CN108832814B - 双降压变换器 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种双降压变换器，包括依次串联在所述双降压变换器的输入端正极和输出端正极之间的第一开关管和第一电感、依次串联在所述双降压变换器的输入端负极和输出端负极之间的第二开关管和第二电感、连接在所述第一开关管与所述第一电感之间的节点和所述第二开关管与所述第二电感之间的节点之间的彼此串联的第一单向导通单元和第二单向导通单元、以及连接在所述双降压变换器的输出端的正负极之间的彼此串联的第三单向导通单元和第四单向导通单元，其中，所述第一单向导通单元和所述第二单向导通单元之间的节点以及所述第三单向导通单元和所述第四单向导通单元之间的节点都连接至所述双降压变换器的输入端中性线。

Description

双降压变换器
技术领域
本发明属于开关电源领域，尤其涉及一种双降压变换器。
背景技术
降压变换器用于把输入端的较高电压转换为输出端相对偏低的理想电压，从而达到降压的目的。顾名思义，双降压变换器就是用于将双输入电压转换为理想的单输出电压。常见地，降压变换器可以用作不间断电源（UPS）中的充电器。
UPS是一种向负载提供不间断、优质、可靠的交流电能，并具有实时保护和监测监控供电状态功能的供电设备，对改善供电质量、保证设备正常运行有着重要的作用。
如图1所示的常规UPS的结构示意图，UPS包括整流器、逆变器和充电器。当市电输入正常时，充电器给诸如电池的存储设备存储电能，而当市电中断时，UPS立即切换至电池模式继续运行，从而实现不间断供电。因此，充电器是UPS的重要组件。在一些应用中，充电器容量非常大，充电器的输入直接连接至DC母线（如图1所示，该DC母线是整流器的输出，同时也是逆变器的输入）。在图1所示的UPS中，DC母线具有正DC电压和负DC电压，充电器将其转换成用于电池的单个DC电压，此时，UPS的充电器就是双降压变换器。下文给出现有技术中的几种降压变换器的拓扑。
现有拓扑1：
图2示出现有技术中最基本的单降压变换器拓扑。在该拓扑中，Q1为开关管，D1为续流二极管，L1为储能电感，以及C1为储能电容。本领域技术人员很容易理解，在该拓扑中，将正DC母线DC+和负DC母线DC-之间的电压降压变换为电池电压，很显然，输入电压与输出电压之间的压差较大，例如，在市电输入的情况下，DC+的电压通常为+360V，DC-的电压通常为-360V，DC+和DC-之间的电压为720V，而电池电压通常为240V，因此该拓扑的变换效率非常低。此外，在这种情况下的UPS系统中，整流器以市电频率（例如50Hz或60Hz）交替地给正DC母线和负DC母线提供电能，因此，该拓扑还会引起DC母线电压的非常大的波纹电压。
现有拓扑2：
图3示出现有技术的一个双降压变换器拓扑。该拓扑在现有拓扑1的基础上增加与续流二极管D1串联的另一个续流二极管D2，D1和D2之间的节点连接至中性线（也称为零线）N。在该拓扑中，开关管Q1可以以高脉宽调制（PWM）频率将正DC母线电压变换成电池电压；开关管Q2可以以高PWM频率将负DC母线电压变换成电池电压，该拓扑的输入电压与输出电压之间的压差相对较小，因此这种拓扑的变换效率相对较高。
图4示意性地示出该拓扑的一种工作模式，其中，纵轴表示电压，横轴表示时间。当从DC+取电时，开关管Q1工作而开关管Q2被禁止，此时，无论开关管Q1导通还是断开，电池负极BAT-都连接至中性线N，电压为中性线N的电压。当从DC-取电时，开关管Q2工作而开关管Q1被禁止，当开关管Q2导通时，电池负极BAT-连接至负DC母线，因此，BAT-的电压等于负DC母线DC-的电压；当开关管Q2断开时，电池负极BAT-通过续流二极管D2连接至中性线，因此BAT-的电压等于中性线N的电压。
可以看出，当开关管Q2工作时，电池负极BAT-的电压以较高的频率（开关管Q2导通和断开的频率）变化，并且在开关管Q2导通或断开的瞬间，电池负极BAT-的电压随时间的变化dv/dt很大。因此，该拓扑具有非常差的电磁兼容（EMC）特性，因而需要更多其他的EMC部件，从而提高了成本。另外，该拓扑也会产生较大的干扰噪声并使得系统不稳定。
现有拓扑3：
图5示出现有技术的另一个双降压变换器拓扑。该拓扑在现有拓扑2的基础上增加了储能电感L2。通常，L1和L2为相同的电感。同样地，开关管Q1可以以高PWM频率将正DC母线电压转换成电池电压；开关管Q2可以以高PWM频率将负DC母线电压转换成电池电压。
图6示意性地示出该拓扑的一种工作模式，其中，纵轴表示电压，横轴表示时间。当从DC+取电时，开关管Q1工作而开关管Q2被禁止，当Q1导通时，电池负极BAT-通过L2和D2连接至中性线N，假设中性线N为参考零电压，此时BAT-电压等于（正DC母线电压-电池电压）的一半，当Q1断开时，电池负极BAT-电压等于（零-电池电压）的一半。当从DC-取电时，开关管Q2工作而开关管Q1被禁止，当Q2导通时，电池负极BAT-电压等于（负DC母线电压-电池电压）的一半，当Q2断开时，电池负极BAT-电压等于（零-电池电压）的一半。例如，在双DC输入的情况下，DC+的电压通常为+360V，DC-的电压通常为-360V，电池电压通常为240V，当双DC从DC+取电时，Q1导通，BAT-电压等于60V，Q1断开，BAT-电压等于-120V；当双DC从DC-取电时，Q2导通，BAT-电压等于-300V，Q2断开，BAT-电压等于-120V。
可以看出，当开关管Q1或Q2工作时，电池负极BAT-电压以较高的频率（Q1或Q2导通和断开的频率）变化，并且在开关管Q1或Q2导通或断开的瞬间，电池负极BAT-的电压随时间的变化dv/dt很大。因此，该拓扑具有非常差的电磁兼容（EMC）特性，需要更多其他的EMC部件，无疑提高了成本。另外，该拓扑也会产生较大的干扰噪声并使得系统不稳定。
由上述可以看出，现有技术中的双降压变换器拓扑存在共同缺陷，即电磁兼容性能差、噪声大并且系统不稳定。
发明内容
因此，本发明的目的在于克服上述现有技术的缺陷，提供一种双降压变换器，包括依次串联在所述双降压变换器的输入端正极和输出端正极之间的第一开关管和第一电感、依次串联在所述双降压变换器的输入端负极和输出端负极之间的第二开关管和第二电感、连接在所述第一开关管与所述第一电感之间的节点和所述第二开关管与所述第二电感之间的节点之间的彼此串联的第一单向导通单元和第二单向导通单元、以及连接在所述双降压变换器的输出端的正负极之间的彼此串联的第三单向导通单元和第四单向导通单元，其中，所述第一单向导通单元和所述第二单向导通单元之间的节点以及所述第三单向导通单元和所述第四单向导通单元之间的节点都连接至所述双降压变换器的输入端中性线，第一单向导通单元的输出端连接至所述第一开关管与所述第一电感之间的节点，第二单向导通单元的输入端连接至所述第二开关管与所述第二电感之间的节点，第三单向导通单元的输出端连接至所述双降压变换器的输出端的正极，以及第四单向导通单元的输入端连接至所述双降压变换器的输出端的负极。
根据本发明的双降压变换器，优选地，单向导通单元为二极管或可控开关管。
根据本发明的双降压变换器，优选地，当单向导通单元为二极管时，第一二极管的负极连接至所述第一开关管与所述第一电感之间的节点，第二二极管的正极连接至所述第二开关管与所述第二电感之间的节点，第三二极管的负极连接至所述双降压变换器的输出端的正极，以及第四二极管的正极连接至所述双降压变换器的输出端的负极。
根据本发明的双降压变换器，优选地，所述第一开关管和所述第二开关管分别为第一晶体管和第二晶体管。
根据本发明的双降压变换器，优选地，所述第一电感和第二电感为相同的电感。
根据本发明的双降压变换器，优选地，还包括连接在所述双降压变换器的输出端的正负极之间的电容。
根据本发明的第二方面，提供了一种不间断电源，其包括根据本发明的双降压变换器。
根据本发明的第三方面，还提供了一种控制根据本发明的双降压变换器的方法，其中，
当从所述双降压变换器的正DC母线取电时，控制所述第一开关管工作而禁止所述第二开关管工作；以及
当从所述双降压变换器的负DC母线取电时，控制所述第二开关管工作而禁止所述第一开关管工作。
根据本发明的前述方法，优选地，当所述第一开关管工作时，使所述第四单向导通单元导通，而当所述第二开关管工作时，使所述第三单向导通单元导通。
根据本发明的前述方法，优选地，当所述第一开关管工作时，如果所述第一开关管断开，则使所述第一单向导通单元导通。
根据本发明的前述方法，优选地，当所述第二开关管工作时，如果所述第二开关管断开，则使所述第二单向导通单元导通。
根据本发明的前述方法，优选地，所述第一开关管和所述第二开关管的工作频率高于双DC输入源的切换频率。
与现有技术相比，本发明的优点在于：大大降低了输出电压的变化频率，EMC特性良好，噪声小，系统稳定。
附图说明
以下参照附图对本发明实施例作进一步说明，其中：
图1为常规UPS的结构示意图；
图2示出现有技术中最基本的单降压变换器拓扑；
图3示出现有技术中的一种双降压变换器拓扑；
图4示出图3所述的双降压变换器拓扑的工作模式；
图5示出现有技术中的另一种双降压变换器拓扑；
图6示出图5所述的双降压变换器拓扑的工作模式；
图7为根据本发明实施例的双降压变换器拓扑；
图8示出从DC+取电、第一晶体管Q1导通时本发明实施例的双降压变换器拓扑中的电流环路；
图9示出从DC+取电、第一晶体管Q1断开时本发明实施例的双降压变换器拓扑中的电流环路；
图10示出从DC-取电、第二晶体管Q2导通时本发明实施例的双降压变换器拓扑中的电流环路；
图11示出从DC-取电、第二晶体管Q2断开时本发明实施例的双降压变换器拓扑中的电流环路；以及
图12示意性地示出本发明实施例的双降压变换器拓扑的工作模式，其中，纵轴表示电压，横轴表示时间。
具体实施方式
为了使本发明的目的，技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图通过具体实施例对本发明进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
图7示出根据本发明实施例的双降压变换器拓扑，用于变换双DC输入电压以给电池充电，其包括第一和第二晶体管Q1和Q2、第一至第四二极管D1-D4、第一至第三电容C1-C3以及第一和第二电感L1和L2。其中，第一晶体管Q1和第一电感L1依次串联在双DC输入正极和电池正极之间，第二晶体管Q2和第二电感L2依次串联在双DC输入负极和电池负极之间，第一电容C1和第二电容C2串联之后连接在双DC输入正负极之间，第一二极管D1和第二二极管D2串联之后连接在第一晶体管Q1与第一电感L1之间的节点和第二晶体管Q2与第二电感L2之间的节点之间，第三二极管D3和第四二极管D4串联之后连接至电池正负极之间，第三电容C3也连接在电池正负极之间，第一电容C1和第二电容C2之间的节点、第一二极管D1和第二二极管D2之间的节点以及第三二极管D3和第四二极管D4之间的节点都连接至中性线N。其中，第一二极管D1的负极连接至所述第一晶体管Q1与所述第一电感L1之间的节点，第二二极管D2的正极连接至所述第二晶体管Q2与所述第二电感L2之间的节点，第三二极管D3的负极连接至所述双降压变换器的输出端的正极，以及第四二极管D4的正极连接至所述双降压变换器的输出端的负极。
下面参照图8-图12对图7所示出的本发明的双降压变换器拓扑的工作模式进行描述。
当从DC+取电时，第一晶体管Q1工作而第二晶体管Q2被禁止：
当第一晶体管Q1导通时，电流环路1为：正DC母线DC+—>Q1—>L1—>C3（和电池）—>D4—>中性线N，参见图8，图8示出从DC+取电、第一晶体管Q1导通时本发明实施例的双降压变换器拓扑中的电流环路。此时，正DC母线既给电池充电，同时也给电感L1和电容C3储能，电池负极BAT-通过二极管D4与DC中性线连接，其电压等于DC中性线电压，在本发明的实施例中，DC中性线电压为零。实际上，在这种情况下，流过D4的电流也可能被分流流过L2和D2。
当第一晶体管Q1断开时，电流环路2为：L1—>C3（和电池）—>D4—>中性线N—>D1—>L1，参见图9，图9示出从DC+取电、第一晶体管Q1断开时本发明实施例的双降压变换器拓扑中的电流环路。此时，由储能的电感L1和电容C3给电池充电，电池负极BAT-仍然通过二极管D4与DC中性线连接，其电压等于DC中性线电压。同样地，实际上，在这种情况下，流过D4的电流也可能被分流流过L2和D2。
可以看出，在从DC+取电、第一晶体管Q1以较高的脉宽调制（PWM）频率工作时，不管Q1是导通还是断开，电池负极BAT-电压都等于DC中性线电压。参见图12，图12示意性地示出本发明实施例的双降压变换器拓扑的工作模式，其中，纵轴表示电压，横轴表示时间。从图12所示的时间区间t1-t2，可以看出，当第二晶体管Q2断开，第一晶体管Q1以PWM频率交替导通和断开时，电池负极BAT-电压保持恒定。
当从DC-取电时，第二晶体管Q2工作而第一晶体管Q1被禁止：
当第二晶体管Q2导通时，电流环路3为：中性线N—>D3—>C3（和电池）—>L2—>Q2—>负DC母线DC-，参见图10，图10示出从DC-取电、第二晶体管Q2导通时本发明实施例的双降压变换器拓扑中的电流环路。此时，负DC母线电池既给电池充电，同时也给电感L2和电容C3储能，电池正极BAT+通过二极管D3连接至DC中性线，而电池负极BAT-通过电感L2连接至负DC母线，电池正极BAT+电压等于DC中性线电压，因此电池负极BAT-电压等于负的电池电压。实际上，在这种情况下，流过D3的电流也可能被分流流过D1和L1。
当第二晶体管Q2断开时，电流环路4为：L2—>D2—>中性线N—>D3—>C3（和电池）—>L2，参见图11，图11示出从DC-取电、第二晶体管Q2断开时本发明实施例的双降压变换器拓扑中的电流环路。此时，由储能的电感L2和电容C3给电池充电，电池正极BAT+仍然通过二极管D3连接至DC中性线，因此，电池负极电压BAT-仍然等于负的电池电压。同样地，实际上，在这种情况下，流过D3的电流也可能被分流流过D1和L1。
可以看出，在从DC-取电、第二晶体管Q2以较高的PWM频率工作时，不管Q2是导通还是断开，电池负极BAT-电压都等于负的电池电压。参见图12所示的时间区间t2-t3，当第一晶体管Q1断开，而第二晶体管Q2以PWM频率交替导通和断开时，电池负极BAT-也电压保持恒定。
综上所述，参见图12，电池负极BAT-电压不会随着第一晶体管Q1或第二晶体管Q2的导通和断开高频变化，它仅仅以低频变化，该低频等于降压变换器的正DC母线电压和负DC母线电压作为输入的转换频率。
图12仅示出了电池负极BAT-的电压变换模式，本领域技术人员很容易由此得出电池正极BAT+的电压变换模式，因为电池正极BAT+和电池负极BAT-之间的电压差等于电池电压。
另外，通过上面的分析可以看出，在本发明实施例的电路拓扑中，第一电容C1和第二电容C2对电流环路并无贡献，因此可以省略。本领域技术人员还可以理解，当输出负载具有等效电容作用时，第三电容C3也可以省略。
根据本发明的其他实施例，二极管D1、D2、D3和D4可以替换为任意公知的单向导通单元，用于实现不同的电流环路中特定方向的电流，例如晶闸管、可控开关管等。本域技术人员能够理解，当采用可控开关管时，应该以相应的时序控制可控开关管的导通和断开。例如，当用第一至第四可控开关管分别替换图7中的二极管D1、D2、D3和D4的情况下，关于上述电流环路1，控制第四可控开关管导通而第一至第三可控开关管断开；关于上述电流环路2，控制第一和第四可控开关管导通而第二和第三可控开关管断开；关于上述电流环路3，控制第三可控开关管导通而第一、第二和第四可控开关管断开；以及关于上述电流环路4，控制第二和第三可控开关管导通而第一和第四可控开关管断开。当采用二极管时，通过设置其连接方向就能够实现相应方向的单向导通，无需额外的时序控制部件。
根据本发明的其他实施例，在本发明中，Q1和Q2还可以采用任意公知的开关管。
根据本发明的其他实施例，优选地，第一电感L1和第二电感L2为相同的电感。
本领域技术人员很容易理解，在本发明中，对第一晶体管Q1或第二晶体管Q2的工作频率并没有限定，只要其高于双DC输入源的切换频率即可。
本发明的双降压变换器拓扑相比现有拓扑大大降低了输出电压的变化频率，由此提供了较好的EMC特性，减小了噪声，使得整个系统更加稳定。
虽然本发明已经通过优选实施例进行了描述，然而本发明并非局限于这里所描述的实施例，在不脱离本发明范围的情况下还包括所作出的各种改变以及变化。

Claims (11)

1.一种双降压变换器，包括依次串联在所述双降压变换器的正DC母线和输出端正极之间的第一开关管和第一电感、依次串联在所述双降压变换器的负DC母线和输出端负极之间的第二开关管和第二电感、连接在所述第一开关管与所述第一电感之间的节点和所述第二开关管与所述第二电感之间的节点之间的彼此串联的第一单向导通单元和第二单向导通单元、以及连接在所述双降压变换器的输出端的正负极之间的彼此串联的第三单向导通单元和第四单向导通单元，其中，所述第一单向导通单元和所述第二单向导通单元之间的节点以及所述第三单向导通单元和所述第四单向导通单元之间的节点都连接至所述双降压变换器的DC中性线，第一单向导通单元的输出端连接至所述第一开关管与所述第一电感之间的节点，第二单向导通单元的输入端连接至所述第二开关管与所述第二电感之间的节点，第三单向导通单元的输出端连接至所述双降压变换器的输出端的正极，以及第四单向导通单元的输入端连接至所述双降压变换器的输出端的负极，其中，
所述第一开关管和所述第二开关管的工作频率高于双DC输入源的切换频率。
2.根据权利要求1所述的双降压变换器，其中，单向导通单元为二极管或可控开关管。
3.根据权利要求2所述的双降压变换器，其中，当单向导通单元为二极管时，第一二极管的负极连接至所述第一开关管与所述第一电感之间的节点，第二二极管的正极连接至所述第二开关管与所述第二电感之间的节点，第三二极管的负极连接至所述双降压变换器的输出端的正极，以及第四二极管的正极连接至所述双降压变换器的输出端的负极。
4.根据权利要求1-3中任一项所述的双降压变换器，其中，所述第一开关管和所述第二开关管分别为第一晶体管和第二晶体管。
5.根据权利要求1-3中任一项所述的双降压变换器，其中，所述第一电感和第二电感为相同的电感。
6.根据权利要求1-3中任一项所述的双降压变换器，还包括连接在所述双降压变换器的输出端的正负极之间的电容。
7.一种不间断电源，包括根据权利要求1-6中任一项所述的双降压变换器。
8.一种控制根据权利要求1-6中任一项所述的双降压变换器的方法，其中，
当从所述双降压变换器的正DC母线取电时，控制所述第一开关管工作而禁止所述第二开关管工作；
当从所述双降压变换器的负DC母线取电时，控制所述第二开关管工作而禁止所述第一开关管工作；以及
所述第一开关管和所述第二开关管的工作频率高于双DC输入源的切换频率。
9.根据权利要求8所述的方法，其中，当所述第一开关管工作时，使所述第四单向导通单元导通，而当所述第二开关管工作时，使所述第三单向导通单元导通。
10.根据权利要求9所述的方法，其中，当所述第一开关管工作时，如果所述第一开关管断开，则使所述第一单向导通单元导通。
11.根据权利要求9所述的方法，其中，当所述第二开关管工作时，如果所述第二开关管断开，则使所述第二单向导通单元导通。
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
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Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103427633A (zh) * 2012-05-15 2013-12-04 通用电气公司 高压应用的开关模式功率转换器

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