧スイッチ18及び20のターンオンはZVS−ZCS状態で行われる。このため、電力変換器システム410は、電力変換器システム10の昇圧ダイオード24及び26を、高速ボディダイオードを有する超FET424及び426に置換することが可能であり、さらにこのシステムの伝導損失を減らす。電力変換器システム110は、また、スイッチ18,20,22,424,及び426を制御するコントローラ446も含んでいる。
電力変換器システム410の実現の例示的なタイミング図450が図10に示されている。タイミング図450は、それぞれ、一般にACメイン入力及びスイッチ18,20,424,426,及び22のゲートの電圧を表す多くの波形452,454,456,458,460,及び462を含んでいる。ACメインの電圧が、端子(P)上で正、端子(N)上で負の時のタイミング図200の第1の半分では、スイッチ18は連続的にオンであり、スイッチ424は連続的にオフであり、スイッチ20及び426は昇圧スイッチとして機能する。ACメインの電圧が負の時のタイミング図450の第2の半分では、スイッチ20は連続的にオンであり、スイッチ426は連続的にオフであり、スイッチ18及び424は昇圧スイッチとして機能する。
図1の電力変換器システム10のように、図7から図10を参照して示して説明した電力変換器システム310及び410は、従来の設計より高い効率を提供することができる。ここで示して説明した電力変換器システムの種々の実現は、次の1つ以上を提供する:ゼロ電圧スイッチング(ZVS)状態における一方又は両方の昇圧スイッチのターンオン、ZVS状態における一方又は両方の昇圧スイッチのターンオフ、ゼロ電流スイッチング(ZCS)状態における一方又は両方の昇圧スイッチのターンオフ。これは、スイッチング損失を減らす。電磁妨害(EMI)もまた減少する。これは、昇圧チョークの寸法が減少するようにスイッチング周波数を増加させることが可能である。これらの状態のため、ACからDCへの変換器の効率を約97%まで増加させることが可能である。
図11から図14は、PFCの波形及び回路を示す。電力変換器システムは、力率補正(PFC)を所持又は支持することができる。一般に、PFCは、AC入力から引き出された高いピーク電流及び高調波電流を減らすが、これは、EMIを減らし、増加するエネルギポテンシャルのクリーンなACラインを生成し又は支持する。
図11を参照して、活性PFC制御回路512を有する電力変換器システム510が示してある。電力変換器システム510は、AC電力源506の入力端子及び出力端子Voutを有している。PFCのため、電力変換器システム510によって引き出される電流の波形は、AC電力源506の電圧波形(正弦波形)に厳密に適合している。言い換えれば、PFC入力電流は、メイン入力電力源506の電圧の位相の正弦波形を有するべきである。
図11は、活性PFC制御回路512と、従来の昇圧PFC回路の電力回路とのインターフェイスを示す。ブリッジのないPFC回路が使用された場合、共通モード絶縁回路は、接地出力に対して整流されたAC入力と比例する信号を得ることが必要とされるだろう。図11のこの実施形態は、制御回路をアナログ設計とすることが可能である。デジタルシグナルプロセッサ(DSP)又はマイクロコントローラのようなデジタル回路を使用して、同じ機能を実現してもよい。
電力変換器システム510では、整流回路508は、例えば図12に示すように、整流されたAC入力参照信号を生成するために正弦入力を整流する。図12は、1ボルトピーク振幅の整流された60Hz電圧を示す。整流されたAC入力参照信号は、活性PFC制御回路512に入力される。活性PFC制御回路512は、また、出力Voutからのフィードバックの入力を有する。一実施形態では、活性PFC制御回路512は、乗算器出力調整ループ514と、電流調整器及びPWM回路516とを備えている。
図13は、乗算器及び出力調整ループ514の例示的な実現を示す。図に示すように、乗算器及び出力調整ループ514は、乗算器520と出力調整増幅器522とを備えている。乗算器520は、第1入力(A)で図12の整流されたAC入力参照信号を受け取り、出力調整増幅器522からの出力を第2入力(B)で受け取る。抵抗ディバイダ524はPFC出力電圧Voutを分圧する。抵抗ディバイダ524は、PFC出力を分圧する複数の抵抗(図示するように、例えば395kΩ及び5kΩの値を有する)で構成してもよい。出力調整増幅器522は、PFC出力の分割部分を受け、それと、例えば5Vの値を有する参照電圧とを比較する。例えば、PFC出力電圧が400Vの場合、抵抗ディバイダ524は、出力調整増幅器522の入力に5Vを供給し、出力調整増幅器522の出力はその値に応じて処理するであろう。PFC出力電圧が減少した場合、出力調整増幅器522の出力は増加し始め、乗算器520への入力値を増加させる。乗算器520の出力は、そのA及びB入力の積であり、電流調整器及びPWM回路516への参照として提供される。調整器及びPWM回路516へのこの入力参照は、乗算器及び出力調整ループ514によって構成された振幅を有する図12に示された信号と同じ波形であるだろう。
PFC出力電圧が400Vより下に減少した場合、乗算器及び出力調整ループ514は、乗算器520の動作を通じて、電流調整器及びPWM回路516への参照信号の値を増加させるだろう。逆に、PFC出力電圧が400Vより大きい場合、乗算器及び出力調整ループ514は、電流調整器及びPWM回路516への参照信号の値を下げるだろう。いくつかの実施形態では、この乗算器及び出力調整ループ514は、わずか数Hzの範囲のゼロゲイン交差周波数を有して比較的遅い。これは、乗算器520を通じて出力リップルが入力電流に歪を注入するのを防ぐのに望ましい。
図14は、電流調整器及びPWM回路516の例示的な実現を示す。図に示すように、電流調整器及びPWM回路516は、電流ループ増幅器528及びPWM比較器530を備えている。
電流ループ増幅器528は、乗算器及び出力調整ループ514(図13)の乗算器520からの出力を受け取り、それを、整流された入力電流に比例する信号と比較する。特に、乗算器520の出力は、電流ループ増幅器528の非反転端子に入力する。この信号は、整流された入力電流に比例する検知抵抗(Rsense)にかかる信号と比較される。Rsense信号が参照乗算器信号より大きい場合、電流ループ増幅器528の出力が減少し、これによって、昇圧スイッチのパルス幅が減少するであろう。逆に、Rsense信号が乗算器520の出力より小さい場合、電流ループ増幅器528の出力が増加し、これによって、昇圧スイッチの伝導時間が増加するであろう。PWM比較器530は、電流ループ増幅器528からの出力信号を受け取り、それを、スイッチング周波数のランプ又は鋸歯信号と比較する。PWM比較器530は、昇圧スイッチへPWM信号を出力する。
一実施形態では、電流調整器及びPWM回路516は、Rsense抵抗にかかる信号に、整流された電圧入力信号を追跡させることができるような数キロヘルツの範囲内のその交差周波数セットを有し、比較的高速動作が可能である。
活性PFC制御回路512の概要において、乗算器及び出力調整ループ514によって出力電圧が検知され、電流調整器及びPWM回路516への電圧の振幅を制御するのにエラー信号が使用される。そして、電流調整器及びPWM回路516は、入力電流に、乗算器の出力信号を追跡させる。
本発明及びその特長を詳細に記述してきたが、当然のことながら、添付されたクレームによって画定される本発明の精神及び要旨から逸脱することなく、種々の変更、置き換え、及び交替が可能である。すなわち、本出願に含まれる説明は、基本的な説明として提供することを意図するものである。当然のことながら、特定の説明は、可能なすべての実施形態を明示的に記述することはできず、多くの代替が暗黙的である。また、本発明の包括的性質を完全に説明することはできないであろうし、各特徴又は要素が、いかに、広範囲な機能を実際に代表し、又はたくさんの種類の代替又は等価要素を実際に代表するかを明示的に示すことはできないであろう。さらに、これらはこの開示内に黙示的に含まれている。本発明が、装置指向の専門用語で記述されたところ、装置の各要素は、黙示的に機能を実行する。この記述も専門用語も、クレームの範囲を制限することを意図するものではない。
Claims (21)
- 電力変換器システムであって、
交流(AC)電力源に接続可能な第1入力端子及び第2入力端子と、
出力電圧を負荷に供給することが可能な出力端子と、
前記第1入力端子と前記出力端子との間に直列接続された第1インダクタ及び第1ダイオードと、
前記第2入力端子と前記出力端子との間に直列接続された第2インダクタ及び第2ダイオードと、
前記第1インダクタ及び前記第1ダイオードに接続された第1スイッチと、
前記第2インダクタ及び前記第2ダイオードに接続された第2スイッチと、
前記電力変換器システムの動作中に、前記第1及び第2スイッチの両方のために、ゼロ電圧スイッチング(ZVS)及びゼロ電流スイッチング(ZCS)状態を提供する補助回路と、を備え、
前記第1スイッチ及び前記第2スイッチは、前記電力変換器システムの動作中に、前記第1及び第2インダクタを充電及び放電する昇圧スイッチ及び同期整流器として交互に機能することを特徴とする電力変換器システム。 - 請求項1において、
前記補助回路は、第3スイッチと、一方の端が前記第1及び第2インダクタに接続され、他方の端が前記第3スイッチに接続された第3インダクタと、を備え、
動作中に、前記第3インダクタからの電流が、前記第3スイッチを通って循環し、前記第1及び第2スイッチのボディダイオードを逆行し、これにより、前記第1及び第2スイッチの電圧降下を減少することを特徴とする電力変換器システム。 - 請求項2において、
前記補助回路は、前記第3インダクタに並列接続されたコンデンサ及び第3ダイオードを備えることを特徴とする電力変換器システム。 - 請求項1において、
前記電力変換器システムは、集積回路(IC)装置上で実現されることを特徴とする電力変換器システム。 - 請求項1において、
前記第1及び第2スイッチをオン及びオフにする制御信号を提供するコントローラを備えることを特徴とする電力変換器システム。 - 請求項1において、
前記第1スイッチ又は前記第2スイッチのゼロ電圧状態を検知する回路を備えることを特徴とする電力変換器システム。 - 請求項1において、
力率補正(PFC)制御を提供する回路を備えることを特徴とする電力変換器システム。 - 電力変換器システムであって、
交流(AC)電力源の一方の端に接続可能な第1入力端子と、
前記交流電力源の他方の端に接続可能な第2入力端子と、
出力電圧を負荷に供給することが可能な出力端子と、
前記第1入力端子と前記出力端子との間に直列接続された第1昇圧インダクタ及び第1昇圧ダイオードと、
前記第2入力端子と前記出力端子との間に直列接続された第2昇圧インダクタ及び第2昇圧ダイオードと、
前記交流電力源の第1半サイクルの間に前記第1昇圧インダクタを充電及び放電する昇圧スイッチとして機能する第1スイッチと、
前記交流電力源の第2半サイクルの間に前記第2昇圧インダクタを充電及び放電する昇圧スイッチとして機能する第2スイッチと、
前記交流電力源の前記第1半サイクル及び前記第2半サイクルのそれぞれの間に、前記第1及び第2スイッチの両方のために、ゼロ電圧スイッチング(ZVS)及びゼロ電流スイッチング(ZCS)状態を提供する補助回路と、を備えることを特徴とする電力変換器システム。 - 請求項8において、
前記補助回路は、第3スイッチと、一方の端が前記第1及び第2インダクタに接続され、他方の端が前記第3スイッチに接続された第3インダクタと、を備え、
動作中に、前記第3インダクタからの電流が、前記第3スイッチを通って循環し、前記第1及び第2スイッチのボディダイオードを逆行し、これにより、前記第1及び第2スイッチの電圧降下を減少することを特徴とする電力変換器システム。 - 請求項8において、
前記電力変換器システムは、集積回路(IC)装置上で実現されることを特徴とする電力変換器システム。 - 請求項8において、
前記第1及び第2スイッチをオン及びオフにする制御信号を提供するコントローラを備えることを特徴とする電力変換器システム。 - 請求項8において、
前記第1スイッチ又は前記第2スイッチのゼロ電圧状態を検知する回路を備えることを特徴とする電力変換器システム。 - 請求項8において、
力率補正(PFC)制御を提供する回路を備えることを特徴とする電力変換器システム。 - 電力変換器システムであって、
交流(AC)電力源に接続可能な第1入力端子及び第2入力端子と、
出力電圧を負荷に供給することが可能な出力端子と、
前記第1入力端子と前記出力端子との間に直列接続された第1インダクタ及び第1ダイオードと、
前記第2入力端子と前記出力端子との間に直列接続された第2インダクタ及び第2ダイオードと、
前記第1インダクタ及び前記第1ダイオードに接続された第1スイッチと、
前記第2インダクタ及び前記第2ダイオードに接続された第2スイッチと、
前記電力変換器システムの動作中に、前記第1及び第2スイッチの両方のために、ゼロ電圧スイッチング(ZVS)及びゼロ電流スイッチング(ZCS)状態を提供する手段と、を備え、
前記第1スイッチ及び前記第2スイッチは、前記電力変換器システムの動作中に、前記第1及び第2インダクタを充電及び放電する昇圧スイッチ及び同期整流器として交互に機能することを特徴とする電力変換器システム。 - 請求項14において、
前記ゼロ電圧スイッチング及びゼロ電流スイッチング状態を提供する手段は、補助回路を構成することを特徴とする電力変換器システム。 - 請求項14において、
前記ゼロ電圧スイッチング及びゼロ電流スイッチング状態を提供する手段は、第3スイッチと、一方の端が前記第1及び第2インダクタに接続され、他方の端が前記第3スイッチに接続された第3インダクタと、を備え、
動作中に、前記第3インダクタからの電流が、前記第3スイッチを通って循環し、前記第1及び第2スイッチのボディダイオードを逆行し、これにより、前記第1及び第2スイッチの電圧降下を減少することを特徴とする電力変換器システム。 - 請求項16において、
前記第3インダクタに並列接続されたコンデンサ及び第3ダイオードを備えることを特徴とする電力変換器システム。 - 請求項14において、
前記電力変換器システムは、集積回路(IC)装置上で実現されることを特徴とする電力変換器システム。 - 請求項14において、
前記第1及び第2スイッチをオン及びオフにする制御信号を提供するコントローラを備えることを特徴とする電力変換器システム。 - 請求項14において、
前記第1スイッチ又は前記第2スイッチのゼロ電圧状態を検知する回路を備えることを特徴とする電力変換器システム。 - 請求項14において、
力率補正(PFC)制御を提供する回路を備えることを特徴とする電力変換器システム。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US11/480,004 US7518895B2 (en) | 2006-06-30 | 2006-06-30 | High-efficiency power converter system |
PCT/US2007/015256 WO2008005394A2 (en) | 2006-06-30 | 2007-06-29 | High-efficiency power converter system |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2009543532A true JP2009543532A (ja) | 2009-12-03 |
Family
ID=38876435
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2009518318A Pending JP2009543532A (ja) | 2006-06-30 | 2007-06-29 | 高効率電力変換器システム |
Country Status (7)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US7518895B2 (ja) |
JP (1) | JP2009543532A (ja) |
KR (1) | KR101357070B1 (ja) |
CN (1) | CN101485073B (ja) |
DE (1) | DE112007001585T5 (ja) |
TW (1) | TWI443957B (ja) |
WO (1) | WO2008005394A2 (ja) |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
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|
A977 | Report on retrieval |
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|
A131 | Notification of reasons for refusal |
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|
A02 | Decision of refusal |
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