JP5117580B2 - 電子駆動回路及び方法 - Google Patents

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Description

本発明は、電子負荷、より詳細には直列に結合されている複数のLED又はOLEDに、直流電流又は電圧を供給する電子駆動回路及び対応する方法に関する。
LEDランプ及び発光体は、蛍光及びTLランプのアプリケーションの古典的な市場のセグメントにおいて、ますます浸透している。
既知のLED駆動回路は、交流メイン格子からの直流電流によってLEDを動作させるために、2つ又は3つの個々の電力コンバータを含んでいる。従って、これらは、多くの部品数及び約80%という適度な効率を有している。25Wより大きい電力レベルを有するアプリケーションは、通常、交流メイン電流高調波規格を満たすための第2のDC/DCブーストコンバータを含んでおり、従って、更に部品数を増大させている。
少ない部品数及び高い効率も、電力の逆輸送(例えば、太陽電池から交流格子への直流電流の輸送)に関して興味深いものである。デュアルバックブーストDC/ACインバータが、N. Vazquezらの "Analysis and experimental study of the buck, boost and buck-boost inverters", IEEE 電力電子工学専門家会議プロシーディング 第801−806頁(1999年)から知られている。しかしながら、この回路は、自身の制御原理による不利な点を有する。特に、2つの変調された直流電圧は、高いピーク値を有し、低い効率につながる高い内部電力の流れが存在する。
1つのバックブーストDC/DCコンバータの動作原理は、Mohan, Underland, Robinsの "Power Electronics: Converters, Applications and Design" John Wiley & Sons、ISBN 0-471-50537-4(1989年)から知られている。98%までの効率を有する60WのバックブーストDC/DCコンバータは、W. Zhou, T. Philipsの"Industry's First 4-Switch Buck-Boost Controller Achieves Highest Efficiency Using a Single Inductor" Linear Technology Corporation, Design Note 369,(2005年)に開示されている。
米国公開特許第2007/0058402A1号は、1に近い力率を提供するように制御される同期フルブリッジ整流器を開示している。前記フルブリッジ整流器は、各々制御入力部を備えているトランジスタである。この回路内の交流入力信号及び電流は、検出され、コントローラに送信される。応答において、前記コントローラは、前記交流入力信号に対して1に近い力率を形成するように整流MOSFETを適時にオン/オフするための制御信号を出力する。この全波整流器は、nチャネルMOSFETでできており、幾つかは、高速ボディダイオードを備えている。前記MOSFETは整流器であり、力率回路(PFC)は要素を制御する。この結果は、PFCを有する一段同期整流器である。ソリッドステート精密アナログ差動増幅器は、交流ライン波形を検出し、高周波数電流トランスは、この電流を検出する。前記コントローラは、この増幅器の入力を受け入れ、検出された電流及び出力は、4つの前記MOSFETをオン/オフする制御信号を出力する。このオン/オフのタイミングは、交流供給源から引き出される電流が正弦波であると共に正弦交流供給源の位相と整合するようにされている。この特別なブーストコンバータ回路は、前記入力電圧よりも高い直流出力電圧を生成する。
しかしながら、直列に結合された複数のLED又はOLEDに供給するために、この回路は適していない。LED及びOLEDは、限定された直流供給バス電圧を有するからである。高い直流バス電圧は、幾つかの直列接続されたLED又はOLEDにおける大きい電場を生成し、前記大きい電場は、これらの装置に損傷を与え得る。
本発明の目的は、より高い効率を達成し、電子負荷に作用する熱応力を低くするように、前記電子負荷、特に直列に結合されている複数のLED又はOLEDに、直流電流又は電圧を供給する電子駆動回路及び対応する方法を提供することにある。
本発明の第1の見地において、
交流入力電圧を受け取る交流入力部と、
前記交流入力電圧を整流する整流器として及び整流された前記交流入力電圧の直流変換のためのDC/DCコンバータとして交互に動作するための2つのバックブーストコンバータと、
前記交流入力電圧のゼロ交差を監視し、全期間において、一方の前記バックブーストコンバータが整流器として動作すると共に他方の前記ブーストコンバータがDC/DCコンバータとして動作するように、前記2つのバックブーストコンバータをゼロ交差の検出に応じてこれらの動作モードを変更するように制御する制御ユニットと、
を有する電子駆動回路が提供される。
本発明の第2の見地において、
交流入力電圧を受け取るステップと、
前記交流入力電圧を、2つのバックブーストコンバータのうちの第1のバックブーストコンバータによって整流するステップと、
整流された前記交流入力電圧を、前記2つのバックブーストコンバータのうちの第2のバックブーストコンバータによって直流変換するステップと、
前記交流入力電圧の前記ゼロ交差を監視するステップと、
全ての期間において、一方の前記バックブーストコンバータが整流器として動作すると共に他方の前記バックブーストコンバータがDC/DCコンバータとして動作するように、ゼロ交差の検出に応じて前記2つのバックブーストコンバータの動作モードを変更するように、前記2つのバックブーストコンバータを制御するステップと、
を有する電子駆動方法が、提供される。
本発明は、2つのバックブーストコンバータを専用デュアルモード原理によって動作させる思想に基づくものである。このことは、2つの機能の統合、即ち、単一の電力コンバータにおけるAC/DC整流及びDC/DC変換を可能にする。これらの2つの機能は、前記2つのバックブーストコンバータによって交互に動作される。
本発明による回路及び方法は、例えば、メイン整流器ダイオードブリッジにおけるような、電力損失源が存在しないので、非常に高い効率を提供する。特に、内部電力の流れが大いに減少される又は内部電力の流れ存在しないので、既知のデュアルバックブーストコンバータによる場合よりも高い効率が得られる。更に、既知のLEDランプドライバの場合よりも高い効率が、メイン整流ダイオードが存在しないことにより、得られる。更に、本発明によれば、低い熱応力のみが、集積電子ドライバから前記電子負荷(例えば、LED又はOLED照明システム)に作用する。
当該電子駆動回路の好ましい実施例は、従属クレームに規定されている。当該電子駆動方法は、類似の及び/又は同一の好ましい実施例を有することが理解されるであろう。
好ましい実施例によれば、前記制御ユニットは、前記交流入力電圧の符号を監視するように適応化されている。このことは、前記交流入力電圧のゼロ交差を監視する簡単な仕方を提供する。
更なる実施例によれば、前記2つのバックブーストコンバータは、同期整流器として交互に動作するように適応化されており、効率の更なる向上に至る。更に、前記2つのバックブーストコンバータが、バックブーストコンバータとして交互に動作するように適応化されることが提案される。
実際の実施化において、前記2つのバックブーストコンバータのうちの少なくとも一方、好ましくは両方のバックブーストコンバータは、パワー半導体、特に、MOSFETトランジスタ、整流ダイオード及びコンバータインダクタを有することが提案される。これは、このようなバックブーストコンバータの簡潔な実施化であり、少数の電子部品のみを必要とする。
他の実際の実施化において、前記2つのバックブーストコンバータのうちの少なくとも一方、好ましくは両方のバックブーストコンバータは、第1のパワー半導体(特に、第1のMOSFETトランジスタ)と第2のパワー半導体(特に、第2のMOSFETトランジスタ)とコンバータインダクタとを有することが提案される。従って、第2のパワー半導体は、整流ダイオードの代わりに同期整流器として使用され、これにより、電力損失を減少し、効率を向上させる。
前記2つのバックブーストコンバータのうちの少なくとも一方、好ましくは両方のバックブーストコンバータが、前記バックブーストコンバータの前記入力電流をフィルタリングするフィルタコンデンサを有することが更に有利である。
前記制御ユニットは、一実施例において、前記交流入力電圧のゼロ交差を監視し、対応する前記バックブーストコンバータを、ゼロ交差の検出に応じて、この動作モードを変更するように制御するための単一の制御サブユニットを有している。しかしながら、代替的な実施例において、前記制御ユニットは、各々が前記2つのバックブーストコンバータの1つに含まれている2つの制御サブユニットであって、前記交流入力電圧のゼロ交差を独立に監視する、及び対応するバックブーストコンバータを、ゼロ交差の検出に応じて、この動作モードを変更するように制御する2つの制御ユニットを有することが提案される。
好ましい実施例によれば、前記制御ユニットは、1つのパワー半導体を調整された出力を有するバックブーストコンバータの前記パワー半導体として及び第2のパワー半導体を同期整流器としてオンにするための2つの比較器及び内部直流基準電圧を有している。これにより、交流メイン整流ダイオードの著しい電力損失は回避され、電子駆動回路内の熱応力は低減される。
更なる実施例によれば、前記電子駆動回路は、前記電子負荷に供給される直流電圧を制御する制御ループを有しており、前記制御ループは、
前記直流電圧を監視するための2つの制御ユニット端子と、
内部直流基準電圧と、
監視された前記直流電圧と前記直流基準電圧とを比較する誤差増幅器と、
パルスを生成し、調整された出力電圧を生成するために前記2つのパワー半導体のうちの一方に前記パルスを供給するパルス幅変調器と、
を有する。
これにより、前記電子負荷は、前記直流入力電圧(制御ユニット端子a)及び前記調整された直流出力電圧(制御ユニット端子b)に対する異なる基準電位を有するのを可能にされている制御ユニットによって制御されている安定化された直流電圧を供給される。
好ましい実施例において、前記制御ユニットは、前記電子負荷に供給される前記直流電圧を制御する第1の制御ループと、前記バックブーストインダクタにおけるピーク電流を制御する第2の制御ループとを有しており、前記制御ループは、
2つの入力端子と、
前記電子負荷における電圧を測定するための差動増幅器と、
前記2つのバックブーストコンバータのピーク電流を監視する監視ユニットと、
監視されている前記直流電圧を第2の内部基準電圧と比較する処理ユニットであって、前記差動増幅器の出力信号が、前記バックブーストコンバータの前記インダクタにおける前記ピーク電流を調整する電流制御ループのための基準信号を生成するように制御入力における整流されたメイン電圧信号と乗算される、処理ユニットと、
を有する。
従って、前記電子負荷は、高い力率を有する交流メイン電流との組み合わせにおいて安定化された直流平均電流を供給され、これら両方の電流は、前記直流入力電圧(制御ユニット端子a)及び調整された直流出力電圧(制御ユニット端子b)に対する異なる基準電位を有することを可能にされている制御ユニットによって制御されている。
更に他の実施例において、前記制御ユニットは、前記電子負荷に供給される前記直流電流を制御する制御ループと、前記バックブーストインダクタにおけるピーク電流を制御する第2の制御ループをと有しており、前記制御ループは、
前記電子負荷における前記直流電流を監視するユニットを監視する第1の監視ユニットと、
前記2つのバックブーストコンバータの前記ピーク電流を監視する第2の監視ユニットと、
監視されている前記直流電流を第2の内部基準電圧と比較する処理ユニットであって、前記誤差増幅器の出力信号が、前記バックブーストコンバータのインダクタにおけるピーク電流を調整する電流制御ループのための基準信号を生成するように、制御入力bにおける整流されたメイン電圧信号と乗算される、処理ユニットと、
を有する。
このことは、バックブーストインダクタにおける最小のピークエネルギの蓄積と、従ってこのインダクタの最小の大きさとを生じる既知の境界条件モードにおける前記バックブーストコンバータの動作の有利な点を提供する。
好ましくは、前記第1の監視ユニット及び前記第2の監視ユニットは、分路抵抗を有する。
本発明は、何らかの電子負荷に直流電流又は直流電圧を供給するために使用されることができるが、前記電子駆動回路は、複数のLED及び/又はOLEDに直流電流又は直流電圧を供給するように適応化されているのが好ましい。更に、前記電子駆動回路は、1の近くにおいて高い力率を有する交流メイン電流を生成する。
既知のLED駆動回路を示している。 既知のバックブーストインバータを示している。 図2に示されている既知のバックブーストインバータの交流出力電圧を示している。 図2に示されている既知のバックブーストインバータの内部電力の流れを示している。 本発明による電子駆動回路の第1の実施例の回路図を示している。 本発明による電子駆動回路の第2の実施例の回路図を示している。 2つのメイン期間にわたる交流メイン電圧の時間関数を示している。 2つのメイン期間におけるコンデンサC1の電圧の時間関数を示している。 2つのメイン期間におけるコンデンサC2の電圧の時間関数を示している。 パワー半導体Q1のゲート−ソース電圧の時間関数を示している。 パワー半導体Q2の前記ゲート-ソース電圧の時間関数を示している。 インダクタ電流IL1(t)に対する時間関数を示している。 インダクタ電流IL2(t)に対する時間関数を示している。 制御ユニットの第1の実施例の回路図を示している。 制御ユニットの第2の実施例の回路図を示している。 本発明による電子駆動回路の第3の実施例の回路図を示している。 制御ユニットの第3の実施例の回路図を示している。 本発明による電子駆動回路の第4の実施例の回路図を示している。 本発明による電子駆動回路の第5の実施例の回路図を示している。
本発明は、ここで、添付図面を参照して詳細に説明される。
図1は、第1の変換段としてのAC/DCメイン整流器と、第2のパワー変換段としてのDC/DCフライバックコンバータとからなる駆動回路を示している。この駆動回路は、一連のLED、即ちLED1、LED2、LED3に交流メイン格子からの直流電流を供給する。しかしながら、この駆動回路は、多い部品数及び約80%の適度な効率を有する。
図2は、N. Vazquezらによる"Analysis and experimental study of the buck, boost and buck-boost inverters" IEEEEパワーエレクトロニクス専門家会議プロシーディング 第801−806頁(1999年)から知られているデュアルバックブーストDC/ACインバータの回路図を示している。しかしながら、この回路には、不利な点を有する。第一に、これは、図3に示されているように、ピークの出力交流電圧の2倍を上回る高いピーク値を有する2つの変調された直流電圧Va(t)及びVb(t)を生成する。第二に、負荷電流と乗算された時間変調された直流電圧Va(t)及びVb(t)は、図4に示されているように、内部電力の流れをもたらす。この内部電力の流れは、伝導の損失を増大させ、従って、このコンバータ回路と、提案されている制御技術との組合せは、結果として、高い効率をもたらさない。
本発明による電子駆動回路の第1の実施例の回路図が、図5に示されている。前記電子駆動回路は、組み合わせられたAC/DC及びDC/DCコンバータとして動作し、電子負荷(ここでは、複数のLED:直列に結合されているLED1、LED2、・・・、LEDn)に供給するために、交流メイン電圧Vmainsを調整された直流電圧Vloadに変換し、前記駆動回路は、少ない部品数と、従って、低い費用及び高い効率とを有する。
前記電子駆動回路は、制御サブユニット11、21と、パワー半導体Q1、Q2(ここでは、MOSFETトランジスタQ1、Q2)と、対応するMOSFETトランジスタQ1、Q2のドレイン端子への一方の端子及び+DC出力端子への他方の端子に結合されている整流器ダイオードD1、D2と、対応するMOSFETトランジスタQ1、Q2のドレイン端子と直流アース出力端子との間に結合されているインダクタL1、L2とを各々有する2つのバックブーストコンバータ10、20を有している。
制御サブユニット11、21(図14において更に詳細に表される)は、5つの制御端子a、b、c、d及びeを有している。制御サブユニット11の制御端子aは、MOSFETトランジスタQ1のソース端子及び交流メインライン端子Lに結合されている。
制御サブユニット21の制御端子は、MOSFETトランジスタQ2のソース端子及び交流メインニュートラル端子Nに結合されている。
両方の制御サブユニットの制御端子bが、直流アース出力端子に結合されている。制御サブユニット11の制御端子cは、交流メインニュートラル端子Nに結合されている。制御サブユニット21の制御端子cは、交流メインライン端子Lに結合されている。両方の制御サブユニットの制御端子dは、+DC出力端子に結合されている。出力フィルタリングコンデンサC3が、この直流出力端子間に結合されている。
入力コンデンサC1、C2は、対応するバックブーストコンバータ10、20の入力電流をフィルタリンスするために、前記直流アース出力端子と、対応するMOSFETトランジスタQ1、Q2のソース端子との間に結合されている。
バックブースト整流器ダイオードD1及びD2の伝導損失は、本発明による電子駆動回路の第2の実施例の回路図を示している図6に示されているように、パワー半導体Q3、Q4(ここでは、各々自身のソース端子が、対応するMOSFETトランジスタQ1、Q2のドレイン端子に結合されているMOSFETトランジスタQ3、Q4)による同期整流を実現することによって減少されることができる。2つの制御サブユニット12及び22(図15に更に詳細に示されている)は、僅かに増大された労力(増幅器34よりもむしろハーフブリッジドライバ37)を必要とし、2つの更なる制御端子f及びgを有する。制御端子fは、対応するMOSFETトランジスタQ1、Q2のドレイン端子に結合されており、制御端子gは、対応するMOSFETトランジスタQ3、Q4のゲート端子に結合されている。
この回路は、主に、以下のように動作する。2つのバックブーストコンバータ10、20のうちの一方は、同期メイン整流器として動作し、他方の前記バックブーストコンバータは、バックブーストDC/DCコンバータとして動作する。これらの2つの機能は、交流メイン電圧Vmains(t)のゼロ交差ごとに変わる。従って、この回路は、前記交流メイン電圧の符号を検出し、この目的のために、これらの実施例において、制御サブユニット11、21は、これを監視する制御入力a,b及びcを有している。
本発明の更に詳細な説明のために、例えば、図7に示されているような50Hzの周波数を有する正弦波交流メイン電圧Vmainsを考える。交流メイン電圧Vmainsは、前記メイン期間(0<t<10ms)の1番目の半分において正であり、2番目の期間(10ms<t<20ms)において負である。
以下の記載は、正の交流メイン電圧Vmains(t)>0を有するメイン期間0<t<10msの一部を考えている。この期間において、MOSFETトランジスタQ1のインバースダイオードは、交流メイン電圧Vmains(t)を整流し、従って、
C2(t)=Vmains(t)
が当てはまる。
図14に示されている制御サブユニット11は、差動増幅器30と、PI型誤差増幅器31と、パルス幅変調器32と、ANDゲート33と、増幅器34と、比較基準電圧ユニット35と、インバータ36とを有する。制御サブユニット11は、端子aと端子bとの間の小さな電圧を測定する。
ba(t)=VC1(t)=Imains(t)*j2πfmains+VSD(Q1)
制御サブユニット11は、更に、端子cと端子aとの間の負電圧を測定する。
ca(t)=−VC2(t)=−Vmains(t)
電圧−Vca(t)は、比較器CO2によって、両方の制御サブユニット11、21において積分されているDC基準電圧(例えば、Vref.1=2V)と比較される。負電圧−Vca(t)がVref.1よりも大きくなる場合、この比較器は、論理high信号を生成する。この信号は、図10に示されているゲート信号によってMOSFET Q1をオンにする制御サブユニット11の端子eにおける電圧を生成する。MOSFETトランジスタQ1をオンすることで、当該装置内の伝導損失を減少する。前記交流メイン電圧半波の終わりにおいて、負電圧−Vca(t)はVref.1よりも小さくなり、従ってMOSFETトランジスタQ1をオフにする。更に、比較器CO2の出力信号は、誤差増幅器31の入力を短絡させるスイッチS1を閉じる。従って、制御サブユニット11の電圧制御ループは、この時間間隔においてアクティブではない。
制御サブユニット21は、交流メイン期間の第1の半波において、端子bと端子aとの間の正の電圧を測定する。
ba(t)=VC2(t)=Vmains(t)
電圧Vba(t)も、図14に示されている制御サブユニット11及び21の比較器CO1によって、直流基準電圧(例えばVref.1=2V)と比較される。電圧Vba(t)がVref.1より大きくなる場合、この比較器CO1は、論理high信号を生成する。Vba(t)が内部直流基準電圧Vref.1よりも大きくなると直ちに、制御サブユニット21は、調整された直流出力電圧を生成するように第2の動作モードに変わる。
制御サブユニット21は、図11に示されている自身の端子eにおけるゲート信号を生成し、前記ゲート信号は、DC/DCコンバータとしてバックブーストコンバータ回路20を動作させるようにMOSFETQ2へと伝導される。電流IL2(t)は、図13に示されているように上方に傾斜している。ひとたびMOSFETトランジスタQ2がオフにされると、インダクタL2に蓄積されているエネルギを出力フィルタコンデンサC3内に輸送するように、前記電流は、MOSFETトランジスタQ2から、整流器ダイオードD2(図5に示されている実施例の場合)又は同期整流器スイッチQ4(図6に示されている実施例の場合)へと方向転換する。制御サブユニット21の端子dは、この出力電圧を調整する電圧制御ループのためのフィードバック信号として出力電圧Vloadを測定するのに使用される。
半分の前記メイン期間の終わりにおいて、Vba(t)=VC2(t)(図9参照)は、内部基準電圧レベルVref.1未満に降下する。比較器CO1は、制御サブユニット21の出力eにおけるパルス幅変調ゲート信号をオフにする論理AND関数Aに、論理low信号を送る。
t=10msにおける交流メイン電圧Vmains(t)のゼロ交差(図7参照)の後、両方のバックブーストコンバータ10、20は、これらの機能を変化させる。時間間隔10ms<t<20msの初めにおいて、MOSFETトランジスタQ2のインバースダイオードは、導通するようになり、メイン整流器ダイオードとして動作する。これは、今、
C1(t)=−Vmains(t)
C2(t)=−Imains(t)*j2πfmains+VSD(Q2)
に従う。
制御サブユニット11の端子電圧Vba(t)=VC1(t)(図8参照)が、内部基準電圧Vref.1よりも大きいとすぐに、バックブーストコンバータ10は、調整されたDC出力電圧を生成するように自身の動作を開始する。電流IL1(t)は、図12に示されている。同時に、制御サブユニット21は、伝導損失を減少させる同期整流器としてMOSFETトランジスタQ2をオンにする負電圧Vca(t)=−VC1(t)を検出する。
MOSFETトランジスタQ1及びQ2のインバースダイオードを使用することにより、又は2つのMOSFETトランジスタQ1又はQ2の一方を同期メイン電流整流器として動作させることにより、コンデンサC1及びC2の両方における最大電圧は、図2において上方に示されている既知の実施例よりも2倍以上低いメイン電圧振幅である。従って、当該構成要素の電圧ストレス及び内部の電力の流れは、この既知の実施例において利用される制御原理と比較して大いに減少される。
図5及び6において示される回路は、電圧制御ループによって調整された直流出力電圧を生成する。この電圧制御ループの安定性は、ピーク電流制御ループを前記電圧制御ループに付加することによって改善されることができる。図16は、ピーク電流制御ループを含む電子駆動回路の第3の実施例を示している。両方の制御サブユニット13、23は、インダクタL1及びL2のピーク電流を監視するように付加的な入力hを有する。図17は、制御サブユニット13、23の回路図を示している。制御サブユニット13、23の電圧誤差増幅器31の出力に、端子bにおいて測定される、整流された交流メイン電圧を乗算することにより、インダクタL1及びL2におけるピーク電流と電子ドライバのエネルギの流れとは、前記交流メイン電圧の時間関数に従って調整され、この結果、類似の交流時間関数及び高い力率を有する交流メイン電流をもたらす。
図5、6及び16に示されている回路は、制御サブユニット端子b及びdにおいて監視される調整された平均直流出力電圧Vloadを生成する。LEDダイオードのような負荷における調整された平均直流電流の制御は、付加的な手段、特に、図18に示されている電子駆動回路の更なる実施例に示されているような、拡張された制御機能によって達成されることができる。両方の制御サブユニット13、23は、自身の制御入力b及びdにおける電流分路R3によって負荷LEDにおける直流電流を監視している。この信号は、図17に示されている基準信号Vref.2と比較され、前記誤差増幅器の出力信号は、制御入力bにおける整流されたメイン電圧信号と乗算される。この信号は、必要な前記交流メイン電流の2倍であるインダクタL1又はL2におけるピーク電流をMOSFETトランジスタQ1又はQ2が常に生成するように、MOSFETトランジスタQ1又はQ2をオンにする電流制御ループのための基準信号である。前記ピーク電流は、制御サブユニット13、23の入力hにおける分路抵抗R1及びR2によって監視されている。この制御技術は、結果として、前記交流メイン電流の高い力率をもたらす。
図19は、本発明による電子駆動回路の更なる実施例の回路図を示している。図5に示されている実施例と比較して、1つの共通の制御サブユニット40のみが、2つの別個の制御サブユニット11、21の代わりに、両方のバックブーストコンバータ10、20を制御するために設けられている。しかしながら、両方の機能及び制御は、おおむね同一である。
本発明は、一般的及び特別な照明用途におけるLED及びOLEDのような、電気的負荷に、調整された直流電流を交流メインから供給する電子駆動回路及びこの制御原理を提案するものであり、前記駆動回路は、少ない構成要素数及びより高い効率を有する。前記回路は、2つのバックブーストコンバータを有しており、単一の変換段におけるAC/DC及びDC/DCコンバータを実現するための専用のデュアルモード原理に従って動作する。この回路は、ランプドライバがLED又はOLEDシステムに組み込まれている場合、特別に興味深いものであり、この高い効率が、当該システムの低い熱応力に寄与する。
本発明は、添付図面及び上述の記載において、詳細に説明され記載されたが、このような例及び説明は、説明的なもの又は例示的なものとみなされるべきであり、限定的なものとみなされるべきではなく、本発明は、開示されている実施例に限定されるものではない。開示されている前記実施例に対する他の変化は、前記添付図面、本明細書及び添付請求項の熟慮により、添付請求項に記載の本発明を実施する際に当業者によって理解され、行われることができる。
例えば、バックブーストコンバータ10、20又は前記制御ユニット及びサブユニットの特定の実施化は、示されている実施例に限定されるものではない。前記制御ユニット及びサブユニットは、例えば、ソフトウェア、ハードウェア又はソフトウェアとハードウェアとの混合において実施化されることができる。パワー半導体Q1乃至Q4及び/又はダイオードD1、D2は、他の電子構成要素(例えば他のトランジスタ又は電子回路)によって実施化されることもできる。
「有する」という語は、他の構成要素又はステップを排除するものではなく、単数形の構成要素は、複数のこのような構成要素を排除するものではない。単一の要素又は他のユニットが、添付請求項に列挙されている幾つかの項目の機能を実現しても良い。特定の手段が、相互に異なる従属請求項において引用されているという単なる事実は、これらの手段の組み合わせが有利になるように使用されることができないと示すものではない。
添付請求項の如何なる符号も、この範囲を制限するものとして解釈されてはならない。

Claims (11)

  1. 電子負荷に直流電流又は電圧を供給する電子駆動回路であって、
    交流入力電圧を受け取るための交流入力部と、
    主に前記交流入力電圧を整流する整流器として及び主に整流された前記交流入力電圧の直流変換のためのDC/DCコンバータとして交互に動作する2つのバックブーストコンバータと、
    − 前記交流入力電圧のゼロ交差を監視する、及び
    − ゼロ交差の検出に応じて前記2つのバックブーストコンバータの動作モードを制御し、全ての期間にわたって、一方の前記バックブーストコンバータが整流器として主に動作すると共に、他方の前記バックブーストコンバータがDC/DCコンバータとして主に動作するように制御する、
    制御ユニットと、
    を有する電子駆動回路。
  2. 前記制御ユニットが前記交流入力電圧の符号を監視する、請求項1に記載の電子駆動回路。
  3. 前記2つのバックブーストコンバータの少なくとも一方は、パワー半導体、特にMOSFETトランジスタ、整流器ダイオード及びコンバータインダクタを有している、請求項1に記載の電子駆動回路。
  4. 前記2つのバックブーストコンバータの少なくとも一方は、第1のパワー半導体、特に第1のMOSFETトランジスタと、第2のパワー半導体、特に第2のMOSFETトランジスタ及びコンバータインダクタとを有している、請求項1に記載の電子駆動回路。
  5. 前記制御ユニットは、
    − 前記交流入力電圧のゼロ交差を監視する、及び
    − ゼロ交差の検出に応じて動作モードを変更するように対応するバックブーストコンバータを制御する、
    単一の制御サブユニットを有する、
    請求項1に記載の電子駆動回路。
  6. 前記制御ユニットは、2つの制御サブユニットを有しており、
    前記2つの制御サブユニットの各々は、独立に
    − 前記交流入力電圧のゼロ交差を監視し、及び
    − ゼロ交差の検出に応じて動作モードを変更するように、対応する前記バックブーストコンバータを制御する
    ように、前記2つのバックブーストコンバータの一方に含まれている、
    請求項1に記載の電子駆動回路。
  7. 前記制御ユニットは、調整された出力によってバックブーストコンバータのパワー半導体としての1つのパワー半導体と、同期整流器としての前記第2のパワー半導体とをオンにするための2つの比較器及び内部直流基準電圧を有する、請求項1に記載の電子駆動回路。
  8. 前記電子負荷に供給される前記直流電圧を制御する制御ループであって、
    前記直流電圧を監視するための2つの制御ユニット端子と、
    内部直流基準電圧と、
    監視されている前記直流電圧を前記直流基準電圧と比較する誤差増幅器と、
    パルスを生成し、調整された出力電圧を生成するための前記2つのパワー半導体のうちの一方に前記パルスを供給するパルス幅変調器と、
    を有する制御ループを更に有する請求項1に記載の電子駆動回路。
  9. 前記制御ユニットは、前記電子負荷に供給される前記直流電圧を制御する第1の制御ループと、バックブーストインダクタにおけるピーク電流を制御する第2の制御ループとを有しており、前記制御ループは、
    2つの入力端子と、
    前記電子負荷における電圧を測定する差動増幅器と、
    前記2つのバックブーストコンバータのピーク電流を監視するため監視ユニットと、
    監視されている前記直流電圧を第2の内部基準電圧と比較する処理ユニットと、
    を有しており、前記差動増幅器の出力信号は、前記バックブーストコンバータの前記インダクタにおけるピーク電流を調整する電流制御ループのための基準信号を生成するように、制御入力における前記整流されたメイン電圧信号と乗算される、請求項1に記載の電子駆動回路。
  10. 前記制御ユニットは、前記電子負荷に供給される前記直流電流を制御するための第1の制御ループと、バックブーストインダクタにおけるピーク電流を制御する第2の制御ループとを有しており、前記制御ループは、
    前記電子負荷における前記直流電流を監視する第1の監視ユニットと、
    前記2つのバックブーストコンバータにおける前記ピーク電流を監視する第2の監視ユニットと、
    監視されている前記直流電流を第2の内部基準電圧と比較する処理ユニットと、
    を有しており、誤差増幅器の出力信号が、前記バックブーストコンバータのインダクタにおける前記ピーク電流を調整する電流制御ループのための基準信号を生成するために、制御入力における整流された前記メイン電圧信号と乗算される、請求項6に記載の電子駆動回路。
  11. 電子負荷に直流電流又は電圧を供給する電子駆動方法であって、
    交流入力電圧を受け取るステップと、
    前記交流入力電圧を、2つのバックブーストコンバータのうちの第1のバックブーストコンバータによって整流するステップと、
    整流された前記交流入力電圧を、前記2つのバックブーストコンバータのうちの第2のバックブーストコンバータによって直流変換するステップと、
    前記交流入力電圧の前記ゼロ交差を監視するステップと、
    全ての期間において、一方の前記バックブーストコンバータが整流器として主に動作すると共に他方の前記バックブーストコンバータがDC/DCコンバータとして主に動作するように、ゼロ交差の検出に応じて前記2つのバックブーストコンバータの動作モードを変更するように、前記2つのバックブーストコンバータを制御するステップと、
    を有する方法。
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Families Citing this family (21)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI382626B (zh) * 2009-10-09 2013-01-11 Foxsemicon Integrated Tech Inc 放電電路
US8553439B2 (en) * 2010-02-09 2013-10-08 Power Integrations, Inc. Method and apparatus for determining zero-crossing of an AC input voltage to a power supply
US8299730B2 (en) 2010-02-09 2012-10-30 Power Integrations, Inc. Integrated on-time extension for non-dissipative bleeding in a power supply
US8237371B2 (en) * 2010-10-29 2012-08-07 O2 Micro, Inc Differential driving circuit for powering a light source
KR20130117842A (ko) * 2011-02-03 2013-10-28 미쓰비시덴키 가부시키가이샤 시퀀서 시스템의 아날로그 유닛
US9497814B2 (en) 2011-06-10 2016-11-15 Koninklijke Philips N.V. Driver device and driving method for driving a load, in particular an LED unit
US9351354B2 (en) 2011-06-17 2016-05-24 Koninklijke Philips N.V. Driver device for driving an LED unit
JP5678860B2 (ja) * 2011-10-07 2015-03-04 株式会社安川電機 交流直流変換器
KR101876455B1 (ko) 2011-11-07 2018-07-11 삼성디스플레이 주식회사 Dc-dc 컨버터 및 이를 포함하는 발광 다이오드 구동 장치
CN102573235B (zh) * 2012-01-11 2013-07-24 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 一种高效率的led驱动电路及其驱动方法
US20130193865A1 (en) * 2012-01-26 2013-08-01 Joseph Rudy Keller Method and apparatus for driving a light emitting diode strobe
US9577541B2 (en) 2012-03-20 2017-02-21 Indiana University Research And Technology Corporation Single switch infinite-level power inverters
CN103427633A (zh) * 2012-05-15 2013-12-04 通用电气公司 高压应用的开关模式功率转换器
US10971894B2 (en) * 2015-06-22 2021-04-06 Maxim Integrated Products, Inc. Driver for high speed laser diode
US9426854B1 (en) * 2015-11-30 2016-08-23 General Electric Company Electronic driver for controlling an illumination device
US9420656B1 (en) * 2015-12-15 2016-08-16 Tong Xin Technology Co., Ltd. Light emitting diode dimmer circuit
US9825552B1 (en) * 2016-09-13 2017-11-21 Kabushiki Kaisha Toshiba Power conversion apparatus
CN107546965A (zh) * 2017-09-26 2018-01-05 广东工业大学 一种交直流混合的四端口电力电子变压器
US10797660B2 (en) 2018-04-16 2020-10-06 Maxim Integrated Products, Inc. Multiphase buck-boost amplifier
GB2573318B (en) * 2018-05-03 2020-06-10 Zhong Qingchang SYNDEM converter
RU2739704C1 (ru) * 2020-09-29 2020-12-28 Дмитрий Николаевич Карпенко Устройство и система модульного равномерного освещения

Family Cites Families (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR2729516B1 (fr) * 1995-01-13 1997-04-18 Sextant Avionique Convertisseurs de tension bidirectionnels de type continu-continu et capteur de courant
JP2000270564A (ja) * 1999-03-15 2000-09-29 Mitsubishi Electric Corp 連系装置
US6320772B1 (en) * 1999-05-26 2001-11-20 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Converter circuit having control means with capability to short-circuit converter output
DE10004024A1 (de) 2000-01-31 2001-08-02 Guenther Bebenroth Schaltungsanordnung zum Betreiben von Leuchtdioden
US6636431B2 (en) 2000-12-04 2003-10-21 Nec Tokin Corporation Symmetrical DC/DC converter
JP2004173421A (ja) * 2002-11-20 2004-06-17 Matsushita Electric Ind Co Ltd Dc/dcコンバータ
US20060198172A1 (en) * 2003-10-01 2006-09-07 International Rectifier Corporation Bridgeless boost converter with PFC circuit
WO2005091483A1 (ja) * 2004-03-18 2005-09-29 Mitsui & Co., Ltd. Dc−dcコンバータ
US7269038B2 (en) * 2005-09-12 2007-09-11 Fairchild Semiconductor Corporation Vrms and rectified current sense full-bridge synchronous-rectification integrated with PFC
US7518895B2 (en) * 2006-06-30 2009-04-14 Fairchild Semiconductor Corporation High-efficiency power converter system

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