JP5117580B2 - 電子駆動回路及び方法 - Google Patents

Description

本発明は、電子負荷、より詳細には直列に結合されている複数のＬＥＤ又はＯＬＥＤに、直流電流又は電圧を供給する電子駆動回路及び対応する方法に関する。

ＬＥＤランプ及び発光体は、蛍光及びＴＬランプのアプリケーションの古典的な市場のセグメントにおいて、ますます浸透している。

既知のＬＥＤ駆動回路は、交流メイン格子からの直流電流によってＬＥＤを動作させるために、２つ又は３つの個々の電力コンバータを含んでいる。従って、これらは、多くの部品数及び約８０％という適度な効率を有している。２５Ｗより大きい電力レベルを有するアプリケーションは、通常、交流メイン電流高調波規格を満たすための第２のＤＣ／ＤＣブーストコンバータを含んでおり、従って、更に部品数を増大させている。

少ない部品数及び高い効率も、電力の逆輸送（例えば、太陽電池から交流格子への直流電流の輸送）に関して興味深いものである。デュアルバックブーストＤＣ／ＡＣインバータが、N. Vazquezらの "Analysis and experimental study of the buck, boost and buck-boost inverters", ＩＥＥＥ 電力電子工学専門家会議プロシーディング 第８０１−８０６頁（１９９９年）から知られている。しかしながら、この回路は、自身の制御原理による不利な点を有する。特に、２つの変調された直流電圧は、高いピーク値を有し、低い効率につながる高い内部電力の流れが存在する。

１つのバックブーストＤＣ／ＤＣコンバータの動作原理は、Mohan, Underland, Robinsの "Power Electronics: Converters, Applications and Design" John Wiley & Sons、ISBN 0-471-50537-4（１９８９年）から知られている。９８％までの効率を有する６０ＷのバックブーストＤＣ／ＤＣコンバータは、W. Zhou, T. Philipsの"Industry's First 4-Switch Buck-Boost Controller Achieves Highest Efficiency Using a Single Inductor" Linear Technology Corporation, Design Note 369,（２００５年）に開示されている。

米国公開特許第２００７／００５８４０２Ａ１号は、１に近い力率を提供するように制御される同期フルブリッジ整流器を開示している。前記フルブリッジ整流器は、各々制御入力部を備えているトランジスタである。この回路内の交流入力信号及び電流は、検出され、コントローラに送信される。応答において、前記コントローラは、前記交流入力信号に対して１に近い力率を形成するように整流ＭＯＳＦＥＴを適時にオン／オフするための制御信号を出力する。この全波整流器は、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴでできており、幾つかは、高速ボディダイオードを備えている。前記ＭＯＳＦＥＴは整流器であり、力率回路（ＰＦＣ）は要素を制御する。この結果は、ＰＦＣを有する一段同期整流器である。ソリッドステート精密アナログ差動増幅器は、交流ライン波形を検出し、高周波数電流トランスは、この電流を検出する。前記コントローラは、この増幅器の入力を受け入れ、検出された電流及び出力は、４つの前記ＭＯＳＦＥＴをオン／オフする制御信号を出力する。このオン／オフのタイミングは、交流供給源から引き出される電流が正弦波であると共に正弦交流供給源の位相と整合するようにされている。この特別なブーストコンバータ回路は、前記入力電圧よりも高い直流出力電圧を生成する。

しかしながら、直列に結合された複数のＬＥＤ又はＯＬＥＤに供給するために、この回路は適していない。ＬＥＤ及びＯＬＥＤは、限定された直流供給バス電圧を有するからである。高い直流バス電圧は、幾つかの直列接続されたＬＥＤ又はＯＬＥＤにおける大きい電場を生成し、前記大きい電場は、これらの装置に損傷を与え得る。

本発明の目的は、より高い効率を達成し、電子負荷に作用する熱応力を低くするように、前記電子負荷、特に直列に結合されている複数のＬＥＤ又はＯＬＥＤに、直流電流又は電圧を供給する電子駆動回路及び対応する方法を提供することにある。

本発明の第１の見地において、
交流入力電圧を受け取る交流入力部と、
前記交流入力電圧を整流する整流器として及び整流された前記交流入力電圧の直流変換のためのＤＣ／ＤＣコンバータとして交互に動作するための２つのバックブーストコンバータと、
前記交流入力電圧のゼロ交差を監視し、全期間において、一方の前記バックブーストコンバータが整流器として動作すると共に他方の前記ブーストコンバータがＤＣ／ＤＣコンバータとして動作するように、前記２つのバックブーストコンバータをゼロ交差の検出に応じてこれらの動作モードを変更するように制御する制御ユニットと、
を有する電子駆動回路が提供される。

本発明の第２の見地において、
交流入力電圧を受け取るステップと、
前記交流入力電圧を、２つのバックブーストコンバータのうちの第１のバックブーストコンバータによって整流するステップと、
整流された前記交流入力電圧を、前記２つのバックブーストコンバータのうちの第２のバックブーストコンバータによって直流変換するステップと、
前記交流入力電圧の前記ゼロ交差を監視するステップと、
全ての期間において、一方の前記バックブーストコンバータが整流器として動作すると共に他方の前記バックブーストコンバータがＤＣ／ＤＣコンバータとして動作するように、ゼロ交差の検出に応じて前記２つのバックブーストコンバータの動作モードを変更するように、前記２つのバックブーストコンバータを制御するステップと、
を有する電子駆動方法が、提供される。

本発明は、２つのバックブーストコンバータを専用デュアルモード原理によって動作させる思想に基づくものである。このことは、２つの機能の統合、即ち、単一の電力コンバータにおけるＡＣ／ＤＣ整流及びＤＣ／ＤＣ変換を可能にする。これらの２つの機能は、前記２つのバックブーストコンバータによって交互に動作される。

本発明による回路及び方法は、例えば、メイン整流器ダイオードブリッジにおけるような、電力損失源が存在しないので、非常に高い効率を提供する。特に、内部電力の流れが大いに減少される又は内部電力の流れ存在しないので、既知のデュアルバックブーストコンバータによる場合よりも高い効率が得られる。更に、既知のＬＥＤランプドライバの場合よりも高い効率が、メイン整流ダイオードが存在しないことにより、得られる。更に、本発明によれば、低い熱応力のみが、集積電子ドライバから前記電子負荷（例えば、ＬＥＤ又はＯＬＥＤ照明システム）に作用する。

当該電子駆動回路の好ましい実施例は、従属クレームに規定されている。当該電子駆動方法は、類似の及び／又は同一の好ましい実施例を有することが理解されるであろう。

好ましい実施例によれば、前記制御ユニットは、前記交流入力電圧の符号を監視するように適応化されている。このことは、前記交流入力電圧のゼロ交差を監視する簡単な仕方を提供する。

更なる実施例によれば、前記２つのバックブーストコンバータは、同期整流器として交互に動作するように適応化されており、効率の更なる向上に至る。更に、前記２つのバックブーストコンバータが、バックブーストコンバータとして交互に動作するように適応化されることが提案される。

実際の実施化において、前記２つのバックブーストコンバータのうちの少なくとも一方、好ましくは両方のバックブーストコンバータは、パワー半導体、特に、ＭＯＳＦＥＴトランジスタ、整流ダイオード及びコンバータインダクタを有することが提案される。これは、このようなバックブーストコンバータの簡潔な実施化であり、少数の電子部品のみを必要とする。

他の実際の実施化において、前記２つのバックブーストコンバータのうちの少なくとも一方、好ましくは両方のバックブーストコンバータは、第１のパワー半導体（特に、第１のＭＯＳＦＥＴトランジスタ）と第２のパワー半導体（特に、第２のＭＯＳＦＥＴトランジスタ）とコンバータインダクタとを有することが提案される。従って、第２のパワー半導体は、整流ダイオードの代わりに同期整流器として使用され、これにより、電力損失を減少し、効率を向上させる。

前記２つのバックブーストコンバータのうちの少なくとも一方、好ましくは両方のバックブーストコンバータが、前記バックブーストコンバータの前記入力電流をフィルタリングするフィルタコンデンサを有することが更に有利である。

前記制御ユニットは、一実施例において、前記交流入力電圧のゼロ交差を監視し、対応する前記バックブーストコンバータを、ゼロ交差の検出に応じて、この動作モードを変更するように制御するための単一の制御サブユニットを有している。しかしながら、代替的な実施例において、前記制御ユニットは、各々が前記２つのバックブーストコンバータの１つに含まれている２つの制御サブユニットであって、前記交流入力電圧のゼロ交差を独立に監視する、及び対応するバックブーストコンバータを、ゼロ交差の検出に応じて、この動作モードを変更するように制御する２つの制御ユニットを有することが提案される。

好ましい実施例によれば、前記制御ユニットは、１つのパワー半導体を調整された出力を有するバックブーストコンバータの前記パワー半導体として及び第２のパワー半導体を同期整流器としてオンにするための２つの比較器及び内部直流基準電圧を有している。これにより、交流メイン整流ダイオードの著しい電力損失は回避され、電子駆動回路内の熱応力は低減される。

更なる実施例によれば、前記電子駆動回路は、前記電子負荷に供給される直流電圧を制御する制御ループを有しており、前記制御ループは、
前記直流電圧を監視するための２つの制御ユニット端子と、
内部直流基準電圧と、
監視された前記直流電圧と前記直流基準電圧とを比較する誤差増幅器と、
パルスを生成し、調整された出力電圧を生成するために前記２つのパワー半導体のうちの一方に前記パルスを供給するパルス幅変調器と、
を有する。

これにより、前記電子負荷は、前記直流入力電圧（制御ユニット端子ａ）及び前記調整された直流出力電圧（制御ユニット端子ｂ）に対する異なる基準電位を有するのを可能にされている制御ユニットによって制御されている安定化された直流電圧を供給される。

好ましい実施例において、前記制御ユニットは、前記電子負荷に供給される前記直流電圧を制御する第１の制御ループと、前記バックブーストインダクタにおけるピーク電流を制御する第２の制御ループとを有しており、前記制御ループは、
２つの入力端子と、
前記電子負荷における電圧を測定するための差動増幅器と、
前記２つのバックブーストコンバータのピーク電流を監視する監視ユニットと、
監視されている前記直流電圧を第２の内部基準電圧と比較する処理ユニットであって、前記差動増幅器の出力信号が、前記バックブーストコンバータの前記インダクタにおける前記ピーク電流を調整する電流制御ループのための基準信号を生成するように制御入力における整流されたメイン電圧信号と乗算される、処理ユニットと、
を有する。

従って、前記電子負荷は、高い力率を有する交流メイン電流との組み合わせにおいて安定化された直流平均電流を供給され、これら両方の電流は、前記直流入力電圧（制御ユニット端子ａ）及び調整された直流出力電圧（制御ユニット端子ｂ）に対する異なる基準電位を有することを可能にされている制御ユニットによって制御されている。

更に他の実施例において、前記制御ユニットは、前記電子負荷に供給される前記直流電流を制御する制御ループと、前記バックブーストインダクタにおけるピーク電流を制御する第２の制御ループをと有しており、前記制御ループは、
前記電子負荷における前記直流電流を監視するユニットを監視する第１の監視ユニットと、
前記２つのバックブーストコンバータの前記ピーク電流を監視する第２の監視ユニットと、
監視されている前記直流電流を第２の内部基準電圧と比較する処理ユニットであって、前記誤差増幅器の出力信号が、前記バックブーストコンバータのインダクタにおけるピーク電流を調整する電流制御ループのための基準信号を生成するように、制御入力ｂにおける整流されたメイン電圧信号と乗算される、処理ユニットと、
を有する。

このことは、バックブーストインダクタにおける最小のピークエネルギの蓄積と、従ってこのインダクタの最小の大きさとを生じる既知の境界条件モードにおける前記バックブーストコンバータの動作の有利な点を提供する。

好ましくは、前記第１の監視ユニット及び前記第２の監視ユニットは、分路抵抗を有する。

本発明は、何らかの電子負荷に直流電流又は直流電圧を供給するために使用されることができるが、前記電子駆動回路は、複数のＬＥＤ及び／又はＯＬＥＤに直流電流又は直流電圧を供給するように適応化されているのが好ましい。更に、前記電子駆動回路は、１の近くにおいて高い力率を有する交流メイン電流を生成する。

既知のＬＥＤ駆動回路を示している。 既知のバックブーストインバータを示している。 図２に示されている既知のバックブーストインバータの交流出力電圧を示している。 図２に示されている既知のバックブーストインバータの内部電力の流れを示している。 本発明による電子駆動回路の第１の実施例の回路図を示している。 本発明による電子駆動回路の第２の実施例の回路図を示している。 ２つのメイン期間にわたる交流メイン電圧の時間関数を示している。 ２つのメイン期間におけるコンデンサＣ１の電圧の時間関数を示している。 ２つのメイン期間におけるコンデンサＣ２の電圧の時間関数を示している。 パワー半導体Ｑ１のゲート−ソース電圧の時間関数を示している。 パワー半導体Ｑ２の前記ゲート-ソース電圧の時間関数を示している。 インダクタ電流Ｉ_Ｌ１（ｔ）に対する時間関数を示している。 インダクタ電流Ｉ_Ｌ２（ｔ）に対する時間関数を示している。 制御ユニットの第１の実施例の回路図を示している。 制御ユニットの第２の実施例の回路図を示している。 本発明による電子駆動回路の第３の実施例の回路図を示している。 制御ユニットの第３の実施例の回路図を示している。 本発明による電子駆動回路の第４の実施例の回路図を示している。 本発明による電子駆動回路の第５の実施例の回路図を示している。

本発明は、ここで、添付図面を参照して詳細に説明される。

図１は、第１の変換段としてのＡＣ／ＤＣメイン整流器と、第２のパワー変換段としてのＤＣ／ＤＣフライバックコンバータとからなる駆動回路を示している。この駆動回路は、一連のＬＥＤ、即ちＬＥＤ１、ＬＥＤ２、ＬＥＤ３に交流メイン格子からの直流電流を供給する。しかしながら、この駆動回路は、多い部品数及び約８０％の適度な効率を有する。

図２は、N. Vazquezらによる"Analysis and experimental study of the buck, boost and buck-boost inverters" ＩＥＥＥＥパワーエレクトロニクス専門家会議プロシーディング 第８０１−８０６頁（１９９９年）から知られているデュアルバックブーストＤＣ／ＡＣインバータの回路図を示している。しかしながら、この回路には、不利な点を有する。第一に、これは、図３に示されているように、ピークの出力交流電圧の２倍を上回る高いピーク値を有する２つの変調された直流電圧Ｖａ（ｔ）及びＶｂ（ｔ）を生成する。第二に、負荷電流と乗算された時間変調された直流電圧Ｖａ（ｔ）及びＶｂ（ｔ）は、図４に示されているように、内部電力の流れをもたらす。この内部電力の流れは、伝導の損失を増大させ、従って、このコンバータ回路と、提案されている制御技術との組合せは、結果として、高い効率をもたらさない。

本発明による電子駆動回路の第１の実施例の回路図が、図５に示されている。前記電子駆動回路は、組み合わせられたＡＣ／ＤＣ及びＤＣ／ＤＣコンバータとして動作し、電子負荷（ここでは、複数のＬＥＤ：直列に結合されているＬＥＤ１、ＬＥＤ２、・・・、ＬＥＤｎ）に供給するために、交流メイン電圧Ｖ_{ｍａｉｎｓ}を調整された直流電圧Ｖ_ｌｏａｄに変換し、前記駆動回路は、少ない部品数と、従って、低い費用及び高い効率とを有する。

前記電子駆動回路は、制御サブユニット１１、２１と、パワー半導体Ｑ１、Ｑ２（ここでは、ＭＯＳＦＥＴトランジスタＱ１、Ｑ２）と、対応するＭＯＳＦＥＴトランジスタＱ１、Ｑ２のドレイン端子への一方の端子及び＋ＤＣ出力端子への他方の端子に結合されている整流器ダイオードＤ１、Ｄ２と、対応するＭＯＳＦＥＴトランジスタＱ１、Ｑ２のドレイン端子と直流アース出力端子との間に結合されているインダクタＬ１、Ｌ２とを各々有する２つのバックブーストコンバータ１０、２０を有している。

制御サブユニット１１、２１（図１４において更に詳細に表される）は、５つの制御端子ａ、ｂ、ｃ、ｄ及びｅを有している。制御サブユニット１１の制御端子ａは、ＭＯＳＦＥＴトランジスタＱ１のソース端子及び交流メインライン端子Ｌに結合されている。
制御サブユニット２１の制御端子は、ＭＯＳＦＥＴトランジスタＱ２のソース端子及び交流メインニュートラル端子Ｎに結合されている。

両方の制御サブユニットの制御端子ｂが、直流アース出力端子に結合されている。制御サブユニット１１の制御端子ｃは、交流メインニュートラル端子Ｎに結合されている。制御サブユニット２１の制御端子ｃは、交流メインライン端子Ｌに結合されている。両方の制御サブユニットの制御端子ｄは、＋ＤＣ出力端子に結合されている。出力フィルタリングコンデンサＣ３が、この直流出力端子間に結合されている。

入力コンデンサＣ１、Ｃ２は、対応するバックブーストコンバータ１０、２０の入力電流をフィルタリンスするために、前記直流アース出力端子と、対応するＭＯＳＦＥＴトランジスタＱ１、Ｑ２のソース端子との間に結合されている。

バックブースト整流器ダイオードＤ１及びＤ２の伝導損失は、本発明による電子駆動回路の第２の実施例の回路図を示している図６に示されているように、パワー半導体Ｑ３、Ｑ４（ここでは、各々自身のソース端子が、対応するＭＯＳＦＥＴトランジスタＱ１、Ｑ２のドレイン端子に結合されているＭＯＳＦＥＴトランジスタＱ３、Ｑ４）による同期整流を実現することによって減少されることができる。２つの制御サブユニット１２及び２２（図１５に更に詳細に示されている）は、僅かに増大された労力（増幅器３４よりもむしろハーフブリッジドライバ３７）を必要とし、２つの更なる制御端子ｆ及びｇを有する。制御端子ｆは、対応するＭＯＳＦＥＴトランジスタＱ１、Ｑ２のドレイン端子に結合されており、制御端子ｇは、対応するＭＯＳＦＥＴトランジスタＱ３、Ｑ４のゲート端子に結合されている。

この回路は、主に、以下のように動作する。２つのバックブーストコンバータ１０、２０のうちの一方は、同期メイン整流器として動作し、他方の前記バックブーストコンバータは、バックブーストＤＣ／ＤＣコンバータとして動作する。これらの２つの機能は、交流メイン電圧Ｖ_{ｍａｉｎｓ}（ｔ）のゼロ交差ごとに変わる。従って、この回路は、前記交流メイン電圧の符号を検出し、この目的のために、これらの実施例において、制御サブユニット１１、２１は、これを監視する制御入力ａ，ｂ及びｃを有している。

本発明の更に詳細な説明のために、例えば、図７に示されているような５０Ｈｚの周波数を有する正弦波交流メイン電圧Ｖ_{ｍａｉｎｓ}を考える。交流メイン電圧Ｖ_{ｍａｉｎｓ}は、前記メイン期間（０＜ｔ＜１０ｍｓ）の１番目の半分において正であり、２番目の期間（１０ｍｓ＜ｔ＜２０ｍｓ）において負である。

以下の記載は、正の交流メイン電圧Ｖ_{ｍａｉｎｓ}（ｔ）＞０を有するメイン期間０＜ｔ＜１０ｍｓの一部を考えている。この期間において、ＭＯＳＦＥＴトランジスタＱ１のインバースダイオードは、交流メイン電圧Ｖ_{ｍａｉｎｓ}（ｔ）を整流し、従って、
Ｖ_Ｃ２（ｔ）＝Ｖ_{ｍａｉｎｓ}（ｔ）
が当てはまる。

図１４に示されている制御サブユニット１１は、差動増幅器３０と、ＰＩ型誤差増幅器３１と、パルス幅変調器３２と、ＡＮＤゲート３３と、増幅器３４と、比較基準電圧ユニット３５と、インバータ３６とを有する。制御サブユニット１１は、端子ａと端子ｂとの間の小さな電圧を測定する。
Ｖ_ｂａ（ｔ）＝Ｖ_Ｃ１（ｔ）＝Ｉ_{ｍａｉｎｓ}（ｔ）＊ｊ２πｆ_{ｍａｉｎｓ}Ｌ_１＋Ｖ_ＳＤ（Ｑ１）

制御サブユニット１１は、更に、端子ｃと端子ａとの間の負電圧を測定する。
Ｖ_ｃａ（ｔ）＝−Ｖ_Ｃ２（ｔ）＝−Ｖ_{ｍａｉｎｓ}（ｔ）

電圧−Ｖ_ｃａ（ｔ）は、比較器ＣＯ２によって、両方の制御サブユニット１１、２１において積分されているＤＣ基準電圧（例えば、Ｖ_{ｒｅｆ．１}＝２Ｖ）と比較される。負電圧−Ｖ_ｃａ（ｔ）がＶ_{ｒｅｆ．１}よりも大きくなる場合、この比較器は、論理ｈｉｇｈ信号を生成する。この信号は、図１０に示されているゲート信号によってＭＯＳＦＥＴ Ｑ１をオンにする制御サブユニット１１の端子ｅにおける電圧を生成する。ＭＯＳＦＥＴトランジスタＱ１をオンすることで、当該装置内の伝導損失を減少する。前記交流メイン電圧半波の終わりにおいて、負電圧−Ｖ_ｃａ（ｔ）はＶ_{ｒｅｆ．１}よりも小さくなり、従ってＭＯＳＦＥＴトランジスタＱ１をオフにする。更に、比較器ＣＯ２の出力信号は、誤差増幅器３１の入力を短絡させるスイッチＳ１を閉じる。従って、制御サブユニット１１の電圧制御ループは、この時間間隔においてアクティブではない。

制御サブユニット２１は、交流メイン期間の第１の半波において、端子ｂと端子ａとの間の正の電圧を測定する。
Ｖ_ｂａ（ｔ）＝Ｖ_Ｃ２（ｔ）＝Ｖ_{ｍａｉｎｓ}（ｔ）

電圧Ｖ_ｂａ（ｔ）も、図１４に示されている制御サブユニット１１及び２１の比較器ＣＯ１によって、直流基準電圧（例えばＶ_{ｒｅｆ．１}＝２Ｖ）と比較される。電圧Ｖ_ｂａ（ｔ）がＶ_{ｒｅｆ．１}より大きくなる場合、この比較器ＣＯ１は、論理ｈｉｇｈ信号を生成する。Ｖ_ｂａ（ｔ）が内部直流基準電圧Ｖ_{ｒｅｆ．１}よりも大きくなると直ちに、制御サブユニット２１は、調整された直流出力電圧を生成するように第２の動作モードに変わる。

制御サブユニット２１は、図１１に示されている自身の端子ｅにおけるゲート信号を生成し、前記ゲート信号は、ＤＣ／ＤＣコンバータとしてバックブーストコンバータ回路２０を動作させるようにＭＯＳＦＥＴＱ２へと伝導される。電流Ｉ_Ｌ２（ｔ）は、図１３に示されているように上方に傾斜している。ひとたびＭＯＳＦＥＴトランジスタＱ２がオフにされると、インダクタＬ２に蓄積されているエネルギを出力フィルタコンデンサＣ３内に輸送するように、前記電流は、ＭＯＳＦＥＴトランジスタＱ２から、整流器ダイオードＤ２（図５に示されている実施例の場合）又は同期整流器スイッチＱ４（図６に示されている実施例の場合）へと方向転換する。制御サブユニット２１の端子ｄは、この出力電圧を調整する電圧制御ループのためのフィードバック信号として出力電圧Ｖ_ｌｏａｄを測定するのに使用される。

半分の前記メイン期間の終わりにおいて、Ｖ_ｂａ（ｔ）＝Ｖ_Ｃ２（ｔ）（図９参照）は、内部基準電圧レベルＶ_{ｒｅｆ．１}未満に降下する。比較器ＣＯ１は、制御サブユニット２１の出力ｅにおけるパルス幅変調ゲート信号をオフにする論理ＡＮＤ関数Ａに、論理ｌｏｗ信号を送る。

ｔ＝１０ｍｓにおける交流メイン電圧Ｖ_{ｍａｉｎｓ}（ｔ）のゼロ交差（図７参照）の後、両方のバックブーストコンバータ１０、２０は、これらの機能を変化させる。時間間隔１０ｍｓ＜ｔ＜２０ｍｓの初めにおいて、ＭＯＳＦＥＴトランジスタＱ２のインバースダイオードは、導通するようになり、メイン整流器ダイオードとして動作する。これは、今、
Ｖ_Ｃ１（ｔ）＝−Ｖ_{ｍａｉｎｓ}（ｔ）
Ｖ_Ｃ２（ｔ）＝−Ｉ_{ｍａｉｎｓ}（ｔ）＊ｊ２πｆ_{ｍａｉｎｓ}Ｌ_２＋Ｖ_ＳＤ（Ｑ２）
に従う。

制御サブユニット１１の端子電圧Ｖ_ｂａ（ｔ）＝Ｖ_Ｃ１（ｔ）（図８参照）が、内部基準電圧Ｖ_{ｒｅｆ．１}よりも大きいとすぐに、バックブーストコンバータ１０は、調整されたＤＣ出力電圧を生成するように自身の動作を開始する。電流Ｉ_Ｌ１（ｔ）は、図１２に示されている。同時に、制御サブユニット２１は、伝導損失を減少させる同期整流器としてＭＯＳＦＥＴトランジスタＱ２をオンにする負電圧Ｖ_ｃａ（ｔ）＝−Ｖ_Ｃ１（ｔ）を検出する。

ＭＯＳＦＥＴトランジスタＱ１及びＱ２のインバースダイオードを使用することにより、又は２つのＭＯＳＦＥＴトランジスタＱ１又はＱ２の一方を同期メイン電流整流器として動作させることにより、コンデンサＣ１及びＣ２の両方における最大電圧は、図２において上方に示されている既知の実施例よりも２倍以上低いメイン電圧振幅である。従って、当該構成要素の電圧ストレス及び内部の電力の流れは、この既知の実施例において利用される制御原理と比較して大いに減少される。

図５及び６において示される回路は、電圧制御ループによって調整された直流出力電圧を生成する。この電圧制御ループの安定性は、ピーク電流制御ループを前記電圧制御ループに付加することによって改善されることができる。図１６は、ピーク電流制御ループを含む電子駆動回路の第３の実施例を示している。両方の制御サブユニット１３、２３は、インダクタＬ１及びＬ２のピーク電流を監視するように付加的な入力ｈを有する。図１７は、制御サブユニット１３、２３の回路図を示している。制御サブユニット１３、２３の電圧誤差増幅器３１の出力に、端子ｂにおいて測定される、整流された交流メイン電圧を乗算することにより、インダクタＬ１及びＬ２におけるピーク電流と電子ドライバのエネルギの流れとは、前記交流メイン電圧の時間関数に従って調整され、この結果、類似の交流時間関数及び高い力率を有する交流メイン電流をもたらす。

図５、６及び１６に示されている回路は、制御サブユニット端子ｂ及びｄにおいて監視される調整された平均直流出力電圧Ｖ_ｌｏａｄを生成する。ＬＥＤダイオードのような負荷における調整された平均直流電流の制御は、付加的な手段、特に、図１８に示されている電子駆動回路の更なる実施例に示されているような、拡張された制御機能によって達成されることができる。両方の制御サブユニット１３、２３は、自身の制御入力ｂ及びｄにおける電流分路Ｒ３によって負荷ＬＥＤにおける直流電流を監視している。この信号は、図１７に示されている基準信号Ｖ_{ｒｅｆ．２}と比較され、前記誤差増幅器の出力信号は、制御入力ｂにおける整流されたメイン電圧信号と乗算される。この信号は、必要な前記交流メイン電流の２倍であるインダクタＬ１又はＬ２におけるピーク電流をＭＯＳＦＥＴトランジスタＱ１又はＱ２が常に生成するように、ＭＯＳＦＥＴトランジスタＱ１又はＱ２をオンにする電流制御ループのための基準信号である。前記ピーク電流は、制御サブユニット１３、２３の入力ｈにおける分路抵抗Ｒ１及びＲ２によって監視されている。この制御技術は、結果として、前記交流メイン電流の高い力率をもたらす。

図１９は、本発明による電子駆動回路の更なる実施例の回路図を示している。図５に示されている実施例と比較して、１つの共通の制御サブユニット４０のみが、２つの別個の制御サブユニット１１、２１の代わりに、両方のバックブーストコンバータ１０、２０を制御するために設けられている。しかしながら、両方の機能及び制御は、おおむね同一である。

本発明は、一般的及び特別な照明用途におけるＬＥＤ及びＯＬＥＤのような、電気的負荷に、調整された直流電流を交流メインから供給する電子駆動回路及びこの制御原理を提案するものであり、前記駆動回路は、少ない構成要素数及びより高い効率を有する。前記回路は、２つのバックブーストコンバータを有しており、単一の変換段におけるＡＣ／ＤＣ及びＤＣ／ＤＣコンバータを実現するための専用のデュアルモード原理に従って動作する。この回路は、ランプドライバがＬＥＤ又はＯＬＥＤシステムに組み込まれている場合、特別に興味深いものであり、この高い効率が、当該システムの低い熱応力に寄与する。

本発明は、添付図面及び上述の記載において、詳細に説明され記載されたが、このような例及び説明は、説明的なもの又は例示的なものとみなされるべきであり、限定的なものとみなされるべきではなく、本発明は、開示されている実施例に限定されるものではない。開示されている前記実施例に対する他の変化は、前記添付図面、本明細書及び添付請求項の熟慮により、添付請求項に記載の本発明を実施する際に当業者によって理解され、行われることができる。

例えば、バックブーストコンバータ１０、２０又は前記制御ユニット及びサブユニットの特定の実施化は、示されている実施例に限定されるものではない。前記制御ユニット及びサブユニットは、例えば、ソフトウェア、ハードウェア又はソフトウェアとハードウェアとの混合において実施化されることができる。パワー半導体Ｑ１乃至Ｑ４及び／又はダイオードＤ１、Ｄ２は、他の電子構成要素（例えば他のトランジスタ又は電子回路）によって実施化されることもできる。

「有する」という語は、他の構成要素又はステップを排除するものではなく、単数形の構成要素は、複数のこのような構成要素を排除するものではない。単一の要素又は他のユニットが、添付請求項に列挙されている幾つかの項目の機能を実現しても良い。特定の手段が、相互に異なる従属請求項において引用されているという単なる事実は、これらの手段の組み合わせが有利になるように使用されることができないと示すものではない。

添付請求項の如何なる符号も、この範囲を制限するものとして解釈されてはならない。

Claims (11)

1. 電子負荷に直流電流又は電圧を供給する電子駆動回路であって、
   交流入力電圧を受け取るための交流入力部と、
   主に前記交流入力電圧を整流する整流器として及び主に整流された前記交流入力電圧の直流変換のためのＤＣ／ＤＣコンバータとして、交互に動作する２つのバックブーストコンバータと、
   − 前記交流入力電圧のゼロ交差を監視する、及び
   − ゼロ交差の検出に応じて前記２つのバックブーストコンバータの動作モードを制御し、全ての期間にわたって、一方の前記バックブーストコンバータが整流器として主に動作すると共に、他方の前記バックブーストコンバータがＤＣ／ＤＣコンバータとして主に動作するように制御する、
   制御ユニットと、
   を有する電子駆動回路。
2. 前記制御ユニットが前記交流入力電圧の符号を監視する、請求項１に記載の電子駆動回路。
3. 前記２つのバックブーストコンバータの少なくとも一方は、パワー半導体、特にＭＯＳＦＥＴトランジスタ、整流器ダイオード及びコンバータインダクタを有している、請求項１に記載の電子駆動回路。
4. 前記２つのバックブーストコンバータの少なくとも一方は、第１のパワー半導体、特に第１のＭＯＳＦＥＴトランジスタと、第２のパワー半導体、特に第２のＭＯＳＦＥＴトランジスタ及びコンバータインダクタとを有している、請求項１に記載の電子駆動回路。
5. 前記制御ユニットは、
   − 前記交流入力電圧のゼロ交差を監視する、及び
   − ゼロ交差の検出に応じて動作モードを変更するように対応するバックブーストコンバータを制御する、
   単一の制御サブユニットを有する、
   請求項１に記載の電子駆動回路。
6. 前記制御ユニットは、２つの制御サブユニットを有しており、
   前記２つの制御サブユニットの各々は、独立に
   − 前記交流入力電圧のゼロ交差を監視し、及び
   − ゼロ交差の検出に応じて動作モードを変更するように、対応する前記バックブーストコンバータを制御する
   ように、前記２つのバックブーストコンバータの一方に含まれている、
   請求項１に記載の電子駆動回路。
7. 前記制御ユニットは、調整された出力によってバックブーストコンバータのパワー半導体としての１つのパワー半導体と、同期整流器としての前記第２のパワー半導体とをオンにするための２つの比較器及び内部直流基準電圧を有する、請求項１に記載の電子駆動回路。
8. 前記電子負荷に供給される前記直流電圧を制御する制御ループであって、
   前記直流電圧を監視するための２つの制御ユニット端子と、
   内部直流基準電圧と、
   監視されている前記直流電圧を前記直流基準電圧と比較する誤差増幅器と、
   パルスを生成し、調整された出力電圧を生成するための前記２つのパワー半導体のうちの一方に前記パルスを供給するパルス幅変調器と、
   を有する制御ループを更に有する請求項１に記載の電子駆動回路。
9. 前記制御ユニットは、前記電子負荷に供給される前記直流電圧を制御する第１の制御ループと、バックブーストインダクタにおけるピーク電流を制御する第２の制御ループとを有しており、前記制御ループは、
   ２つの入力端子と、
   前記電子負荷における電圧を測定する差動増幅器と、
   前記２つのバックブーストコンバータのピーク電流を監視するため監視ユニットと、
   監視されている前記直流電圧を第２の内部基準電圧と比較する処理ユニットと、
   を有しており、前記差動増幅器の出力信号は、前記バックブーストコンバータの前記インダクタにおけるピーク電流を調整する電流制御ループのための基準信号を生成するように、制御入力における前記整流されたメイン電圧信号と乗算される、請求項１に記載の電子駆動回路。
10. 前記制御ユニットは、前記電子負荷に供給される前記直流電流を制御するための第１の制御ループと、バックブーストインダクタにおけるピーク電流を制御する第２の制御ループとを有しており、前記制御ループは、
    前記電子負荷における前記直流電流を監視する第１の監視ユニットと、
    前記２つのバックブーストコンバータにおける前記ピーク電流を監視する第２の監視ユニットと、
    監視されている前記直流電流を第２の内部基準電圧と比較する処理ユニットと、
    を有しており、誤差増幅器の出力信号が、前記バックブーストコンバータのインダクタにおける前記ピーク電流を調整する電流制御ループのための基準信号を生成するために、制御入力における整流された前記メイン電圧信号と乗算される、請求項６に記載の電子駆動回路。
11. 電子負荷に直流電流又は電圧を供給する電子駆動方法であって、
    交流入力電圧を受け取るステップと、
    前記交流入力電圧を、２つのバックブーストコンバータのうちの第１のバックブーストコンバータによって整流するステップと、
    整流された前記交流入力電圧を、前記２つのバックブーストコンバータのうちの第２のバックブーストコンバータによって直流変換するステップと、
    前記交流入力電圧の前記ゼロ交差を監視するステップと、
    全ての期間において、一方の前記バックブーストコンバータが整流器として主に動作すると共に他方の前記バックブーストコンバータがＤＣ／ＤＣコンバータとして主に動作するように、ゼロ交差の検出に応じて前記２つのバックブーストコンバータの動作モードを変更するように、前記２つのバックブーストコンバータを制御するステップと、
    を有する方法。

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