CN103427633A - 高压应用的开关模式功率转换器 - Google Patents

Abstract

本公开涉及高压应用的开关模式功率转换器。公开了在高压功率因数控制应用中使用的双降压升压开关转换器拓扑。该新的拓扑包括与升压转换器级联的双降压转换器。该双降压转换器配置成等分输入电压使得降压转换器部件上的电压应力明显地减少。通过使用多个磁耦合的能量存储电感器和一对分摊二极管实现电压分摊。分摊二极管提供电流通路用于平衡施加到降压转换器部件的电压。

Description

高压应用的开关模式功率转换器

技术领域

本公开大体上涉及用于功率因数控制的DC-DC转换器，并且更具体地涉及用于高输入电压应用的降压-升压转换器（buck-boost converter）拓扑。

背景技术

许多新的电子产品需要具有近似整功率因数（unity power factor）的调节的输入功率用于高效和正确操作。使用开关模式DC-DC转换器来提供功率因数控制（PFC）作为输入功率调节的一部分，这是常见的。开关模式转换器通过用开关对输入电压斩波、将来自斩波电压的能量存储在磁性元件中并且然后采用控制的方式使存储的能量释放到输出而将一个直流（DC）电压转换成另一个。调整开关的占空比（即，改变每个开关周期的开关导通期间的百分比）允许调节输出功率。当DC-DC转换器从本地干线供电接收其输入功率时，具有良好的功率因数控制（PFC）来维持高的（接近于整）功率因数并且具有无失真的输入电流波形，这对于转换器是重要的。已经开发多种转换器拓扑和控制方法来实现PFC。例如，有源功率因数校正是其中反馈和前馈技术在开关模式转换器中使用来确保输入电流波形紧密地跟随输入电压波形的情况。因为升压转换器易于实现，典型地使用升压转换器拓扑来提供PFC。降压升压拓扑因为它们为PFC提供固有益处而越来越受欢迎。大部分转换器和有源功率转换器校正设备被设计成与90V-305V之间的源电压一起使用，以与在印度、日本、北美、英国和欧洲可用的典型的50Hz和60Hz干线电压兼容。然而，许多工业应用使用大约347V-480V的更高的电压范围，如从广泛使用的480V AC系统可获得的。这些更高的电压应用因为在更高电压应用中使用的开关装置和其他部件制造成本更高并且更难以获得（由于更低的需求）而很少被电源设计者所考虑。从而需要有新的高压开关模式转换器拓扑，其具有良好的PFC并且使用成本较低和可容易获得的更低电压的部件。

参照图1，可以看到有如本领域内已知的级联降压-升压转换器100的示意图。该级联降压-升压转换器100包括常规的降压转换器拓扑110，其后跟常规的升压转换器拓扑120。在该级联降压升压拓扑100中，降压转换器110和升压转换器120两者共享单个能量存储装置，其典型地是电感器L107。该降压转换器110包括降压开关M101，其典型地用耦合于续流二极管D103的半导体开关装置（例如金属氧化物半导体场效应晶体管（MOSFET）或绝缘栅双极晶体管（IGBT）等）实现，其中能量存储电感器L107耦合于降压开关M101和续流二极管D103之间的公共节点108。在操作中，降压转换器110在降压开关M101处接收输入电压。闭合降压开关M101以允许输入电压VIN推动电流通过电感器L107并且将能量存储在电感器的磁性元件中。一旦足够的电流在流动，断开降压开关M101并且续流二极管D103提供电流通路，因此存储在电感器L107中的能量可以转移到升压段120。升压转换器120耦合于能量存储电感器L107的输出侧。升压转换器120包括升压开关M102，其典型地使用耦合于回扫二极管D104的半导体开关装置（例如MOSFET等）实现，其中能量存储装置L107耦合于升压开关M102和该回扫二极管D104之间的公共节点109。升压转换器通过闭合升压开关M102（其使电感器L107的输出短路至接地）而操作，从而形成通过电感器L107的电流。然后断开升压开关M102以允许电感器电流流过回扫二极管D104，其中它对输出电容器C106充电并且将能量转移到负载130。在本公开的背景中，闭合或“接通”的开关或开关装置是将允许电流流过其中的开关或开关装置并且断开或“关断”的开关或开关装置是阻断电流流动的开关或开关装置。当级联降压升压转换器100与高压输入功率（例如347V-480V）一起使用时，全输入电压施加到降压开关M101和续流二极管D103，从而引起高的电压应力，其导致需要成本高的高压部件。

因此，提供解决上文识别的问题中的至少一些的开关模式功率转换器拓扑，这将是可取的。

发明内容

如本文描述的，示范性实施例克服上文的或本领域内已知的其他劣势中的一个或多个。

本公开的一个方面涉及双降压升压转换器，其包括第一和第二输入电容器，该第一和第二输入电容器跨输入电压串联耦合并且在这两个串联耦合的输入电容器之间的公共电容器节点处形成中间轨。包括第一降压开关和第一续流二极管的第一降压转换器耦合于正向通路中，其中该第一降压开关耦合于正输入电压，并且该续流二极管耦合于该中间轨。包括第二降压开关和第二续流二极管的第二降压转换器耦合于返回通路中，其中该第二降压开关耦合于负输入电压，并且该第二续流二极管耦合于该中间轨。第一电感器耦合于第一降压转换器的公共节点并且第二电感器耦合于第二降压转换器的公共节点。该第二电感器还耦合于负输出电压。一对分摊二极管跨这两个电感器串联耦合，以及分摊二极管之间的公共节点连接至中间轨。包括升压开关和回扫二极管的升压转换器跨这两个电感器耦合，其中回扫二极管耦合于正输出端子。

本公开的另一个方面涉及开关转换器，其配置成在正和负输入端子处接收输入电压并且在正和负输出端子处提供输出电压。转换器包括与该正输出端子串联耦合的第一降压开关和第二降压开关。第一续流二极管和第二续流二极管串联耦合在第一电路支路中，该第一电路支路使第二降压开关耦合于负输入端子。第一电感器的第一端耦合于第二降压开关并且第二电感器的第一端耦合于负输入端子。分摊电容器配置成使第一和第二降压开关之间的第一公共节点耦合于第一和第二续流二极管之间的公共节点。第一和第二分摊二极管串联耦合在跨第一电感器的第二端和第二电感器的第二端的第二电路支路中，其中第一分摊二极管和第二分摊二极管之间的第三公共节点耦合于第二公共节点。包括耦合于回扫二极管的升压开关的升压转换器在降压段后级联。升压开关与第二电路支路并联耦合并且回扫二极管耦合于正输出端子。

本公开的另一个方面涉及开关转换器，其配置成在正输入端子和接地端子处接收输入电压，并且在正输出端子和该接地端子处提供输出电压。转换器包括串联耦合于正输入端子的第一降压开关和第二降压开关。第一续流二极管和第二续流二极管串联耦合在第一电路支路中，该第一电路支路使第二降压开关耦合于接地端子。第一电感器和第二电感器串联耦合并且耦合于第二降压开关。分摊电容器、第一分摊二极管和第三电感器串联耦合形成第二电路支路，其使第一和第二降压开关之间的公共节点耦合于接地端子，并且第一分摊二极管和分摊电容器之间的公共节点耦合于第一和第二续流二极管之间的公共节点。第二分摊二极管耦合于第一和第二电感器之间的公共节点，并且耦合于第一和第二续流二极管之间的公共节点。升压开关耦合于第二电感器以及接地端子。回扫二极管耦合于升压开关和正输出端子。为了便于分摊，第一电感器、第二电感器和第三电感器全部磁耦合。

本公开的另一个方面涉及具有公共接地的开关转换器，其配置成在正输入端子和接地端子处接收输入电压，并且在正输出端子和该接地端子处提供输出电压。转换器包括与正输入端子串联耦合的第一降压开关和第二降压开关。第一续流二极管和第二续流二极管串联耦合在第一电路支路中，该第一电路支路使第二降压开关耦合于接地端子，并且能量存储电感器耦合于第二降压开关。分摊电容器、第一分摊二极管和第二电感器串联耦合形成第二电路支路，其使第一和第二降压开关之间的公共节点耦合于接地端子。第一分摊二极管和分摊电容器之间的公共节点耦合于第一和第二续流二极管之间的公共节点，并且第三电感器与第二分摊二极管串联耦合，从而形成与分摊电容器并联耦合的第三电路支路。升压开关耦合于能量存储电感器和接地端子，并且回扫二极管使升压开关耦合于正输出端子。通过磁耦合这三个电感器而便于电压分摊（voltage sharing）。

示范性实施例的这些和其他方面与优势将从与附图结合考虑的下列详细说明变得明显。然而，要理解图仅设计用于图示目的并且不作为本发明的限制的限定，对于该限定应该参考附上的权利要求。本发明的另外的方面和优势将在之后的说明中阐述，并且部分将从说明中显而易见，或可通过本发明的实践而获悉。此外，本发明的方面和优势可通过在附上的权利要求中特别指出的工具和组合来实现和获得。

附图说明

在图中：

图1图示如本领域内已知的级联降压-升压转换器拓扑。

图2图示包含本公开的方面的双降压升压转换器拓扑的实施例。

图3图示包含本公开的方面的图2的双降压升压转换器拓扑的充电和放电电流通路。 

图4图示包含本公开的方面的双降压升压转换器拓扑的另一个实施例。

图5图示包含本公开的方面的具有公共接地的双降压升压转换器拓扑的实施例。

图6图示包含本公开的方面的备选公共接地双降压升压转换器拓扑。

图7图示包含本公开的方面的双降压升压转换器拓扑的仿真结果。

图8图示包含本公开的方面的双降压升压转换器拓扑（其中开关时间偏移了500ns）的仿真结果。

图9图示包含本公开的方面的双降压升压转换器拓扑（其中开关时间偏移了500ns）的仿真结果。

图10图示包含本公开的方面的双降压升压转换器拓扑（其中降压开关具有不同的寄生参数）的仿真结果。

图11图示包含本公开的方面的双降压升压转换器拓扑（其中输入电容器具有不同的值）的仿真结果。

图12图示包含本公开的方面的双降压升压转换器拓扑（其中电感器具有不同的泄漏电感）的仿真结果。

具体实施方式

图2图示明显地降低施加到开关装置的电压的改进的转换器的示范性实施例的示意图。公开的实施例的方面针对作为用于高输入电压范围应用的PFC电路的双降压升压转换器，其降低降压开关和二极管上的电压应力。

在图2中示出的实施例中，双降压升压转换器200拓扑包括一对降压调节器110a和110b，其使一对耦合的能量存储电感器L1、L2共享单个级联升压段120。通过配置成接收指定为VIN的输入电力的一对输入端子202、204，向转换器200提供电力。两个输入电容器C1、C2跨输入端子202、204串联耦合在第一电路支路中，从而在电容器C1、C2之间形成公共节点。两个串联连接的部件之间的电路节点是部件连接在一起的地方并且在本文称为公共节点。例如，节点212是电容器C1和C2的公共节点。输入电容器C1、C2的公共节点212耦合于中间轨206，其具有维持在输入电压的大约一半（即VIN/2）处的中间轨电压Vmid。如将在下文进一步论述的，中间轨206帮助便于在两个降压转换器110a、110b之间分摊输入电压。降压转换器中的一个110a耦合在正输入端子202与中间轨206之间的双降压升压转换器200的正向通路中，并且第二降压转换器耦合在中间轨206与负输入端子204之间的返回通路中。术语正向通路指从输入VIN流到输出VOUT和负载130的正电流的通路。负载130可以包括任何适合的负载，例如荧光灯或其他电致发光装置。例如，转换器200的正向通路在正输入端子202处开始、继续通过开关装置M1、电感器L1和二极管D9，并且流到正输出端子208。相似地，返回通路是电流从输出或负载130返回到输入VIN的通路。例如，转换器200中的返回通路在负输出端子210处开始、继续通过电感器L2和开关装置M2，并且流到负输入端子204。每个降压转换器110a、110b包括相应的降压开关M1、M2和二极管D1、D3。正向通路中的第一转换器110a包括开关M1和二极管D1并且返回通路中的第二转换器110b包括开关M2和二极管D3。每个降压转换器110a、110b与相应的能量存储电感器L1或L2串联连接。电感器L1连接到降压开关M1与二极管D1之间的公共节点214并且电感器L2连接到降压开关M2和二极管D2之间的公共节点216。第一转换器110a和第二转换器110b的降压开关M1、M2分别连接到正输入端子202和负输入端子204，由此施加开关式输入电压到电感器L1和L2并且产生跨这两个电感器L1、L2的负载侧的降压段输出电压Vbuck。每个降压转换器110a、110b的续流二极管D1、D3连接到中间轨206使得每个续流二极管D1、D3暴露于减少的电压VIN-Vmid（即，VIN和Vmid之间的算术差），而不是全输入电压VIN。包括升压开关M3和回扫二极管D9的升压转换器120耦合于两个降压转换器110a、110b的输出Vbuck，使得升压开关M3选择性地使这两个电感器L1、L2短路。升压转换器的回扫二极管D9耦合在升压开关M3后的正向通路中以允许电流流至负载130。输出电容器C3与负载130并联连接以当回扫二极管D9防止输出电容器C3在升压开关M3接通时通过升压开关M3放电时平滑并且保持输出电压VOUT。为了对输入电容器C1、C2提供充电和放电通路，一对分摊二极管D2、D4在供应通路和返回通路之间互相串联连接并且与升压开关M3并联连接。分摊二极管D2、D4之间的公共节点218耦合于中间轨206使得电流可以流至输入电容器C1、C2或从输入电容器C1、C2流动。在图2中示出的示范性实施例中，开关装置M1、M2、M3是MOSFET。备选地，可以使用其他类型的半导体开关装置，其包括场效应晶体管（FET）、绝缘栅双极晶体管（IGBT）或能够以期望的频率和电压接通和切断电流的任何适合的半导体开关装置。

可使用如可与升压PFC一起使用的任何常规的控制方法来控制开关M1、M2和M3。在一个实施例中，可以使用绝缘驱动器电路（未示出）。这三个开关M1、M2、M3大体上被控制成同时接通和关断。当全部三个开关M1、M2、M3接通（即它们导通）时，电流从输入VIN流过两个耦合的电感器L1、L2来存储能量。当开关M1、M2、M3关断时，耦合的电感器L1、L2中的存储的能量对输出电容器C3充电并且被转移到负载130。

理想地，维持中间轨206近似在输入电压（即，在近似VIN/2）的一半，并且跨输入电容器C1、C2、续流二极管D1、D3以及降压开关M1、M2的电压全部平衡为输入电压的大约一半（VIN/2）。在上文描述的示范性双降压升压转换器拓扑200，两个措施用于在两个降压开关M1、M2上实现电压分摊并且使中间轨电压Vmid维持在输入电压的大约一半。电感器L1、L2磁耦合使得它们可以充当具有一比一（1:1）匝数比的变压器，而分摊二极管D2、D4对输入电容器C1、C2提供充电和放电通路。即使当非理性的状况存在时，例如当开关装置M1、M2的开关时间存在差异时；当开关装置M1、M2中存在不同的寄生参数时；当由输入电容器C1、C2提供的电容的量存在差别时；以及当能量存储电感器L1、L2的寄生电感存在差异时，这两个措施组合以使中间轨电压Vmid维持在输入电压的大约一半VIN/2。

当开关装置M1、M2关断时，输入电容器C1、C2使中间轨206保持在输入电压的大约一半（VIN/2）。因此，跨第一输入电容器C1的电压（Vc1）需要等于跨第二输入电容器C1的电压（Vc2），其应该是输入电压的大约一半：Vc1=Vc2=VIN/2。如果Vc1由于任何原因低于Vc2，在开关M2接通时提供对于电容器C1的充电通路。参照图3，充电通路（由标号302指定）是通过分摊二极管D2、电感器L1和开关装置M1的体二极管（body diode）。同样，当开关装置M2接通时，电感器L1和L2之间的耦合起到变压器的作用并且将来自输入电容器C2的能量转移到输入电容器C1，由此使输入电容器C2放电并且对输入电容器C1充电。采用相似的方式，如果Vc2低于Vc1，在上开关M1接通时提供对于输入电容器C2的充电通路304。该充电通路304允许通过分摊二极管D4、电感器L2和开关装置M2的体二极管对输入电容器C2充电。在该情况下，即Vc2低于Vc1，电感器L1和L2的耦合起到将来自输入电容器C1的能量转移到输入电容器C2的作用。还提供对于两个输入电容器C1、C2的互补放电通路。对于电容器C1的放电通路是通过分摊二极管D4、降压开关M1的体二极管、电感器L2和输入电压VIN。对于输入电容器C2的相似的放电通路是通过分摊二极管D2、电感器L1、开关M1和输入电压VIN。采用该方式，电压Vc1和Vc2总是保持平衡并且使开关装置M1、M2上的电压应力钳位到Vc1和Vc2。因此，控制降压开关M1、M2上的电压应力在输入电压VIN的大约一半（近似VIN/2）。

双降压升压转换器200在出现部件不匹配和开关时间差异的情况下在两个降压开关M1、M2之间提供良好的电压分摊。使用690V DC的输入电压和100KHz的开关频率对具有图2中示出的拓扑的双降压升压转换器进行测试。这些测试和仿真的结果在图7-12中图示。图7图示当三个开关M1、M2和M3被控制成同时接通和关断时的结果。在该示例中，电路部件和开关时间理想地匹配并且二极管D2和D4不导通并且开关M1和M2分摊电压。图7的曲线图702图示对于三个开关M1、M2和M3中的每个的驱动信号701。曲线图704图示关于开关M1、M2和M3的电压波形705和电流波形703。曲线图706图示通过二极管D2和D4的电流波形707。

图8-9的曲线图图示当两个降压开关M1、M2的开关时间无论如何都互相偏离500纳秒时电压分摊基本上保持相等。在图8中，在开关M2和M3之前大约500纳秒接通开关M1。曲线801代表对开关M1的驱动信号，而曲线803代表对开关M2和M3的驱动信号。曲线图804图示关于开关M1、M2和M3的电压和电流波形。曲线805代表关于开关M1的电压波形，而曲线806代表关于开关M2和M3的电压波形。曲线807代表关于开关M1的电流波形，而曲线808代表关于开关M2和M3的电流波形。曲线图810图示通过二极管D2和D4的电流波形。曲线811图示通过二极管D2的电流波形，而曲线812图示通过二极管D4的电流波形。在该仿真中，开关M1和M2的电压应力大致上平衡，并且接近输入电压VIN的一半（或近似VIN/2）。在图9中，如在曲线图902中示出的，在M2和M3之后近似500纳秒接通M1。曲线901代表开关M1的驱动信号，而曲线903代表开关M2和M3的驱动信号。在曲线图904中，曲线905代表关于开关M1的电压波形，而曲线906代表关于开关M2的电压波形。曲线907代表关于开关M1的电流波形，而曲线908代表关于开关M2的电流波形。在曲线图910中，曲线911代表通过二极管D2的电流波形，而曲线912代表通过二极管D4的电流波形。如图示的，开关M1和M2上的电压应力是相对平衡的，并且接近输入电压VIN的近似一半（或近似VIN/2）。在图10中表示的仿真中，在开关装置M1的漏极和源极之间添加额外的500皮法的寄生电容。曲线图1002中的曲线1001代表开关M1、M2和M3的驱动信号。在曲线图1004中，曲线1003图示关于开关的电压波形，而曲线1005代表关于开关的电流波形。在曲线图1008中，曲线1007是通过二极管D2的电流波形并且曲线1009是通过二极管D4的电流波形。如图示的，开关M1和M2上的电压应力是相对平衡的，并且接近输入电压VIN的近似一半（或近似VIN/2）。参照图11，在该仿真中，C1和C2的值分别设置成大约0.1微法（μF）和0.3微法（μF）。曲线图1102图示施加到三个开关M1、M2和M3中的每个的驱动信号1101。曲线图1104图示关于开关M1、M2和M3的电压波形1103和电流波形1105。曲线图1106图示通过二极管D2和D4的电流波形1107。在该示例中，大致上同时接通和切断开关M1和M2。这些测试示出电压分摊独立于输入电容器C1和C2的值，并且因此这两个部件的电容值的不匹配对电压分摊具有很小的影响或不具有影响。图12图示当电感器L2的泄漏电感设置成电感器L1的泄漏电感的两倍时的仿真测试结果。在该示例中，电感器L1的泄漏电感是近似10微亨（μH），而电感器L2的泄漏电感是近似20微亨（μH）。曲线图1202图示施加到三个开关M1、M2和M3的驱动信号1201。曲线图1204图示关于开关M1、M2和M3的电压波形1203和电流波形1205。曲线图1206图示通过二极管D2和D4的电流波形1207。在该仿真中，大致上同时接通和切断开关M1和M2。如可以从曲线图1204和1206中看到的，不同的泄漏电感值对电压分摊具有很小的影响或不具有影响。

图4图示其中降压开关M401、M402两者串联放置在供应通路的双降压升压转换器400的实施例的备选拓扑。该转换器400的操作原理与在上文描述并且在图2和3中示出的转换器200相似。单个输入电容器C401跨输入端子410、420并联放置，其中两个降压开关M401、M402串联放置在转换器的供应通路中（即转换器400的供应通路从正输入端子410继续、通过第一降压开关M1、通过第二降压开关M2、通过电感器L1并且通过回扫二极管D9到正输出端子440）。单个分摊电容器C402用于使中间轨430耦合于两个串联连接的降压开关M401、M402之间的公共节点412。该示范性转换器实施例400的剩余部分与上文描述的先前的实施例200相同。与转换器拓扑200相似，磁耦合的电感器L1、L2用于划分输入电压VIN，而分摊二极管D2、D4分别提供充电和放电通路来使分摊电容器C402上的电压维持在输入电压的大约一半。当三个开关M401、M402、M3闭合时，中间轨430的电压是输入电压的大约一半（VIN/2）。由此对分摊电容器C402充电到等于供应电压VIN减去中间轨430电压的电压，从而导致分摊电容器C2上大约VIN/2的电压。当开关关断时，跨第二降压开关M402的电压被钳位到分摊电容器C2的电压。从而大体上提供跨两个降压开关M401、M402的输入电压的等分。

图5图示双降压升压转换器500的转换器拓扑的备选实施例，其中两个降压开关M401、M402串联放置在转换器500的供应通路中。与先前论述的图4的转换器400相比，该转换器500拓扑使第一和第二能量存储电感器L1、L2两者串联耦合在如图5中示出的分摊二极管D502后的转换器供应通路中，并且第三电感器L3（其磁耦合于前两个电感器L1、L2）用于设置中间轨530电压。在该实施例中，在返回通路中没有电感器，由此在输入电压和输出电压之间形成公共接地550。全部三个电感器L1、L2、L3具有大约相同的匝数，从而导致在这三个电感器L1、L2、L3之间一比一比一（1:1:1）的匝数比，使得变压器耦合可以使跨这三个电感器中的每个的电压保持大致上相等。跨第一电感器L1和第二电感器L2的电压降中的任何不平衡通过变压器作用而去除，由此使跨电感器L1、L2中的每个的电压维持在输入电压的一半。在图5中图示的实施例中，第三电感器L3与第二分摊二极管D504串联耦合，并且它的电压通过与前两个电感器L1、L2中的每个的变压器耦合也设置成输入电压的一半。当三个开关M501、M502、M3闭合时，电感器L3将中间轨503的电压设置成输入电压的大约一半（VIN/2），从而导致分摊电容器上大约一半输入电压（VIN/2）的电压。跨分摊电容器C402的电压由与先前的两个拓扑相似的两个分摊二极管D502、D504保持在输入电压的大约一半VIN/2，由此提供跨两个降压开关M401和M402的良好的电压分摊。如在上文的实施例中，分摊二极管D502、D504分别提供对于分摊电容器C402的充电通路和放电通路。通过将能量存储电感器L1、L2放置在正向通路中，转换器拓扑500提供在负输入端子420和负输出端子540之间具有公共接地的额外的优势。

图6图示转换器拓扑600的备选实施例，其提供由降压开关M501、M502的电压分摊以及输入电压VIN和输出电压VOUT之间的公共接地。在图6中示出的转换器拓扑600除其在供应通路中使用单个能量存储电感器L601外与转换器500相似。能量存储电感器L601磁耦合于具有大约一比二分之一比二分之一（L601比L602比L603为1:1/2:1/2）匝数比的两个额外的电感器L602、L603。利用该匝数比，变压器作用将跨二次电感器L602、L603中的每个的电压设置成跨能量存储电感器L601的电压的一半。从而，当升压开关闭合时，跨二次电感器L602、L603的电压是输入电压的大约一半VIN/2。分摊二极管D602、D604与二次电感器中的每个串联放置，从而提供对于分摊电容器C402的充电和放电通路，由此在开关M501、M502、M3闭合时将分摊电容器的电压设置成输入电压VIN的一半（VIN/2）。当开关M501、M502、M3断开时，分摊电容器C402使跨第二降压开关M502的电压钳位到输入电压VIN的一半（大约VIN/2），由此平衡降压开关M501、M502之中的电压应力。

公开的实施例的方面针对在高压功率因数控制应用中使用的双降压升压开关转换器拓扑。该新的拓扑包括与升压转换器级联的双降压转换器。该双降压转换器配置成等分输入电压使得降压转换器部件上的电压应力明显地减少。通过使用多个磁耦合的能量存储电感器和一对分摊二极管实现电压分摊。分摊二极管提供电流通路用于平衡施加到降压转换器部件的电压。公开类型的双降压升压转换器可有利地在灯驱动应用中使用来提供气体放电灯的镇流。需要电压或其他类型的功率调节的多段灯驱动应用还可以从使用本文描述的双降压升压拓扑中获益。

从而，尽管已经示出、描述并且指出如应用于本发明的示范性实施例的本发明的基本新颖特征，将理解本领域内技术人员可在图示的装置的形式和细节上以及它们的操作上做出各种省略和替代以及变化而不偏离本发明的精神和范围。此外，明确地规定采用大致上相同的方式执行大致上相同的功能来获得相同的结果的那些元件所有组合在本发明的范围内。此外，应该认识到连同本发明的任何公开的形式或实施例示出和/或描述的结构和/或元件可包含在任何其他公开的或描述的或启示的形式或实施例中。因此意在仅如本文附上的权利要求的范围指示的那样限制。

Claims (24)

1. 一种双降压升压转换器，其配置成在正和负输入端子处接收输入电压并且在正和负输出端子处提供输出电压，所述转换器包括：

第一降压转换器；

第二降压转换器；

所述第一降压转换器和所述第二降压转换器之间的公共节点，所述公共节点包括所述正和负输入端子之间的中间轨；以及

升压转换器，其在所述公共节点上与所述第一降压转换器和所述第二降压转换器级联。

2. 如权利要求1所述的双降压升压转换器，其包括：

在跨所述正和负输入端子耦合的第一电路支路中串联耦合的第一和第二输入电容器；

该两个串联耦合的输入电容器之间的形成中间轨的公共节点；并且其中

所述第一降压转换器包括在第一公共节点处耦合于第一续流二极管的第一降压开关，其中所述第一降压开关耦合于所述正输入端子，并且所述续流二极管耦合于所述中间轨；

所述第二降压转换器包括在第二公共节点处耦合于第二续流二极管的第二降压开关，其中所述第二降压开关耦合于所述负输入端子，并且所述第二续流二极管耦合于所述中间轨；

第一电感器，其耦合于所述第一降压转换器的所述第一公共节点，以及第二电感器，其耦合于所述第二降压转换器的所述第二公共节点，其中所述第二电感器进一步耦合于所述负输出端子；

在跨所述第一电感器和所述第二电感器耦合的第二电路支路中串联耦合的第一和第二分摊二极管，其中在所述第一和第二分摊二极管之间形成的公共分摊二极管节点耦合于所述中间轨；并且

其中所述升压转换器包括升压开关和回扫二极管，其中所述升压开关与所述第二电路支路并联耦合并且所述回扫二极管耦合于所述正输出端子。

3. 如权利要求2所述的双降压升压转换器，其中所述第一和第二电感器磁耦合。

4. 如权利要求2所述的双降压升压转换器，其进一步包括跨所述正和负输出端子耦合的输出电容器。

5. 如权利要求2所述的双降压升压转换器，其中所述第一和第二降压开关以及所述升压开关每个包括MOSFET。

6. 如权利要求1所述的双降压升压转换器，其进一步包括耦合于所述正和负输出端子的电致发光装置。

7. 一种开关转换器，其配置成在正和负输入端子处接收输入电压并且在正和负输出端子处提供输出电压，所述转换器包括：

第一降压开关和第二降压开关，其与所述正输入端子串联耦合并且在第一公共节点处耦合在一起；

第一电路支路，其使所述第二降压开关耦合于所述负输入端子；

第一续流二极管和第二续流二极管，其串联耦合在所述第一电路支路中并且在第二公共节点处耦合在一起；

第一电感器，其具有耦合于所述第二降压开关的第一端；

第二电感器，其具有耦合于所述负输入端子的第一端；

分摊电容器，其使所述第一和所述第二降压开关之间的所述第一公共节点耦合于所述第一和所述第二续流二极管之间的所述第二公共节点；

第一和第二分摊二极管，其串联耦合在第二电路支路中，所述第二电路支路跨所述第一电感器的第二端和所述第二电感器的所述第二端耦合，其中所述第一分摊二极管和所述第二分摊二极管之间的第三公共节点耦合于所述第二公共节点；以及

升压转换器，其包括耦合于回扫二极管的升压开关，其中所述升压开关与所述第二电路支路并联耦合并且所述回扫二极管耦合于所述正输出端子。

8. 如权利要求7所述开关转换器，其中所述第一和第二电感器磁耦合。

9. 如权利要求7所述的开关转换器，其中所述第一和第二电感器用大约一比一的匝数比耦合。

10. 如权利要求7所述的开关转换器，其进一步包括跨所述正和负输出端子耦合的输出电容器。

11. 如权利要求7所述的开关转换器，其中所述第一和第二降压开关和所述升压开关每个包括MOSFET。

12. 如权利要求7所述的开关转换器，其进一步包括跨所述正和负输入端子耦合的输入电容器。

13. 如权利要求7所述的开关转换器，其进一步包括耦合于所述正和负输出端子的电致发光装置。

14. 一种开关转换器，其配置成在正输入端子和接地端子接收输入电压并且在正输出端子和接地端子提供输出电压，所述转换器包括：

第一降压开关和第二降压开关，其串联耦合于所述正输入端子；

第一续流二极管和第二续流二极管，其串联耦合在第一电路支路中，其中所述第一电路支路使所述第二降压开关耦合于所述接地端子；

第一电感器和第二电感器，其串联耦合并且耦合于所述第二降压开关；

串联耦合而形成第二电路支路的分摊电容器、第一分摊二极管和第三电感器，其中所述第二电路支路使所述第一和第二降压开关之间的公共节点耦合于所述接地端子，并且其中所述第一分摊二极管和所述分摊电容器之间的公共节点耦合于所述第一和第二续流二极管之间的公共节点；

第二分摊二极管，其耦合于所述第一和第二电感器之间的公共节点，并且耦合于所述第一和第二续流二极管之间的公共节点；

升压开关，其耦合于所述第二电感器和所述接地端子；以及

回扫二极管，其耦合于所述升压开关和所述正输出端子，

其中所述第一电感器、第二电感器和第三电感器磁耦合。

15. 如权利要求14所述的开关转换器，其中所述第一电感器、第二电感器和第三电感器具有大约一比一比一的匝数比。

16. 如权利要求14所述的开关转换器，其进一步包括跨所述正输出端子和所述接地端子耦合的输出电容器。

17. 如权利要求14所述的双降压升压转换器，其中所述第一和第二降压开关和所述升压开关每个包括MOSFET。

18. 如权利要求14所述的开关转换器，其进一步包括跨所述正输入端子和所述接地端子耦合的输入电容器。

19. 如权利要求14所述的开关转换器，其进一步包括耦合于所述正和负输出端子的电致发光装置。

20. 一种开关转换器，其配置成在正输入端子和接地端子接收输入电压并且在正输出端子和所述接地端子提供输出电压，所述转换器包括：

第一降压开关和第二降压开关，其与所述正输入端子串联耦合；

第一续流二极管和第二续流二极管，其串联耦合在第一电路支路中，其中所述第一电路支路使所述第二降压开关耦合于所述接地端子；

能量存储电感器，其耦合于所述第二降压开关；

串联耦合而形成第二电路支路的分摊电容器、第一分摊二极管和第二电感器，其中所述第二电路支路使所述第一和第二降压开关之间的公共节点耦合于所述接地端子，并且其中所述第一分摊二极管和所述分摊电容器之间的公共节点耦合于所述第一和第二续流二极管之间的公共节点；

第三电感器，与第二分摊二极管串联耦合，从而形成与所述分摊电容器并联耦合的第三电路支路；

升压开关，其耦合于所述能量存储电感器和所述接地端子；以及

回扫二极管，其耦合于所述升压开关和所述正输出端子，

其中所述第一电感器、第二电感器和第三电感器磁耦合。

21. 如权利要求20所述的开关转换器，其中所述第一电感器、第二电感器和第三电感器具有大约一比二分之一比二分之一的匝数比。

22. 如权利要求20所述的开关转换器，其进一步包括跨所述正输出端子和所述接地端子耦合的输出电容器。

23. 如权利要求20所述的开关转换器，其进一步包括跨所述正输入端子和所述接地端子耦合的输入电容器。

24. 如权利要求20所述的开关转换器，其进一步包括耦合于所述正和负输出端子的电致发光装置。

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