KR20100113603A - 전자 드라이버 회로 및 방법 - Google Patents

전자 드라이버 회로 및 방법 Download PDF

Info

Publication number
KR20100113603A
KR20100113603A KR1020107019184A KR20107019184A KR20100113603A KR 20100113603 A KR20100113603 A KR 20100113603A KR 1020107019184 A KR1020107019184 A KR 1020107019184A KR 20107019184 A KR20107019184 A KR 20107019184A KR 20100113603 A KR20100113603 A KR 20100113603A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
voltage
control
converter
mains
electronic
Prior art date
Application number
KR1020107019184A
Other languages
English (en)
Inventor
울리치 보에케
Original Assignee
코닌클리즈케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이.
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 코닌클리즈케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이. filed Critical 코닌클리즈케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이.
Publication of KR20100113603A publication Critical patent/KR20100113603A/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B45/00—Circuit arrangements for operating light-emitting diodes [LED]
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H02M3/1582—Buck-boost converters

Abstract

본 발명은 전자 부하(LED1, LED2, ..., LEDn)에 DC 전류 또는 전압(Vload)을 공급하기 위한 전자 드라이버 회로 및 대응하는 방법에 관한 것이다. 높은 효율 및 전자 부하에 대한 낮은 열응력을 달성하기 위하여, 제안된 드라이버 회로는, AC 입력 전압(Vmains)을 수신하기 위한 AC 입력(L, N), - 상기 AC 입력 전압(Vmains)을 정류하기 위한 정류기로서 및 상기 정류된 AC 입력 전압의 DC 변환을 위한 DC/DC 컨버터로서 번갈아 동작하기 위한 2개의 강압-승압 컨버터들(10, 20), 및 상기 AC 입력 전압(Vmains)의 제로 크로싱을 모니터하고, 제로 크로싱을 검출하면 그들의 동작 모드들을 변경하도록 상기 2개의 강압-승압 컨버터들(10, 20)을 제어하여, 모든 기간들 동안에 하나의 강압-승압 컨버터는 정류기로서 동작하고 다른 강압-승압 컨버터는 DC/DC 컨버터로서 동작하도록 하기 위한 제어 유닛(11, 12, 13, 21, 22, 23; 40)을 포함한다.

Description

전자 드라이버 회로 및 방법{ELECTRONIC DRIVER CIRCUIT AND METHOD}
본 발명은 전자 부하, 특히 직렬로 연결된 다수의 LED들 또는 OLED들에 DC 전류 또는 전압을 공급하는 전자 드라이버 회로 및 대응하는 방법에 관한 것이다.
LED 램프들 및 조명들은 형광등 및 TL-램프 응용들의 전통적인 시장 세그먼트에 점점 더 침투하고 있다.
공지된 LED 드라이버 회로들은 AC 메인 그리드(AC mains grid)로부터의 DC 전류로 LED들을 동작시키기 위해 2개 또는 3개의 개별 전력 컨버터들을 포함한다. 따라서, 그것들은 높은 컴포넌트 개수(high component count) 및 약 80%의 보통의 효율(moderate efficiency)을 갖는다. 25W보다 높은 전력 레벨을 갖는 응용들은 통상적으로 AC 메인 전류 고조파 표준들(AC mains current harmonic standards)을 달성하기 위한 제2 DC/DC 승압 컨버터(boost converter)를 포함하여, 컴포넌트 개수를 더 증가시킨다.
낮은 컴포넌트 개수 및 높은 효율은 또한 전력의 역전달(inverse transfer), 예를 들면 태양 전지들로부터 AC 그리드로의 DC 전류의 전달을 위해 중요하다. 이중 강압-승압 DC/AC 인버터(dual buck-boost DC/AC inverter)는 N. Vazquez 등의, "Analysis and experimental study of the buck, boost and buck-boost inverters", Proceedings of the IEEE Power Electronics Specialist Conference, 1999, pp 801-806로부터 공지되어 있다. 그러나, 이 회로는 그것의 제어 원리 때문에 불리점들이 있다. 특히, 2개의 변조된 DC 전압들은 높은 피크 값을 갖고 낮은 효율을 초래하는 높은 내부 전력 흐름이 있다.
단일 강압-승압 DC/DC 컨버터의 원리 동작은 Mohan, Underland, Robins의, "Power Electronics: Converters, Applications and Design", John Wiley & Sons, ISBN 0-471-50537-4, 1989로부터 공지되어 있다. 98%까지의 효율을 갖는 60 W 강압-승압 DC/DC 컨버터는 W, Zhou, T. Philips의, "Industry's First 4-Switch Buck-Boost Controller Achieves Highest Efficiency Using a Single Inductor", Linear Technology Corporation, Design Note 369, 2005에 개시되어 있다.
US 2007/0058402 A1은 1(unity)에 가까운 역률(power factor)을 제공하도록 제어되는 동기 풀 브리지 정류기(synchronous full bridge rectifier)를 개시하고 있다. 그 풀 브리지 정류기들은, 각각이 제어 입력을 갖는, 트랜지스터들이다. AC 입력 신호 및 회로 내의 전류들이 감지되어 제어기에 보내진다. 응답으로, 제어기는 AC 입력 신호에 관하여 거의 1의 역률을 형성하기 위해 정류 MOSFET들을 적시에 온/오프 시키는 제어 신호들을 출력한다. 전파(full-wave) 정류기는 N-채널 MOSFET들로 만들어지고, 일부 MOSFET들은 빠른 바디 다이오드들(fast body diodes)을 갖는다. MOSFET들은 정류기들 및 PFC(power factor circuit) 제어 엘리먼트들이다. 결과는 PFC를 갖는 원-스테이지 동기 정류기(one-stage synchronous rectifier)이다. 솔리드 스테이트 정밀 아날로그 차동 증폭기(solid state precision analogue differential amplifier)가 AC 라인 파형을 감지하고 고주파 변류기들(high frequency current transformers)이 전류들을 감지한다. 제어기는 증폭기의 입력들 및 감지된 전류들을 수신하고 4개의 MOSFET들을 온 및 오프 시키는 제어 신호들을 출력한다. 온/오프 시키는 타이밍은 AC 소스로부터 도출된 전류가 사인파(sinusoidal)이고 사인파 AC 소스의 위상과 매칭하도록 배열된다. 이 특수한 승압 컨버터 회로는 입력 전압보다 더 높은 DC 출력 전압을 생성한다. 그러나, LED들 및 OLED들은 제한된 DC 공급 버스 전압을 갖기 때문에, 직렬로 연결된 다수의 LED들 또는 OLED들에 공급하기 위해, 이 회로는 적합하지 않다. 높은 DC 버스 전압들은 일부 직렬 연결된 LED들 또는 OLED들에서 이들 장치들을 손상시킬 수 있는 높은 전계를 발생시킨다.
[발명의 개요]
본 발명의 목적은 전자 부하, 특히 직렬로 연결된 다수의 LED들 또는 OLED들에, 높은 효율을 달성하고 그 전자 부하에 낮은 열응력(thermal stress)를 가하도록, DC 전류 또는 전압을 공급하기 위한 전자 드라이버 회로 및 대응하는 방법을 제공하는 것이다.
본 발명의 제1 양태에서는, 전자 드라이버 회로로서,
- AC 입력 전압을 수신하기 위한 AC 입력,
- 상기 AC 입력 전압을 정류하기 위한 정류기로서 및 상기 정류된 AC 입력 전압의 DC 변환을 위한 DC/DC 컨버터로서 번갈아 동작하기 위한 2개의 강압-승압 컨버터들, 및
- 상기 AC 입력 전압의 제로 크로싱(zero crossing)을 모니터하고, 제로 크로싱을 검출하면 그들의 동작 모드들을 변경하도록 상기 2개의 강압-승압 컨버터들을 제어하여, 모든 기간들 동안에 하나의 강압-승압 컨버터는 정류기로서 동작하고 다른 강압-승압 컨버터는 DC/DC 컨버터로서 동작하도록 하기 위한 제어 유닛
을 포함하는 전자 드라이버 회로가 제공된다.
본 발명의 제2 양태에서는, 전자 구동 방법으로서,
- AC 입력 전압을 수신하는 단계,
- 2개의 강압-승압 컨버터들 중 제1 강압-승압 컨버터에 의해 상기 AC 입력 전압을 정류하는 단계,
- 상기 2개의 강압-승압 컨버터들 중 제2 강압-승압 컨버터에 의해 상기 정류된 AC 입력 전압을 DC 변환하는 단계,
- 상기 AC 입력 전압의 제로 크로싱을 모니터하는 단계, 및
- 제로 크로싱을 검출하면 그들의 동작 모드들을 변경하도록 상기 2개의 강압-승압 컨버터들을 제어하여, 모든 기간들 동안에 하나의 강압-승압 컨버터는 정류기로서 동작하고 다른 강압-승압 컨버터는 DC/DC 컨버터로서 동작하도록 하는 단계
를 포함하는 전자 구동 방법이 제공된다.
본 발명은 전용의 이중 모드 원리(dedicated dual-mode principle)에 따라 2개의 강압-승압 컨버터들을 동작시키는 아이디어에 기초하고 있다. 이것은 2개의 기능들, 즉 AC/DC 정류 및 DC/DC 변환을 단일 전력 컨버터에 통합하는 것을 허용한다. 이 2개의 기능들은 2개의 강압-승압 컨버터들에 의해 번갈아 작동된다.
본 발명에 따른 회로 및 방법은, 예를 들면, 메인 정류기 다이오드 브리지(mains rectifier diode bridge)에서와 같은, 전력 손실 소스들이 존재하지 않기 때문에 매우 높은 효율을 제공할 수 있다. 특히, 내부 전력 흐름이 크게 감소되거나 또는 없기 때문에 공지된 이중 강압-승압 컨버터들에 의한 것보다 더 높은 효율이 얻어진다. 또한, 메인 정류기 다이오드들이 없기 때문에 공지된 LED 램프에 의한 것보다 더 높은 효율이 얻어진다. 또한, 본 발명에 따르면 통합된 전자 드라이버로부터, 전자 부하, 예를 들면, LED 또는 OLED 조명 시스템들에 낮은 열응력만이 가해진다.
전자 드라이버 회로의 바람직한 실시예들은 종속 청구항들에서 정의된다. 전자 구동 방법은 유사한 및/또는 동일한 바람직한 실시예들을 갖는다는 것을 이해할 것이다.
바람직한 실시예에 따르면, 상기 제어 유닛은 상기 AC 입력 전압의 부호를 모니터하도록 적응된다. 이것은 상기 AC 입력 전압의 제로 크로싱들을 모니터하는 간단한 방법을 제공한다.
추가 실시예에 따르면, 상기 2개의 강압-승압 컨버터들은 동기 정류기로서 번갈아 동작하도록 적응되고, 이것은 추가적인 효율의 증가를 초래한다. 또한, 상기 2개의 강압-승압 컨버터들이 강압-승압 컨버터로서 번갈아 동작하도록 적응되는 것이 제안된다.
실제 구현에서는 상기 2개의 강압-승압 컨버터들 중 적어도 하나의 강압-승압 컨버터, 바람직하게는 양쪽 강압-승압 컨버터들이 전력 반도체, 특히 MOSFET 트랜지스터, 정류기 다이오드 및 컨버터 인덕터를 포함하는 것이 제안된다. 이것은 소수의 전자 컴포넌트들만을 필요로 하는, 그러한 강압-승압 컨버터의 간단한 구현이다.
다른 실제 구현에서는 상기 2개의 강압-승압 컨버터들 중 적어도 하나의 강압-승압 컨버터, 바람직하게는 양쪽 강압-승압 컨버터들이 제1 전력 반도체, 특히 제1 MOSFET 트랜지스터, 제2 전력 반도체, 특히 제2 MOSFET 트랜지스터, 및 컨버터 인덕터를 포함하는 것이 제안된다. 따라서, 제2 전력 반도체는 정류기 다이오드의 대신에 동기 정류기로서 이용되고, 그에 의해 전력 손실들을 감소시키고 효율을 증가시킨다.
또한 상기 2개의 강압-승압 컨버터들 중 적어도 하나의 강압-승압 컨버터, 바람직하게는 양쪽 강압-승압 컨버터들이 상기 강압-승압 컨버터의 입력 전류를 필터링하기 위한 필터링 커패시터를 포함하는 것이 유리하다.
상기 제어 유닛은, 하나의 실시예에서, 상기 AC 입력 전압의 제로 크로싱을 모니터하고 제로 크로싱을 검출하면 그것의 동작 모드를 변경하도록 각각의 강압-승압 컨버터를 제어하기 위한 단일 제어 서브유닛(single control sub-unit)을 포함한다. 그러나, 대안적인 실시예에서는, 상기 제어 유닛이 2개의 제어 서브유닛들을 포함하고, 각 제어 서브유닛은 상기 AC 입력 전압의 제로 크로싱을 독립적으로 모니터하고 제로 크로싱을 검출하면 그것의 동작 모드를 변경하도록 각각의 강압-승압 컨버터를 제어하기 위해 상기 2개의 강압-승압 컨버터들 중 하나의 강압-승압 컨버터에 포함되는 것이 제안된다.
바람직한 실시예에 따르면, 상기 제어 유닛은 하나의 전력 반도체를 조절된 출력을 갖는 강압-승압 컨버터의 전력 반도체로서 및 제2 전력 반도체를 동기 정류기로서 온 시키기 위해 내부 DC 기준 전압 및 2개의 비교기들을 갖는다. 이로써 AC 메인 정류기 다이오드들의 상당한 전력 손실들이 회피되고 전자 드라이버 회로에서의 열응력이 감소된다.
추가 실시예에 따르면, 상기 전자 드라이버 회로는 상기 부하에 공급되는 DC 전압을 제어하기 위한 제어 루프를 더 포함하고, 상기 제어 루프는,
- 상기 DC 전압을 모니터하기 위한 2개의 제어 유닛 단자들,
- 내부 DC 기준 전압,
- 상기 모니터된 DC 전압과 상기 DC 기준 전압을 비교하기 위한 오차 증폭기, 및
- 조절된 출력 전압을 생성하기 위해 펄스들을 생성하고 2개의 전력 증폭기들 중 하나의 전력 증폭기에 제공하기 위한 펄스 폭 변조기를 포함한다.
이로써 상기 부하는 상기 DC 입력 전압(제어 유닛 단자 a) 및 상기 조절된 DC 출력 전압(제어 유닛 단자 b)에 대하여 상이한 전기 기준 전위들을 갖도록 허용되는 제어 유닛들에 의해 제어된 안정된 DC 전압을 공급받는다.
바람직한 실시예에서, 상기 제어 유닛은 상기 전자 부하에 공급되는 상기 DC 전압을 제어하기 위한 제1 제어 루프 및 강압-승압 인덕터에서 피크 전류를 제어하기 위한 제2 제어 루프를 포함하고, 상기 제어 루프들은,
- 2개의 입력 단자들,
- 상기 전자 부하에서 전압을 측정하기 위한 차동 증폭기,
- 상기 2개의 강압-승압 컨버터들에서 피크 전류를 모니터하기 위한 모니터링 유닛, 및
- 상기 모니터된 DC 전압을 제2 내부 기준 전압과 비교하기 위한 처리 유닛을 포함하고, 상기 차동 증폭기의 출력 신호는 상기 강압-승압 컨버터들의 인덕터들에서 상기 피크 전류들을 조절하는 전류 제어 루프에 대한 기준 신호를 생성하기 위해 제어 입력에서의 상기 정류된 메인 전압 신호와 곱해진다.
따라서, 상기 부하는 높은 역률을 갖는 AC 메인 전류와 함께 안정된 DC 평균 전류를 공급받고, 양쪽 모두는 상기 DC 입력 전압(제어 유닛 단자 a) 및 상기 조절된 DC 출력 전압(제어 유닛 단자 b)에 대하여 상이한 전기 기준 전위들을 갖도록 허용되는 제어 유닛들에 의해 제어된다.
또 다른 실시예에서, 상기 제어 유닛은 상기 전자 부하에 공급되는 DC 전류를 제어하기 위한 제어 루프, 및 상기 강압-승압 인덕터들에서 피크 전류를 제어하는 제2 제어 루프를 포함하고, 상기 제어 루프는,
- 상기 전자 부하에서 상기 DC 전류를 모니터하기 위한 제1 모니터링 유닛,
- 상기 2개의 강압-승압 컨버터들에서 상기 피크 전류를 모니터하기 위한 제2 모니터링 유닛, 및
- 상기 모니터된 DC 전류를 제2 내부 기준 전압과 비교하기 위한 처리 유닛을 포함하고, 상기 오차 증폭기의 출력 신호는 상기 강압-승압 컨버터들의 인덕터들에서 상기 피크 전류들을 조절하는 전류 제어 루프에 대한 기준 신호를 생성하기 위해 제어 입력 b에서의 상기 정류된 메인 전압 신호와 곱해진다.
이것은 강압-승압 컨버터들에서의 최소 피크 에너지 저장 및 따라서 인덕터의 최소 사이즈로 귀착하는 공지된 경계 전도 모드(boundary conduction mode)에서의 강압-승압 컨버터들의 동작의 이점을 제공한다.
바람직하게는, 상기 제1 및 제2 모니터링 유닛들은 션트 저항들(shunt resistors)을 포함한다.
본 발명은 임의의 전자 부하에 DC 전류 또는 DC 전압을 공급하기 위해 이용될 수 있지만, 상기 전자 드라이버 회로는 다수의 LED들 및/또는 OLED들에 DC 전류 또는 DC 전압을 공급하도록 적응되는 것이 바람직하다. 또한, 상기 전자 드라이버 회로는 1에 가까운 높은 역률을 갖는 AC 메인 전류를 생성한다.
본 발명은 지금부터 도면들을 참조하여 더 상세히 설명될 것이다.
도 1은 공지된 LED 드라이버 회로를 나타낸다.
도 2는 공지된 강압-승압 인버터를 나타낸다.
도 3은 도 2에 도시된 공지된 강압-승압 인버터의 AC 출력 전압을 나타낸다.
도 4는 도 2에 도시된 공지된 강압-승압 인버터의 내부 전력 흐름을 나타낸다.
도 5는 본 발명에 따른 전자 드라이버 회로의 제1 실시예의 회로도를 나타낸다.
도 6은 본 발명에 따른 전자 드라이버 회로의 제2 실시예의 회로도를 나타낸다.
도 7은 2개의 메인 기간들에 대한 AC 메인 전압의 시간 함수를 나타낸다.
도 8은 2개의 메인 기간들에 대한 커패시터 C1 전압의 시간 함수를 나타낸다.
도 9는 2개의 메인 기간들에 대한 커패시터 C2 전압의 시간 함수를 나타낸다.
도 10은 전력 반도체 Q1의 게이트-소스 전압의 시간 함수를 나타낸다.
도 11은 전력 반도체 Q2의 게이트-소스 전압의 시간 함수를 나타낸다.
도 12는 인덕터 전류 IL1(t)의 시간 함수를 나타낸다.
도 13은 인덕터 전류 IL2(t)의 시간 함수를 나타낸다.
도 14는 제어 유닛들의 제1 실시예의 회로도를 나타낸다.
도 15는 제어 유닛들의 제2 실시예의 회로도를 나타낸다.
도 16은 본 발명에 따른 전자 드라이버 회로의 제3 실시예의 회로도를 나타낸다.
도 17은 제어 유닛들의 제3 실시예의 회로도를 나타낸다.
도 18은 본 발명에 따른 전자 드라이버 회로의 제4 실시예의 회로도를 나타낸다.
도 19는 본 발명에 따른 전자 드라이버 회로의 제5 실시예의 회로도를 나타낸다.
도 1은 제1 변환 스테이지로서의 AC/DC 메인 정류기(mains rectifier) 및 제2 전력 변환 스테이지로서의 DC/DC 플라이백 컨버터(flyback converter)로 이루어져 있는 드라이버 회로를 묘사한다. 이 드라이버 회로는 일련의 LED들, 즉, LED1, LED2, LED3에, AC 메인 그리드로부터의 DC 전류를 공급한다. 그러나, 그것은 높은 컴포넌트 개수 및 약 80%의 보통의 효율을 갖는다.
도 2는 N. Vazquez 등의, "Analysis and experimental study of the buck, boost and buck-boost inverters", Proceedings of the IEEE Power Electronics Specialist Conference), 1999, pp 801-806로부터 공지된 이중 강압-승압 DC/AC 인버터의 회로도를 묘사한다. 그러나, 이 회로는 단점을 갖는다. 첫째로, 그것은 도 3에 도시된 바와 같이 피크 출력 AC 전압의 2배를 초과하여 높은 피크 값들 갖는 2개의 변조된 DC 전압들 Va(t) 및 Vb(t)를 생성한다. 둘째로, 부하 전류 곱하기 변조된 DC 전압들 Va(t) 및 Vb(t)의 곱은 도 4에 도시된 바와 같이 내부 전력 흐름을 초래한다. 이 내부 전력 흐름은 전도 손실을 증가시키고 따라서 이 컨버터 회로와 제안된 제어 기술과의 조합은 높은 효율로 귀착하지 않는다.
본 발명에 따른 전자 드라이버 회로의 제1 실시예의 회로도는 도 5에 묘사되어 있다. 이 전자 드라이버 회로는 조합된 AC/DC 및 DC/DC 컨버터로서 동작하고 AC 메인 전압 Vmains을 전자 부하, 여기서는 직렬로 연결된 다수의 LED들: LED1, LED2, ..., LEDn에 공급할 조절된 DC 전압 Vload로 변환하고, 상기 드라이버 회로는 낮은 컴포넌트 개수를 갖고 따라서 낮은 비용뿐만 아니라 높은 효율을 갖는다.
전자 드라이버 회로는 2개의 강압-승압 컨버터들(10, 20)을 포함하고, 각 강압-승압 컨버터는 제어 서브유닛들(11, 21), 전력 반도체 Q1, Q2(여기서는 MOSFET 트랜지스터 Q1, Q2), 하나의 단자는 각각의 MOSFET 트랜지스터 Q1, Q2의 드레인 단자에 연결되고 다른 단자는 +DC 출력 단자에 연결된 정류기 다이오드 D1, D2, 및 각각의 MOSFET 트랜지스터 Q1, Q2의 드레인 단자와 DC 접지 출력 단자 사이에 연결된 인덕터 L1, L2를 포함한다.
(도 14에서 더 상세히 묘사된) 제어 서브유닛들(11, 21)은 5개의 제어 단자들 a, b, c, d 및 e를 갖는다. 제어 서브유닛(11)의 제어 단자 a는 MOSFET 트랜지스터 Q1의 소스 단자 및 AC 메인 라인(mains line) 단자 L에 연결된다. 제어 서브유닛(21)의 제어 단자 a는 MOSFET 트랜지스터 Q2의 소스 단자 및 AC 메인 중립(mains neutral) 단자 N에 연결된다.
양쪽 제어 서브유닛들의 제어 단자 b는 DC 접지 출력 단자에 연결된다. 제어 서브유닛(11)의 제어 단자 c는 AC 메인 중립 단자 N에 연결된다. 제어 서브유닛(21)의 제어 단자 c는 AC 메인 라인 단자 L에 연결된다.
양쪽 제어 서브유닛들의 제어 단자들 d는 +DC 출력 단자에 연결된다. DC 출력 단자들 사이에 출력 필터링 커패시터 C3가 연결된다.
각각의 강압-승압 컨버터(10, 20)의 입력 전류를 필터링하기 위해 각각의 MOSFET 트랜지스터 Q1, Q2의 소스 단자와 DC 접지 출력 단자 사이에 입력 커패시터들 C1, C2가 연결된다.
강압-승압 정류기 다이오드들 D1 및 D2의 전도 손실은, 본 발명에 따른 전자 드라이버 회로의 제2 실시예의 회로도를 나타내는 도 6에 묘사된 바와 같이, 전력 반도체들 Q3, Q4(여기서는 그 각각의 소스 단자가 각각의 MOSFET 트랜지스터 Q1, Q2의 드레인 단자에 연결되어 있는 MOSFET 트랜지스터들 Q3, Q4)를 이용해 동기 정류를 실현하는 것에 의해 감소될 수 있다. (도 15에서 더 상세히 묘사된) 2개의 제어 서브유닛들(12 및 22)은 약간 증가된 노력(증폭기(34)보다는 하프-브리지 드라이버(37))을 요구하고 2개의 추가적인 제어 단자들 f 및 g를 갖는다. 제어 단자 f는 각각의 MOSFET 트랜지스터 Q1, Q2의 드레인 단자에 연결되고 제어 단자 g는 각각의 MOSFET 트랜지스터 Q3, Q4의 게이트 단자에 연결된다.
회로들은 대체로 다음과 같이 동작한다. 2개의 강압-승압 컨버터들(10, 20) 중 하나의 강압-승압 컨버터는 동기 메인 정류기로서 동작하고 다른 강압-승압 컨버터는 강압-승압 DC/DC 컨버터로서 동작한다. 이 2개의 기능들은 AC 메인 전압 Vmains(t)의 모든 제로 크로싱 후에 변화한다. 따라서, 회로는 AC 메인 전압의 부호를 검출하고, 그 목적으로, 이 실시예들에서, 제어 서브유닛들(11, 21)은 그것을 모니터하는 제어 입력들 a, b 및 c를 갖는다.
본 발명의 더 상세한 설명을 위해, 도 7에 묘사된 것과 같은 예를 들면 50 Hz의 주파수를 갖는 사인파 AC 메인 전압 Vmains가 고려될 것이다. AC 메인 전압 Vmains는 메인 기간의 처음 절반(first half)(0 < t < 10 ms)에서는 양이고 제2 기간(10 ms < t < 20 ms)에서는 음이다.
다음의 설명은 양의 AC 메인 전압 Vmains(t) > 0을 갖는 메인 기간의 부분 0 < t < 10 ms를 고려한다. 이 시간 기간에서, MOSFET 트랜지스터 Q1의 반전 다이오드(inverse diode)는 AC 메인 전압 Vmains(t)를 정류하고 따라서 다음이 적용된다:
VC2(t) = Vmains(t)
제어 서브유닛(11)은, 도 14에 도시된 바와 같이, 차동 증폭기(30), PI-타입 오차 증폭기(31), 펄스 폭 변조기(32), AND 게이트(33), 증폭기(34), 비교기 및 기준 전압 유닛(35) 및 인버터(36)를 포함한다. 제어 서브유닛(11)은 단자들 b와 a 사이의 작은 전압을 측정한다.
Figure pct00001
제어 서브유닛(11)은 단자들 c와 a 사이의 음의 전압을 더 측정한다.
Vca(t) = -VC2(t) = -Vmains(t)
전압 -Vca(t)는 비교기 CO2에 의하여 양쪽 제어 서브유닛들(11, 21)에 통합된 DC 기준 전압, 예를 들면, Vref .1 = 2 V와 비교된다. 이 비교기는 음의 전압 -Vca(t)가 Vref .1보다 더 커지면 논리 하이 신호를 생성한다. 이 신호는 도 10에 묘사되어 있는 게이트 신호로 MOSFET Q1을 온 시키는 전압을 제어 서브유닛(11)의 단자 e에서 생성한다. MOSFET 트랜지스터 Q1을 온 시키는 것은 그 장치에서의 전도 손실을 감소시킨다. AC 메인 전압 반파(half-wave)의 끝에서, 음의 전압 -Vca(t)는 Vref .1보다 더 작아지고 따라서 MOSFET 트랜지스터 Q1을 오프 시킨다. 또한, 비교기 CO2의 출력 신호는 스위치 S1을 닫고 이것은 오차 증폭기(31)의 입력을 단락시킨다(short-circuits). 따라서, 제어 서브유닛(11)의 전압 제어 루프는 이 시간 간격에서 활성이 아니다.
제어 서브유닛(21)은 AC 메인 기간의 그 처음 반파에서 단자들 b와 a 사이의 양의 전압을 측정한다.
Vba(t) = VC2(t) = Vmains(t)
전압 Vba(t)도 도 14에 묘사된 제어 서브유닛들(11 및 21) 내의 비교기 CO1에 의하여 DC 기준 전압, 예를 들면, Vref .1 = 2 V와 비교된다. 이 비교기 CO1은 전압 Vba(t)가 Vref .1보다 더 커지면 논리 하이 신호를 생성한다. Vba(t)가 내부 DC 기준 전압 Vref1보다 높아지자마자, 제어 서브유닛(21)은 조절된 DC 출력 전압을 생성하는 제2 동작 모드로 변화한다.
제어 서브유닛(21)은 강압-승압 컨버터 회로(20)를 DC/DC 컨버터로서 동작시키기 위해 MOSFET Q2에 전도되는, 도 11에 묘사된 게이트 신호들을 그의 제어 단자 e에서 생성한다. 전류 IL2(t)는 도 13에 묘사된 바와 같이 램프-업한다(ramps-up). 일단 MOSFET 트랜지스터 Q2가 오프 되면, 전류는 MOSFET 트랜지스터 Q2로부터 정류기 다이오드 D2로(도 5에 도시된 실시예에서), 또는 동기 정류기 스위치 Q4로(도 6에 도시된 실시예에서) 방향이 전환되어, 인덕터 L2에 저장된 에너지를 출력 필터 커패시터 C3로 전달한다. 제어 서브유닛(21)의 단자 d는 출력 전압을 조절하는 전압 제어 루프에 대한 피드백 신호로서 출력 전압 Vload를 측정하기 위해 이용된다.
절반 메인 기간의 끝에, Vba(t) = VC2(t)(도 9에 도시됨)는 내부 기준 전압 레벨 Vref1보다 아래로 떨어진다. 비교기 CO1은 제어 서브유닛(21)의 출력 e에서 펄스 폭 변조된 게이트 신호들을 오프 시키는 논리 로우 신호를 논리 AND 함수 A에 보낸다.
(도 7에 도시된) t = 10 ms에서 AC 메인 전압 Vmains(t)의 제로 크로싱 후에, 양쪽 강압-승압 컨버터들(10, 20)은 그들의 기능들을 변경한다. 시간 간격 10 ms < t < 20 ms의 맨 처음에, MOSFET Q2의 반전 다이오드는 전도하게 되고 메인 정류기 다이오드로서 동작한다. 그것은 이제 다음을 따른다:
Figure pct00002
제어 서브유닛들(11)의 단자 전압 Vba(t) = VC1(t)(도 8에 도시됨)가 내부 기준 전압 Vref1보다 더 높아지자마자, 강압-승압 컨버터(10)는 조절된 DC 출력 전압을 생성하는 그것의 동작을 시작한다. 전류 IL1(t)는 도 12에 묘사되어 있다. 그와 동시에, 제어 서브유닛(21)은 전도 손실을 감소시키기 위해 동기 정류기로서 MOSFET 트랜지스터 Q2를 온 시키는 음의 전압 Vca(t) = -VC1(t)를 검출한다.
MOSFET 트랜지스터들 Q1 및 Q2를 이용함으로써 또는 그 2개의 MOSFET 트랜지스터들 Q1 및 Q2 중 하나를 동기 메인 전류 정류기로서 동작시킴으로써, 양쪽 커패시터들 C1 및 C2 상의 최대 전압은 앞에 도 2에 도시된 공지된 실시예에서보다 다 낮은 2배보다 더 많은 메인 전압 진폭이다. 따라서, 컴포넌트 전압 응력 및 내부 전력 흐름은 이 공지된 실시예에서 적용된 제어 원리와 비교하여 크게 감소된다.
도 5 및 6에서 묘사된 회로들은 전압 제어 루프에 의하여 조절된 DC 출력 전압을 생성한다. 이 전압 제어 루프의 안정성은 그것에 피크 전류 제어 루프를 추가함으로써 개선될 수 있다. 도 16은 피크 전류 제어 루프를 포함하는 전자 드라이버 회로의 제3 실시예를 나타낸다. 양쪽 제어 서브유닛들(13, 23)은 인덕터들 L1 및 L2에서 피크 전류를 모니터하는 추가적인 입력 h를 갖는다. 도 17은 제어 서브유닛들(13, 23)의 회로도를 나타낸다. 제어 서브유닛들(13, 23) 내의 전압 오차 증폭기(31)의 출력과 단자 b에서 측정된 정류된 AC 메인 전압을 곱하는 것에 의해, 인덕터들 L1 및 L2에서의 피크 전류뿐만 아니라 전자 드라이버에서의 에너지 흐름은 AC 메인 전압의 시간 함수에 따라서 조절되어, 유사한 AC 시간 함수 및 높은 역률을 갖는 AC 메인 전류로 귀착한다.
도 5, 6 및 16에서 묘사된 회로들은 제어 서브유닛 단자들 b 및 d에서 모니터되는 조절된 평균 DC 출력 전압 Vload를 생성한다. LED 다이오드들과 같은 부하에서의 조절된 평균 DC 전류의 제어는, 도 18에 도시된 전자 드라이버 회로의 추가 실시예에서 도시된 바와 같이, 추가적인 수단, 특히 확장된 제어 기능으로 달성될 수 있다. 양쪽 제어 서브유닛들(13, 23)은 그들의 제어 입력들 b 및 d에서 전류 션트(current shunt) R3에 의하여 부하 LED들에서의 DC 전류를 모니터하고 있다. 이 신호는 도 17에서 묘사된 기준 신호 Vref .2와 비교되고 그 오차 증폭기의 출력 신호는 제어 입력 b에서의 정류된 메인 전압 신호와 곱해진다. 그 신호는 MOSFET들 Q1 및 Q2가 항상 필요한 AC 메인 전류의 2배인 피크 전류를 인덕터들 L1 또는 L2에서 생성하도록 MOSFET 트랜지스터들 Q1 또는 Q2를 온 시키는 전류 제어 루프에 대한 기준 신호이다. 그 피크 전류는 제어 서브유닛들(13, 23)의 입력들 h에서 션트 저항들 R1 및 R2에 의하여 모니터된다. 그 제어 기술은 AC 메인 전류의 높은 역률로 귀착한다.
도 19는 본 발명에 따른 전자 드라이버 회로의 또 다른 실시예의 회로도를 나타낸다. 도 5에 도시된 실시예와 비교하여, 2개의 개별 제어 서브유닛들(11, 21)의 대신에 양쪽 강압-승압 컨버터들(10, 20)을 제어하기 위해 단일 공통 제어 서브유닛(40)이 제공된다. 그러나, 기능 및 제어 양자 모두는 일반적으로 동일하다.
본 발명은 일반 및 특수 조명 응용들에서의 LED들 또는 OLED들과 같은 전기 부하들에 AC 메인으로부터의 조절된 DC 전류를 공급하기 위한 전자 드라이버 회로 및 그의 제어 원리를 제안하고, 그 드라이버 회로는 낮은 컴포넌트 개수 및 높은 효율을 갖는다. 그 회로는 2개의 강압-승압 컨버터들을 포함하고 단일 변환 스테이지에서 AC/DC 및 DC/DC 컨버터를 실현하기 위해 전용의 이중 모드 원리에 따라 동작한다. 이 회로는 LED 또는 OLED 시스템에 램프 드라이버가 통합되는 경우에 특히 중요하고, 그것의 높은 효율은 시스템의 낮은 열응력에 기여한다.
본 발명은 도면들 및 앞의 설명들에서 도시되고 설명되었지만, 그러한 도시 및 설명은 제한적인 것이 아니라 설명적인 또는 예시적인 것으로 간주되어야 하고; 본 발명은 개시된 실시예들에 제한되지 않는다. 도면들, 명세서, 및 첨부된 청구항들로부터, 청구된 발명을 실시함에 있어서 이 기술의 숙련자들에 의해 개시된 실시예들의 다른 변형들이 이해되고 실행될 수 있다.
예를 들면, 강압-승압 컨버터들(10, 20) 또는 제어 유닛들 및 서브유닛들의 특정한 구현은 도시된 실시예들에 제한되지 않는다. 제어 유닛들 및 서브유닛들은, 예를 들면, 소프트웨어, 하드웨어, 또는 소프트웨어와 하드웨어의 혼합으로 구현될 수 있다. 전력 반도체들 Q1 내지 Q4 및/또는 다이오드들 D1, D2는 또한 다른 전자 컴포넌트들, 예를 들면, 다른 트랜지스터들 또는 전자 회로들로 구현될 수 있다.
청구항들에서, 단어 "comprising"은 다른 엘리먼트들 또는 단계들을 배제하지 않고, 부정관사 "a" 또는 "an"은 복수를 배제하지 않는다. 단일 엘리먼트 또는 다른 유닛이 청구항들에 기재된 몇 개의 항목들의 기능들을 이행할 수 있다. 특정한 수단들이 서로 다른 종속 청구항들에 기재되어 있다는 단순한 사실은 이러한 수단들의 조합이 유리하게 이용될 수 없다는 것을 나타내지는 않는다.
청구항들 내의 임의의 참조 부호들은 그 범위를 제한하는 것으로 해석되지 않아야 한다.

Claims (11)

  1. 전자 부하(LED1, LED2, ..., LEDn)에 DC 전류 또는 전압(Vload)을 공급하기 위한 전자 드라이버 회로로서,
    - AC 입력 전압(Vmains)을 수신하기 위한 AC 입력(L, N),
    - 상기 AC 입력 전압(Vmains)을 정류하기 위한 정류기로서 및 상기 정류된 AC 입력 전압의 DC 변환을 위한 DC/DC 컨버터로서 번갈아 동작하기 위한 2개의 강압-승압 컨버터들(buck-boost converters)(10, 20), 및
    - 상기 AC 입력 전압(Vmains)의 제로 크로싱(zero crossing)을 모니터하고, 제로 크로싱을 검출하면 그들의 동작 모드들을 변경하도록 상기 2개의 강압-승압 컨버터들(10, 20)을 제어하여, 모든 기간들 동안에 하나의 강압-승압 컨버터는 정류기로서 동작하고 다른 강압-승압 컨버터는 DC/DC 컨버터로서 동작하도록 하기 위한 제어 유닛(11, 12, 13, 21, 22, 23; 40)
    을 포함하는 전자 드라이버 회로.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 제어 유닛(11, 12, 13, 21, 22, 23; 40)은 상기 AC 입력 전압(Vmains)의 부호를 모니터하도록 되어 있는 전자 드라이버 회로.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 2개의 강압-승압 컨버터들(10, 20) 중 적어도 하나의 강압-승압 컨버터는 전력 반도체(Q1, Q2), 특히 MOSFET 트랜지스터, 정류기 다이오드(D1, D2) 및 컨버터 인덕터(L1, L2)를 포함하는 전자 드라이버 회로.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 2개의 강압-승압 컨버터들(10, 20) 중 적어도 하나의 강압-승압 컨버터는 제1 전력 반도체(Q1, Q2), 특히 제1 MOSFET 트랜지스터, 제2 전력 반도체(Q3, Q4), 특히 제2 MOSFET 트랜지스터, 및 컨버터 인덕터(L1, L2)를 포함하는 전자 드라이버 회로.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 제어 유닛은 상기 AC 입력 전압(Vmains)의 제로 크로싱을 모니터하고 제로 크로싱을 검출하면 그것의 동작 모드를 변경하도록 각각의 강압-승압 컨버터(10, 20)를 제어하기 위한 단일 제어 서브유닛(single control sub-unit)(40)을 포함하는 전자 드라이버 회로.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 제어 유닛은 2개의 제어 서브유닛들(11, 12, 13, 21, 22, 23)을 포함하고, 각 제어 서브유닛은 상기 AC 입력 전압(Vmains)의 제로 크로싱을 독립적으로 모니터하고 제로 크로싱을 검출하면 그것의 동작 모드를 변경하도록 각각의 강압-승압 컨버터(10, 20)를 제어하기 위해 상기 2개의 강압-승압 컨버터들(10, 20) 중 하나의 강압-승압 컨버터에 포함되는 전자 드라이버 회로.
  7. 제1항에 있어서,
    상기 제어 유닛(11, 12, 13, 21, 22, 23; 40)은 하나의 전력 반도체(Q1, Q2)를 조절된 출력을 갖는 강압-승압 컨버터의 전력 반도체로서 및 제2 전력 반도체를 동기 정류기로서 온 시키기 위해 내부 DC 기준 전압(Vref .1) 및 2개의 비교기들(CO1, CO2)을 갖는 전자 드라이버 회로.
  8. 제1항에 있어서,
    상기 부하(LED1, LED2, ..., LEDn)에 공급되는 상기 DC 전압(Vload)을 제어하기 위한 제어 루프를 더 포함하고, 상기 제어 루프는,
    - 상기 DC 전압을 모니터하기 위한 2개의 제어 유닛 단자들,
    - 내부 DC 기준 전압(Vref .2),
    - 상기 모니터된 DC 전압과 상기 DC 기준 전압압(Vref.2)을 비교하기 위한 오차 증폭기, 및
    - 조절된 출력 전압을 생성하기 위해 펄스들을 생성하고 2개의 전력 증폭기들(Q1, Q2) 중 하나의 전력 증폭기에 제공하기 위한 펄스 폭 변조기(PWM)를 포함하는 전자 드라이버 회로.
  9. 제1항에 있어서,
    상기 제어 유닛(13, 23)은 상기 전자 부하(LED1, LED2, ..., LEDn)에 공급되는 상기 DC 전압을 제어하기 위한 제1 제어 루프 및 강압-승압 인덕터들(L1, L2)에서 피크 전류를 제어하기 위한 제2 제어 루프를 포함하고, 상기 제어 루프들은,
    - 2개의 입력 단자들,
    - 상기 전자 부하에서 전압을 측정하기 위한 차동 증폭기,
    - 상기 2개의 강압-승압 컨버터들(10, 20)에서 피크 전류를 모니터하기 위한 모니터링 유닛(R1, R2), 및
    - 상기 모니터된 DC 전압을 제2 내부 기준 전압(Vref .2)과 비교하기 위한 처리 유닛을 포함하고, 상기 차동 증폭기의 출력 신호는 상기 강압-승압 컨버터들의 인덕터들에서 상기 피크 전류들을 조절하는 전류 제어 루프에 대한 기준 신호를 생성하기 위해 제어 입력에서의 상기 정류된 메인 전압 신호(mains voltage signal)와 곱해지는 전자 드라이버 회로.
  10. 제6항에 있어서,
    상기 제어 유닛(13, 23)은 상기 전자 부하(LED1, LED2, ..., LEDn)에 공급되는 DC 전류를 제어하기 위한 제어 루프, 및 상기 강압-승압 인덕터들(L1, L2)에서 피크 전류를 제어하는 제2 제어 루프를 포함하고, 상기 제어 루프는,
    - 상기 전자 부하(LED1, LED2, ..., LEDn)에서 상기 DC 전류를 모니터하기 위한 제1 모니터링 유닛(R3),
    - 상기 2개의 강압-승압 컨버터들(10, 20)에서 상기 피크 전류를 모니터하기 위한 제2 모니터링 유닛(R1, R2), 및
    - 상기 모니터된 DC 전류를 제2 내부 기준 전압(Vref .2)과 비교하기 위한 처리 유닛(13, 23)을 포함하고, 오차 증폭기의 출력 신호는 상기 강압-승압 컨버터들의 인덕터들에서 상기 피크 전류들을 조절하는 전류 제어 루프에 대한 기준 신호를 생성하기 위해 제어 입력 b에서의 상기 정류된 메인 전압 신호와 곱해지는 전자 드라이버 회로.
  11. 전자 부하(LED1, LED2, ..., LEDn)에 DC 전류 또는 전압(Vload)을 공급하는 전자 구동 방법으로서,
    - AC 입력 전압(Vmains)을 수신하는 단계,
    - 2개의 강압-승압 컨버터들(10, 20) 중 제1 강압-승압 컨버터에 의해 상기 AC 입력 전압(Vmains)을 정류하는 단계,
    - 상기 2개의 강압-승압 컨버터들(10, 20) 중 제2 강압-승압 컨버터에 의해 상기 정류된 AC 입력 전압을 DC 변환하는 단계,
    - 상기 AC 입력 전압(Vmains)의 제로 크로싱을 모니터하는 단계, 및
    - 제로 크로싱을 검출하면 그들의 동작 모드들을 변경하도록 상기 2개의 강압-승압 컨버터들(10, 20)을 제어하여, 모든 기간들 동안에 하나의 강압-승압 컨버터는 정류기로서 동작하고 다른 강압-승압 컨버터는 DC/DC 컨버터로서 동작하도록 하는 단계
    를 포함하는 전자 구동 방법.
KR1020107019184A 2008-01-29 2009-01-26 전자 드라이버 회로 및 방법 KR20100113603A (ko)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
EP08101059 2008-01-29
EP08101059.7 2008-01-29

Publications (1)

Publication Number Publication Date
KR20100113603A true KR20100113603A (ko) 2010-10-21

Family

ID=40801981

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020107019184A KR20100113603A (ko) 2008-01-29 2009-01-26 전자 드라이버 회로 및 방법

Country Status (7)

Country Link
US (1) US8355268B2 (ko)
EP (1) EP2248249B1 (ko)
JP (1) JP5117580B2 (ko)
KR (1) KR20100113603A (ko)
CN (1) CN101926082B (ko)
TW (1) TW200942076A (ko)
WO (1) WO2009095836A2 (ko)

Families Citing this family (23)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI382626B (zh) * 2009-10-09 2013-01-11 Foxsemicon Integrated Tech Inc 放電電路
US8299730B2 (en) 2010-02-09 2012-10-30 Power Integrations, Inc. Integrated on-time extension for non-dissipative bleeding in a power supply
US8553439B2 (en) * 2010-02-09 2013-10-08 Power Integrations, Inc. Method and apparatus for determining zero-crossing of an AC input voltage to a power supply
US8237371B2 (en) * 2010-10-29 2012-08-07 O2 Micro, Inc Differential driving circuit for powering a light source
WO2012105029A1 (ja) * 2011-02-03 2012-08-09 三菱電機株式会社 シーケンサシステムのアナログユニット
BR112013031254A2 (pt) 2011-06-10 2017-04-25 Koninklijke Philips Nv dispositivo driver e equipamento luminoso
US9351354B2 (en) 2011-06-17 2016-05-24 Koninklijke Philips N.V. Driver device for driving an LED unit
JP5678860B2 (ja) * 2011-10-07 2015-03-04 株式会社安川電機 交流直流変換器
KR101876455B1 (ko) 2011-11-07 2018-07-11 삼성디스플레이 주식회사 Ｄｃ-ｄｃ 컨버터 및 이를 포함하는 발광 다이오드 구동 장치
CN102573235B (zh) * 2012-01-11 2013-07-24 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 一种高效率的led驱动电路及其驱动方法
US20130193865A1 (en) * 2012-01-26 2013-08-01 Joseph Rudy Keller Method and apparatus for driving a light emitting diode strobe
US9577541B2 (en) 2012-03-20 2017-02-21 Indiana University Research And Technology Corporation Single switch infinite-level power inverters
CN103427633A (zh) * 2012-05-15 2013-12-04 通用电气公司 高压应用的开关模式功率转换器
US10971894B2 (en) 2015-06-22 2021-04-06 Maxim Integrated Products, Inc. Driver for high speed laser diode
US9426854B1 (en) * 2015-11-30 2016-08-23 General Electric Company Electronic driver for controlling an illumination device
US9420656B1 (en) * 2015-12-15 2016-08-16 Tong Xin Technology Co., Ltd. Light emitting diode dimmer circuit
US9825552B1 (en) * 2016-09-13 2017-11-21 Kabushiki Kaisha Toshiba Power conversion apparatus
CN107546965A (zh) * 2017-09-26 2018-01-05 广东工业大学 一种交直流混合的四端口电力电子变压器
US10797660B2 (en) 2018-04-16 2020-10-06 Maxim Integrated Products, Inc. Multiphase buck-boost amplifier
GB2573318B (en) * 2018-05-03 2020-06-10 Zhong Qingchang SYNDEM converter
US11145242B2 (en) * 2019-10-29 2021-10-12 Facebook Technologies, Llc Apparatus, system, and method for efficiently driving visual displays via light-emitting devices
RU2739704C1 (ru) * 2020-09-29 2020-12-28 Дмитрий Николаевич Карпенко Устройство и система модульного равномерного освещения
US11922892B2 (en) 2021-01-20 2024-03-05 Meta Platforms Technologies, Llc High-efficiency backlight driver

Family Cites Families (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR2729516B1 (fr) * 1995-01-13 1997-04-18 Sextant Avionique Convertisseurs de tension bidirectionnels de type continu-continu et capteur de courant
JP2000270564A (ja) * 1999-03-15 2000-09-29 Mitsubishi Electric Corp 連系装置
US6320772B1 (en) * 1999-05-26 2001-11-20 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Converter circuit having control means with capability to short-circuit converter output
DE10004024A1 (de) 2000-01-31 2001-08-02 Guenther Bebenroth Schaltungsanordnung zum Betreiben von Leuchtdioden
DE60144043D1 (de) 2000-12-04 2011-03-31 Nec Tokin Corp Symmetrischer Gleichstromwandler mit Synchrongleichrichtern und Operationsverstärkern in der Treiberstufe
JP2004173421A (ja) * 2002-11-20 2004-06-17 Matsushita Electric Ind Co Ltd Ｄｃ／ｄｃコンバータ
US20060198172A1 (en) * 2003-10-01 2006-09-07 International Rectifier Corporation Bridgeless boost converter with PFC circuit
EP1727265B1 (en) * 2004-03-18 2013-01-23 Panasonic Corporation Dc-dc converter
US7269038B2 (en) 2005-09-12 2007-09-11 Fairchild Semiconductor Corporation Vrms and rectified current sense full-bridge synchronous-rectification integrated with PFC
US7518895B2 (en) * 2006-06-30 2009-04-14 Fairchild Semiconductor Corporation High-efficiency power converter system

Also Published As

Publication number Publication date
WO2009095836A3 (en) 2009-10-15
CN101926082A (zh) 2010-12-22
TW200942076A (en) 2009-10-01
CN101926082B (zh) 2013-09-04
US8355268B2 (en) 2013-01-15
JP5117580B2 (ja) 2013-01-16
US20100296324A1 (en) 2010-11-25
JP2011511607A (ja) 2011-04-07
EP2248249B1 (en) 2013-08-28
EP2248249A2 (en) 2010-11-10
WO2009095836A2 (en) 2009-08-06

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US8355268B2 (en) Electronic driver circuit and method
Lee et al. A single-switch AC–DC LED driver based on a boost-flyback PFC converter with lossless snubber
Zhang et al. A precise passive current balancing method for multioutput LED drivers
US9350243B2 (en) Power converter with separate buck and boost conversion circuits
TWI475793B (zh) 使用具整流切換開關之ｚ型轉換器將交流輸入電壓轉換為調整的直流輸出電壓的轉換器、電子裝置與方法
CN102801341B (zh) 具有pfc和dc/dc转换器的ac/dc转换器
TWI566637B (zh) 具有獨立控制之級聯升壓和反相降壓轉換器
Lin et al. LED backlight driver circuit with dual-mode dimming control and current-balancing design
US9203307B2 (en) Power converter with bias voltage regulation circuit
CN202652596U (zh) 用于控制一个或更多个发光二极管的调光级别的电路
US9485819B2 (en) Single stage LED driver system, control circuit and associated control method
JP5337138B2 (ja) 電源装置及びそれを用いたｌｅｄ照明器具、ハードディスク装置
US8901832B2 (en) LED driver system with dimmer detection
Liu et al. Buck–boost–buck-type single-switch multistring resonant LED driver with high power factor and passive current balancing
Wang et al. A family of capacitive current balancing methods for multi-output LED drivers
US10320298B2 (en) Step-down power conversion with zero current switching
US10143046B2 (en) Light emitting diode driver with differential voltage supply
Chiu et al. Design considerations of an SEPIC PFC converter for driving multiple lighting LED lamps
US9369050B1 (en) Indirect current sensing method for a constant current flyback converter
Huang et al. A single-stage SEPIC PFC converter for multiple lighting LED lamps
US20140028096A1 (en) Rectifier circuit and electronic device using same
Pandey et al. An AC LED driver with improved total harmonic distortion and power factor
CN102970786A (zh) Led点亮装置
Şehirli et al. Comparison of single phase buck-boost and sepic LED driver
WO2010041169A1 (en) Three- phase ac/dc driver circuit, e.g. for leds

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
E601 Decision to refuse application