JP5369770B2

JP5369770B2 - スイッチング電源装置、電源システム、電子装置

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Publication number: JP5369770B2
Application number: JP2009052799A
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Inventors: 敏一大久保; 浩幸庄司; 英穂山村; 忍入倉; 直樹丸
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Description

本発明は、スイッチング電源装置に関し、特に、損失を低減する技術に関する。

近年、様々な電子装置の電源としてスイッチング電源が広く用いられている。また、スイッチング電源は電力効率が高いので多用されている。

スイッチング電源は、スイッチング素子の開閉動作により入力電力を調整し、所望の出力電圧に変換する。ここで、整流用のスイッチング素子において、その開閉動作に伴う急激な電圧と電流の変化、トランス、基板パターンのインダクタンスなどが原因で、スイッチング素子にサージ電圧が発生する。サージ電圧がスイッチング素子の耐圧を超えると、スイッチング素子が破壊する。

サージ電圧を低減する一手法として、スイッチング素子と並列に、ダイオードとコンデンサなどで構成されたスナバ回路を接続する方法がある。これは、サージ電圧の発生要因となるエネルギーを前述のコンデンサで吸収し、抵抗などで消費させて、スイッチング素子に発生するサージ電圧を低減する方法である。前述の方法でサージ電圧を低減する従来の技術が特許文献１で開示されている。これらの従来技術を用いれば、サージ電圧を低減し、スイッチング素子の破壊を防止できる。また、一般にスイッチング素子は耐圧が高いものほど抵抗が大きいので、より抵抗の小さいスイッチング素子を用いてスイッチング素子の発熱を低減し、電源回路の電力効率を向上することができる。

特開２００７−３１８９６４号公報

特許文献１の従来技術では、スナバ回路のコンデンサ電圧が、前記コンデンサの負荷に相当する電力再利用回路の入力電力に依存し、変動する問題点がある。例えば、前述の負荷が軽負荷、或いは無負荷になった場合、前述のコンデンサに蓄積されたサージエネルギーが消費されずにスナバ回路のコンデンサ電圧が上昇し、サージ電圧を低減することができない。従って、負荷を軽負荷か無負荷に限定するか、軽負荷か無負荷を対象にする場合には、サージ電圧を許容できる十分に耐圧の高いスイッチング素子を使用する必要があり、電源装置の損失を低減することができない。

しかしながら、スイッチング電源を設計するにあたっては、サージ電圧を負荷条件などに依らずに安定に低減でき、更に、サージ電圧のエネルギーを有効に利用して、スイッチング電源回路の電力効率を向上したい場合がある。

従って、本発明における課題は、サージ電圧を所望の電圧に低減でき、且つ、サージのエネルギーを有効に利用し、損失の少ないスイッチング電源装置を提供することにある。

本発明は、スイッチング電源装置において、前記整流用のスイッチング素子に発生するサージエネルギーを蓄積する蓄積手段と、前記蓄積手段の電圧を制御するクランプ電圧制御手段を備えたことを特徴とする。

本発明の望ましい実施形態によれば、スイッチング電源装置において、整流用スイッチング素子に発生するサージ電圧を低減して素子の耐圧を下げ、また、従来は熱として損失させていたサージのエネルギーを有効に利用すること、すなわち回生することで、損失の少ないスイッチング電源装置を提供することができる。

本発明の第１の実施例によるスイッチング電源装置の構成図。図１において、蓄積手段を接続しない場合の波形図。図１において、蓄積手段を接続した場合の波形図。本発明の第２の実施例によるスイッチング電源装置の構成図。本発明の第３の実施例によるスイッチング電源装置の構成図。本発明の第４の実施例によるスイッチング電源装置の構成図。本発明の第５の実施例によるスイッチング電源装置の構成図。図７において、サージ電力と負荷電力の関係図。図７において、第２のクランプ電圧制御手段の一例図。本発明の第６の実施例によるスイッチング電源装置の構成図。図１０において、蓄積手段とクランプ電圧制御手段が無い場合の動作を説明する電圧電流波形図。図１０の動作を説明する電圧電流波形図。本発明の第７の実施例によるスイッチング電源装置の構成図。図１３の動作を説明する電圧電流波形図。本発明の第８の実施例によるスイッチング電源装置の構成図。本発明の第９の実施例による電源システムの構成図。本発明の第１０の実施例による電子装置の構成図。

以下、実施例を用いて本発明を詳細に説明する。

図１は、本発明の第１の実施例によるスイッチング電源装置の回路構成図である。図１において、スイッチング電源装置１は、スイッチング回路１１０、トランス４０、整流回路１１１、平滑回路１１２、制御手段１００、蓄積手段１１３、クランプ電圧制御手段１１４、で構成され、入力端子１０ａと１０ｂ、出力端子７０ａと７０ｂ、７１ａと７１ｂを備えている。

直流電源１０が入力端子１０ａと１０ｂを介してスイッチング回路１１０に接続され、スイッチング回路１１０の出力がトランス４０の１次巻線４０ａに接続され、トランス４０の２次巻線４０ｂが整流回路１１１に接続され、整流回路１１１の出力が平滑回路１１２に接続され、平滑回路１１２の出力がスイッチング電源装置１の出力端子７０ａと７０ｂを介し、第一の負荷である負荷７０に接続される。制御手段１００には、入力端子１０ａと１０ｂ、出力端子７０ａと７０ｂ、スイッチング回路１１０、整流回路１１１が接続される。制御手段１００は、入力端子１０ａ、１０ｂからの入力電圧値と出力端子７０ａ、７０ｂからの出力電圧値をもとに、所望の出力電圧が得られるようスイッチング回路１１０と整流回路１１１を制御する。以上は、一般的な電源装置の回路構成に相当する。

更に図１では、前述の回路構成に、本発明に関わる蓄積手段１１３とクランプ電圧制御手段１１４が接続される。蓄積手段１１３の入力は、トランス４０の２次巻線４０ｂと整流回路１１１との接続端子へ接続され、蓄積手段１１３の出力にクランプ電圧制御手段１１４の入力が接続され、蓄積手段１１３の出力が出力端子７１ａと７１ｂを介して第２の負荷である負荷７１へ接続される。

本実施例の動作について説明する。まず、本発明に関わる蓄積手段１１３、クランプ電圧制御手段１１４を付加しない場合の動作を説明する。直流電源１０から入力された直流電圧は、スイッチング回路１１０のスイッチング動作により交流電圧に変換され、前記交流電圧がトランス４０の１次巻線４０ａに印加され、トランス４０は入力された交流電圧をトランス４０の巻線比に従い変圧し、トランス４０の２次巻線４０ｂに交流電圧を出力する。整流回路１１１は、２次巻線４０ｂに誘起した交流電圧を整流する。平滑回路１１２は、整流回路１１１の出力電圧を滑らかな直流電圧に変換し、負荷７０へ直流電圧を出力する。

ここで、前述の整流回路１１１が交流電圧を整流する際、整流回路１１１にサージ電圧が発生する場合がある。前記サージ電圧が発生したとき、整流回路１１１内の整流用スイッチング素子に印加される電圧Ｖｓの波形を図２に示す。図２では、前記電圧Ｖｓにサージ電圧が重畳され、その最大値Ｖｓ（ｐｅａｋ）が前記整流用スイッチング素子の耐圧ＶＤＳＳを上回っている。この場合、整流用スイッチング素子が破壊される。

本実施例では、前記サージ電圧が前記蓄積手段の電圧以上になろうとするとき、前記蓄積手段１１３がサージ電圧のエネルギーを吸収、蓄積し、サージ電圧のピーク値は前記蓄積手段の電圧に制限される。このときの蓄積手段１１３の電圧をクランプ電圧と呼び、前記サージ電圧のエネルギーをサージエネルギーと呼ぶ。なお、蓄積手段１１３は、前記サージエネルギーを直流エネルギーとして蓄積する。前記直流エネルギーをサージ電力と呼ぶ。このときの整流用スイッチング素子の電圧Ｖｓの波形を図３に示す。図３において、記号Ｖｃで示す波形は前記クランプ電圧である。図３の波形のように、サージ電圧をクランプ電圧で制限することをクランプすると呼ぶ。

ここで、前記クランプ電圧の適正な値について述べる。クランプ電圧を整流用スイッチング素子の耐圧ＶＤＳＳより低く選べば素子の破壊を防止でき、また、図３の矩形パルスの波高値Ｖｔ２より高く選べばスイッチング電源の電力伝達作用に悪影響は無い。このため、本実施例ではクランプ電圧Ｖｃを整流用スイッチング素子の耐圧より低くかつ図３の矩形パルスの波高値Ｖｔ２より高く選んだ。

前記クランプ電圧は、蓄積手段１１３の出力に接続されたクランプ電圧制御手段１１４により所望の電圧に制御される。そして、所望の電圧に変換されたサージ電力は、負荷７１へ回生する。

以上説明したように、本実施例では、サージ電圧を所望の電圧にクランプすることでサージ電圧の低減ができ、整流回路を構成する整流用スイッチング素子に低耐圧のものが使用でき、電源装置の損失を低減することが可能である。また、サージエネルギーを回生することで、電源装置全体の損失を低減することが可能である。

本実施例では、整流回路１１１に蓄積手段１１３を接続したが、蓄積手段１１３の接続箇所を限定するものではない。蓄積手段１１３を、サージ電圧、或いはなんらかの過電圧が発生する恐れのある箇所に接続することで、前述箇所の素子を保護することが可能である。

図４は、本発明の第２の実施例によるスイッチング電源装置の回路構成図である。図４において、図１と同一の構成要素には同一符号を付し、重複説明は避ける。

図４と図１で異なる点について説明する。図４において、スイチング電源装置２は回生電力制御手段１１５を具備する。蓄積手段１１３の出力に回生電力制御手段１１５の入力が接続され、回生電力制御手段１１５の出力が出力端子７０ａと７０ｂを介して負荷７１へ接続される。

本実施例では、回生電力制御手段１１５を具備することで、蓄積手段１１３に蓄積したサージエネルギーを所望の電圧へ変換して、前記エネルギーを負荷７１へ回生することができる。

本実施例でも前述の実施例と同様に、サージ電圧を所望の電圧にクランプすることでサージ電圧の低減ができ、整流回路を構成する整流用スイッチング素子に低耐圧のものが使用でき、電源装置の損失を低減することが可能である。また、サージエネルギーを回生することで、電源装置全体の損失を低減することが可能である。

図５は、本発明の第３の実施例によるスイッチング電源装置の回路構成図である。図５において、図４と同一の構成要素には同一符号を付し、重複説明は避ける。

図５と図４で異なる点について説明する。図５において、スイッチング電源装置３は単出力であり、回生電力制御手段１１５の出力が出力端子７０ａと７０ｂを介し負荷７０へ接続されている。つまり、蓄積手段１１３に蓄積されたサージエネルギーは、第一の負荷７０へ回生される。

図６は、本発明の第４の実施例によるスイッチング電源装置の回路構成図である。図６において、図５と同一の構成要素には同一符号を付し、重複説明は避ける。

図６と図５で異なる点について説明する。図６において、回生電力制御手段１１５の出力はスイッチング電源装置４内部の負荷７２に接続されている。ここで、負荷７２は冷却ファンであり、スイッチング電源装置４を冷却する機能を有する。つまり、蓄積手段１１３に蓄積されたサージエネルギーは、負荷７２の冷却ファンへ回生される。

なお、本実施例では、負荷７２を冷却ファンとおいたが、それに限定することなく、電源装置内の制御手段や、その他の回路としてもよい。

図７は、本発明の第５の実施例によるスイッチング電源装置の回路構成図である。図７において、図６と同一の構成要素には同一符号を付し、重複説明は避ける。

スイッチング電源装置５の１次側について説明する。直流電源１０には、入力端子１０ａと１０ｂを介して、バイパスコンデンサ６０、スイッチング素子２０と２１の直列接続体、及び、スイッチング素子２２と２３の直列接続体が接続され、スイッチング素子２０と２１の接続点と、スイッチング素子２２と２３の接続点がスイッチング回路１１０の出力である。スイッチング素子２０〜２３には、それぞれフリーホイールダイオード３０〜３３が接続される。前述のバイパスコンデンサ６０、スイッチング素子２０〜２３、フリーホイールダイオード３０〜３３がスイッチング回路１１０を構成する。そして、スイッチング回路１１０の出力が共振インダクタ４１を介して、トランス４０の１次巻線４０ａに接続される。なお、前記共振インダクタ４１は、トランス４０の漏洩インダクタンスで代用することも可能であり、その場合は省略できる。

次に、スイッチング電源装置５の２次側について説明する。トランス４０の２次巻線４０ｂの両端には、それぞれ、スイッチング素子２４と２５のドレイン端子が接続され、前記スイッチング素子２４と２５はぞれぞれのソース端子が接続されている。スイッチング素子２４と２５には、それぞれ、フリーホイールダイオード３４と３５が接続されている。ここで、スイッチング素子２４と２５、フリーホイールダイオード３４と３５は、整流回路１１１を構成する。整流回路１１１の後段に、平滑インダクタ４２と４３、平滑コンデンサ６１で構成された平滑回路１１２が接続される。前記平滑インダクタ４２と４３の直列接続体の端点が、それぞれ、スイッチング素子２５と２４のドレイン端子に接続され、前記平滑インダクタ４２と４３の接続点が、平滑コンデンサ６１の正極に接続される。
そして、前記スイッチング素子２４と２５のソース端子が平滑コンデンサ６１の負極へ接続される。平滑コンデンサ６１の両端が、平滑回路１１２の出力となり、出力端子７０ａと７０ｂを介して負荷７０へ接続される。

制御手段１００には、入出力電圧を検出するため、入力端子１０ａと１０ｂ、出力端子７０ａと７０ｂが接続される。そして、制御手段１００には、スイッチング素子２０〜２５のゲートが接続され、それらのスイッチング素子を制御する。

図７では、整流回路１１１に発生するサージ電圧を低減し、サージエネルギーを回生する回路が付加されており、以下に回路構成を説明する。

スイッチング素子２４と２５のドレイン端子は、それぞれ、ダイオード５０と５１のアノードに接続され、前記ダイオード５０と５１のカソードは、クランプコンデンサ６２の正極へ接続され、クランプコンデンサ６２の負極は前記スイッチング素子２４と２５のソース端子へ接続される。ここで、ダイオード５０と５１、クランプコンデンサ６２は蓄積手段１１３を構成する。クランプコンデンサ６２の両端には、ツェナダイオード９０が接続され、前記ツェナダイオード９０は第２のクランプ電圧制御手段１４０を形成し、クランプ電圧の上限を決める。前記第２のクランプ電圧制御手段１４０の両端には、スイッチング素子２６とダイオード５２が直列接続され、前記ダイオード５２の両端には、平滑インダクタ４４と平滑コンデンサ６３が直列接続され、スイッチング素子２６にはフリーホイールダイオード３６が逆並列接続される。ここで前述のスイッチング素子２６、フリーホイールダイオード３６、ダイオード５２、平滑インダクタ４４、平滑コンデンサ６３はクランプコンデンサ６２を電源とする電力変換手段１１６を構成する。更に、クランプコンデンサ６２の両端には、その電圧を検出する電圧検出手段１０１が接続され、前記電圧検出手段１０１の出力が制御手段１０２に接続され、制御手段１０２の出力がスイッチング素子２６のゲートに接続される。また、平滑コンデンサ６３の両端に電圧検出手段１０３が接続され、前記電圧検出手段１０３の出力が制御手段１０２に出力される。ここで、前述の電力変換手段１１６、電圧検出手段１０１、制御手段１０２は、第１のクランプ電圧制御手段１１４を構成する。そして、電力変換手段１１６、電圧検出手段１０３、制御手段１０２は、回生電力制御手段１１５を構成する。前記クランプ電圧制御手段１１４と回生電力制御手段１１５の機能は後述する。平滑コンデンサ６３の正極にはダイオード５３のアノードが接続され、前記ダイオード５３のカソードに第二の負荷７２の正極が接続される。負荷７２の負極は平滑コンデンサ６３の負極に接続される。

更に図７では、補助電源１１７を備え、前記補助電源１１７の入力は入力端子１０ａと１０ｂを介して直流電源１０に接続され、また補助電源１１７の正側の出力は端子１１７ａを介してダイオード５４のアノードに接続され、前記ダイオード５４のカソードは負荷７２の正極へ接続される。補助電源１１７の負側の出力は端子１１７ｂを介して負荷７２の負極へ接続される。ここで、前述のダイオード５３と５４は、電力変換手段１１６並びに補助電源１１７から供給される電力を突き合わせて負荷７２へ伝達するオア手段１１８である。

なお、図７中のフリーホイールダイオード３０〜３６はスイッチング素子２０〜２６がＭＯＳＦＥＴの場合、ボディダイオードを使用できる。蓄積手段１１３は、ダイオード５０と５１とクランプコンデンサ６２で構成したが、前記ダイオードについては、電流を一方向にのみ通す非線形素子であれば代用でき、例えば、ＭＯＳＦＥＴのボディダイオードなどでも良く、スイッチング素子を制御するなどして用いても良い。また、前記クランプコンデンサ６２は電池などでも代用できる。電力変換手段１１６は、クランプコンデンサ６２を電源として降圧した直流電圧を出力する降圧コンバータ回路を構成している。ここで、前記電力変換手段１１６は一例にすぎず、クランプコンデンサ６２を電源として電力を変換するものであれば、どのような構成でもよい。

次に本実施例の動作を説明する。

直流電源１０から入力された直流電圧は、スイッチング回路１１０を構成するスイッチング素子２０〜２３が所定のスイッチング動作を行うことにより、交流電圧に変換され、共振インダクタ４１を介して、前記交流電圧がトランス４０の１次巻線４０ａに印加され、トランス４０は入力された交流電圧をトランス４０の巻線比に従い変圧し、トランス４０の２次巻線４０ｂに交流電圧を誘起する。整流回路１１１は、２次巻線４０ｂに誘起した交流電圧を整流する。平滑回路１１２は、整流回路１１１の出力電圧を滑らかな直流電圧に変換し、負荷７０へ直流電圧を出力する。

前述の動作で、１次側のスイッチング素子の状態が切り替わり、２次巻線４０ｂの電流の向きが切り替わる瞬間、２次側のスイッチング素子及びフリーホイールダイオードの両端に、サージ電圧が発生する場合がある。

次に、本実施例での、サージ電圧を低減する技術について説明する。前述のサージエネルギーは、ダイオード５０と５１を介して蓄積手段１１３のクランプコンデンサ６２に蓄積される。ここで、クランプコンデンサ６２の容量が十分大きいと、クランプコンデンサ６２の両端の電圧はほとんど変化せず、サージ電圧は、ダイオード５０、５１の作用により、クランプコンデンサ６２の両端の電圧にほぼ等しくなる。すなわち、サージ電圧が低減する。以降、このクランプコンデンサ６２の両端の電圧をクランプ電圧と呼び、記号Ｖｃで表す。また、以降、ダイオード５０、５１の作用によりサージ電圧がクランプ電圧に制限されることを、クランプすると呼ぶ。このときのスイッチング素子の電圧Ｖｓ１とＶｓ２の波形は実施例１で説明した図３と同様になる。また、このときのクランプ電圧は、実施例１で述べた通り、スイッチング素子の耐圧より低くかつ図３の矩形パルスの波高値Ｖｔ２より高く選んだ。

クランプ電圧Ｖｃの制御方法について触れる。サージエネルギーがクランプコンデンサ６２に蓄積し続けると、クランプ電圧Ｖｃは上昇して、スイッチング素子の耐圧より高い値になる可能性がある。そこで、クランプコンデンサ６２から蓄積されたエネルギーを取り出し、クランプ電圧Ｖｃを適正な値に保つ必要がある。

クランプ電圧Ｖｃを適正な値に制御するのが、クランプ電圧制御手段である。ここで、サージ電力、及び、回生電力を利用する負荷７２の電力量の関係を図８に示す。以下、図８を参照しながら説明する。図８の縦軸は電力量を、横軸はファン（負荷７２）の回転数を示し、Ｗｓはサージ電力、Ｗｆは負荷７２の電力を示す。いま、負荷７２の電力Ｗｆがサージ電力Ｗｓと等しいときには（図８の点Ａ）、第１及び第２のクランプ電圧制御手段は何もせず、回生電力制御手段１１５は負荷７２に電力を供給する。負荷７２の電力Ｗｆがサージ電力Ｗｓよりも大きいとき（図８の点Ａより右側）、第２のクランプ電圧制御手段１４０は何もしない。一方、第１のクランプ電圧制御手段は、クランプ電圧が所望の電圧になるようにサージ電力Ｗｓをクランプコンデンサ６２から取り出し、負荷７２へ供給する。なお、このとき負荷７２の電力は、第１のクランプ電圧制御手段１１４及び補助電源１１７の双方からオア手段１１８を介して供給される。負荷７２の電力Ｗｆがサージ電力Ｗｓよりも小さいときには（図８の点Ａより左側）、回生電力制御手段１１５は負荷７２が必要とする電力を供給し、第２のクランプ電圧制御手段１４０が余剰な電力を消費してクランプ電圧の上昇を防止する。このようにして、クランプ電圧Ｖｃは適正な値に制御される。

ここで、第２のクランプ電圧制御手段１４０について触れる。第２のクランプ電圧制御手段１４０は、前述した通り、サージ電力Ｗｓ＞ファン電力Ｗｆの条件のとき、余剰な電力を消費し、クランプ電圧の上限値を決める手段である。図７では、前述の手段をツェナダイオード９０が担っている。しかし、一般にツェナダイオードの降伏電圧は、数ボルト刻みである。そのため、クランプ電圧の上限値を細かく設定したい場合は、ツェナダイオードではない別の手段が必要になる。そこで、クランプ電圧の上限値を細かく設定できる回路の一例を図９に示す。

図９において、点１４０ａ−１４０ｂ間には、抵抗１４１と抵抗１４２の直列体、抵抗１４３と抵抗１４４とシャントレギュレータ１４５の直列体、トランジスタ１４６と抵抗１４７と抵抗１４８の直列体、抵抗１４９とトランジスタ１５０の直列体らが並列接続される。更に、抵抗１４１と抵抗１４２の接続点がシャントレギュレータ１４５のリファレンス端子（１４５Ｒ）に接続され、抵抗１４３と抵抗１４４の接続点がトランジスタ１４６のベースに接続され、抵抗１４７と抵抗１４８の接続点がトランジスタ１５０のゲートに接続される。また、トランジスタ１５０にはフリーホイールダイオード１６０が逆並列に接続され、トランジスタ１５０がＭＯＳＦＥＴの場合は、フリーホイールダイオード１６０はトランジスタ１５０のボディダイオードで代用できる。

次に、動作について説明する。図９の点１４０ａ−１４０ｂ間に印加された電圧は、抵抗１４１と抵抗１４２で分圧され、抵抗１４２両端の電圧が、シャントレギュレータ１４５のリファレンス（１４５Ｒ）−アノード（１４５Ａ）端子間に印加される。シャントレギュレータ１４５は、前述のリファレンス（１４５Ｒ）−アノード（１４５Ａ）端子間の電圧と、自己の基準電圧とを比較する。ここで、抵抗１４１と１４２を調整し、前述のクランプ電圧上限値が点１４０ａ−１４０ｂ間に印加された際に、抵抗１４２の両端電圧がシャントレギュレータ１４５の内部基準電圧より大きくなるよう設定しておけば、シャントレギュレータ１４５のカソード−アノード間が導通する。そして、抵抗１４３と抵抗１４４に電圧が印加され、トランジスタ１４６がオンし、抵抗１４７と抵抗１４８に電圧が印加される。更に、抵抗１４８両端の電圧がトランジスタ１５０のゲート−ソース間に印加され、トランジスタ１５０がオンする。すると、点１４０ａ−１４０ｂ間の抵抗分は抵抗１４９のみとなり、このとき、点１４０ａ−１４０ｂ間にクランプコンデンサ６２が接続されていれば、前述のコンデンサの電荷を引き抜き、設定したクランプ電圧上限値を維持することができる。

従って、図９の回路において、抵抗１４１と１４２の抵抗比を設定することで、クランプコンデンサ６２の上限電圧を所望の電圧に制御することができる。

本実施例においても前述の実施例と同様に、サージ電圧を所望の電圧にクランプすることでサージ電圧の低減ができ、整流回路を構成する整流用スイッチング素子に低耐圧のものが使用でき、電源装置の損失を低減することが可能である。また、サージエネルギーを回生することで、電源装置全体の損失を低減することが可能である。

図１０は、本発明の第６の実施例によるスイッチング電源装置の回路構成図である。

スイッチング電源装置６の１次側について説明する。直流電源１０には、入力端子１０ａと１０ｂを介して、バイパスコンデンサ６０が接続され、バイパスコンデンサ６０の両端にトランス４０の１次巻線４０ａとスイッチング素子２７の直列接続体が接続され、スイッチング素子２７には逆並列にフリーホイールダイオード３７が接続されている。前述のバイパスコンデンサ６０、スイッチング素子２７、フリーホイールダイオード３７がスイッチング回路１２０を構成する。

次に、スイッチング電源装置６の２次側について説明する。トランス４０の２次巻線４０ｂの両端には、スイッチング素子２８と２９のそれぞれのソース端子が接続された直列接続体が接続されている。前記スイッチング素子２８と２９には、それぞれ、フリーホイールダイオード３８と３９が逆並列に接続されている。前記スイッチング素子２８と２９の直列接続は、前記スイッチング素子２７がオンしたときに前記２次巻線４０ｂに誘起した電圧に対してフリーホイールダイオード３９が逆バイアスされる向きで、２次巻線４０ｂに接続される。スイッチング素子２８、２９、フリーホイールダイオード３８、３９は整流回路１２１を構成する。整流回路１２１の後段に、平滑インダクタ４５ａと平滑コンデンサ６１で構成された平滑回路１２２が接続される。前記平滑インダクタ４５ａと平滑コンデンサ６１の直列接続体が前記スイッチング素子２９の両端に並列接続される。そして、平滑コンデンサ６１の両端が平滑回路１２２の出力となり、平滑回路１２２の出力が出力端子７０ａと７０ｂを介して第１の負荷７０へ接続される。

制御手段１００には、入出力電圧を検出するため、入力端子１０ａと１０ｂ及び出力端子７０ａと７０ｂが接続される。制御手段１００には、スイッチング素子２７〜２９のゲートが接続され、それらのスイッチング素子を制御する。

図１０では、整流回路１２１に発生するサージ電圧を低減し、サージエネルギーを回生する回路が付加されており、以下に回路構成を説明する。

前記スイッチング素子２９の両端に、ダイオード５５とクランプコンデンサ６２の直列接続体が接続される。ここで、ダイオード５５とクランプコンデンサ６２は蓄積手段１２３を構成する。クランプコンデンサ６２の両端には、ツェナダイオード９０が接続され、前記ツェナダイオード９０は第２のクランプ電圧制御手段１４０を形成し、クランプ電圧の上限を決める。前記第２のクランプ電圧制御手段１４０の両端には、補助インダクタ４５ｂと整流ダイオード５６の直列接続体が接続される。また、クランプコンデンサ６２の両端は出力端子７１ａと７１ｂを介して第二の負荷７１へ接続される。前述の平滑インダクタ４５ａと補助インダクタ４５ｂと整流ダイオード５６は、第三のクランプ電圧制御手段１２４を構成する。なお、前記補助インダクタ４５ｂは、平滑インダクタ４５ａと磁気的に結合しており、トランス４５を形成する。平滑インダクタ４５ａと補助インダクタ４５ｂの結合方向は、平滑インダクタ４５ａが負荷７０へエネルギーを放出するとき、補助インダクタ４５ｂに発生した電圧によりクランプコンデンサ６２が充電される方向が、クランプコンデンサ６２にサージエネルギーが蓄積される方向と同一となる方向である。なお、前述のフリーホイールダイオード３７〜３９は、スイッチング素子２７〜２９がＭＯＳＦＥＴの場合、ボディダイオードを利用できる。

次に、本実施例の動作について説明する。はじめに、蓄積手段１２３、第２のクランプ電圧制御手段１４０、第３のクランプ電圧制御手段１２４を付加しない場合の動作について説明する。

図１０において、蓄積手段１２３、第２のクランプ電圧制御手段１４０、第３のクランプ電圧制御手段１２４を付加しない場合の各部の電圧電流波形を図１１に示す。図１１において、Ｖｇ（２７）、Ｖｇ（２８）、Ｖｇ（２９）は、それぞれ、スイッチング素子２７、２８、２９のゲート駆動電圧である。また、ＶｓとＩｓは、スイッチング素子２９とフリーホイールダイオード３９の並列接続体の両端の電圧と電流である。ＩＬ１は平滑インダクタ４５ａの電流である。以下、図１１を参照しながら動作を説明する。

図１１において、スイッチング素子２７と２８は同時にオン・オフし、前記スイッチング素子２８とスイッチング素子２９は相補にオン・オフする。前記スイッチング素子２８と２９は、２次巻線４０ｂに発生した電圧を同期整流する。時刻ｔ０−ｔ１の間では、スイッチング素子２７がオンし、直流電源１０から入力された直流電圧は１次巻線４０ａに印加される。そして、２次巻線４０ｂにはフリーホイールダイオード３９を逆バイアスする向きに電圧が発生し、２次巻線４０ｂ→平滑インダクタ４５ａ→平滑コンデンサ６１→スイッチング素子２８とフリーホイールダイオード３８のループで電流が流れ、平滑インダクタ４５ａにエネルギーを蓄えると同時に負荷７０に電力が伝達される。また、このときトランス４０の励磁インダクタンタンスに励磁エネルギーが蓄積する。次に、時刻ｔ１−ｔ２の間では、スイッチング素子２７がオフし、直流電源１０の直流電圧は１次巻線４０ａには印加されない。前述の動作でトランス４０に蓄えられた励磁エネルギーにより、２次巻線４０ｂには、フリーホイールダイオード３８を逆バイアスする向きに電圧が発生する。このとき、２次巻線４０ｂに電流は流れない。平滑インダクタ４５ａは前述の動作で蓄えたエネルギーを放出して、平滑インダクタ４５ａの両端には前記平滑インダクタ４５ａと平滑コンデンサ６１の接続点を正とした電圧が発生する。前記平滑インダクタ４５ａに発生した電圧は、負荷７０への出力電圧、つまり、本電源装置の出力電圧と等しい。そして、平滑インダクタ４５ａ→平滑コンデンサ６１→スイッチング素子２９とフリーホイールダイオード３９のループで電流が流れ、負荷７０に電力が伝達される。

前述の動作で、時刻ｔ０−ｔ１間のはじめ、２次巻線４０ｂにフリーホイールダイオード３９を逆バイアスする電圧が発生するとき、２次側のスイッチング素子２９及びフリーホイールダイオード３９の両端に、サージ電圧が発生する場合がある。

次に、蓄積手段１２３、第２のクランプ電圧制御手段１４０、第３のクランプ電圧制御手段１２４を付加した場合の動作を説明する。その場合の各部の電圧電流波形を図１２に示す。図１２において、Ｖｃはクランプコンデンサ６２の電圧、ＶＬ２とＩＬ２は補助インダクタ４５ｂの両端の電圧と電流であり、その他の記号は図１１と同様の箇所を示す。
以下、図１２を参照しながら、本実施例でのサージ電圧を低減する技術について説明する。

時刻ｔ０−ｔ１の間、サージ電圧が発生するとき、サージエネルギーはダイオード５５を介してクランプコンデンサ６２に蓄積され、その作用により、サージ電圧はクランプ電圧Ｖｃにクランプされる。そして、クランプコンデンサ６２に蓄積されたサージエネルギーは、クランプコンデンサ６２に接続された負荷７１へ回生される。

ここで、クランプ電圧Ｖｃの制御方法について説明する。本実施例では、クランプ電圧Ｖｃを制御する手段として、第３のクランプ電圧制御手段１２４を備えている。まず、第３のクランプ電圧制御手段１２４の動作を説明する。図１２の時刻ｔ１−ｔ２の間では、平滑インダクタ４５ａは本電源装置の出力電圧と等しい電圧を発生させて負荷側へエネルギーを放出する。このとき、平滑インダクタ４５ａと磁気的に結合した補助インダクタ４５ｂには、本電源装置の出力電圧、及び、前記平滑インダクタ４５ａと補助インダクタ４５ｂの巻線比で決定する電圧（図１２中の記号ＶＬ２の正の電圧）が誘起する。そして、前記補助インダクタ４５ｂに誘起した電圧は、整流ダイオード５６で整流され、クランプコンデンサ６２に印加される。ここで、負荷７１の電力がサージ電力より大きい場合、補助インダクタ４５ｂ→クランプコンデンサ６２→整流ダイオード５６のループで電流（図１２中のＩＬ２）が流れ、補助インダクタ４５ｂより電力が供給される。前記補助インダクタ４５ｂから供給された電力は、クランプコンデンサに蓄積して平滑されて負荷７１に出力される。これらの動作により、負荷７１の電力がサージ電力を上回るなどしても、クランプ電圧Ｖｃは前記補助インダクタ４５ｂに誘起した電圧、即ちクランプ電圧制御手段１２４から出力される電圧にほぼ保たれる。つまり、クランプ電圧制御手段１２４はクランプ電圧Ｖｃの下限値を制御する。このときのクランプ電圧Ｖｃについては、本電源装置の出力電圧をＶｏ、平滑インダクタ４５ａの巻線数をＮ１、補助インダクタ４５ｂの巻線数をＮ２とおくと、Ｖｃ＝Ｖｏ×Ｎ２／Ｎ１となる。クランプ電圧Ｖｃは、平滑インダクタ４５ａ及び補助インダクタ４５ｂの巻線数を変更することにより、所望の値に設定できる。一方、クランプ電圧制御手段１２４は、負荷７１に電力を供給できることから、前述した実施例５での補助電源に相当する役割も持っている。

次に、実施例５で説明した図８を参照しながら、負荷７１の電力とクランプ電圧の関係を述べる。図８中のＷｆを、負荷７１の電力へ読み替えるものとする。図８より、負荷７１の電力Ｗｆがサージ電力Ｗｓと等しいときには（図８の点Ａ）、クランプ電圧制御手段は何もしない。負荷７１の電力Ｗｆがサージ電力Ｗｓよりも小さいときには（図８の点Ａより左側）、負荷７１には必要な電力が蓄積手段１２３から供給される。第２のクランプ電圧制御手段１４０は余剰な電力を消費し、クランプ電圧の上昇を防止する。第３のクランプ電圧制御手段は何もしない。負荷７１の電力Ｗｆがサージ電力Ｗｓよりも大きいとき（図８の点Ａより右側）、サージ電力Ｗｓは負荷７１に供給され、負荷７１の電力Ｗｆとサージ電力Ｗｓとの差分の電力（Ｗｆ−Ｗｓ）は前述した通り、第３のクランプ電圧制御手段１２４より供給される。このとき第３のクランプ電圧制御手段は、前記補助インダクタ４５ｂから出力される電圧を、クランプコンデンサ６２に印加して、クランプ電圧を制御する。

前述したとおり、本実施例における第３のクランプ電圧制御手段１２４はクランプ電圧の下限値を制御し、且つ、負荷に電力を供給する機能を有する。

図１３は、本発明の第７の実施例によるスイッチング電源装置の回路構成図である。図１３において、図１０と同一の構成要素には同一符号を付し、重複説明は避ける。

図１３と図１０で異なる点について説明する。図１３において、図１０に示した第２のクランプ電圧制御手段１４０と負荷７１を削除し、回生スイッチ１５１と前記回生スイッチ１５１を制御する制御手段１０４を新たに備える。図１３において、回生スイッチ１５１のドレイン端子が整流ダイオード５６のカソード端子に接続され、前記回生スイッチ１５１のソース端子が前記整流ダイオード５６のアノードに接続される。即ち、回生スイッチ１５１は整流ダイオード５６に逆並列に接続される。そして、前記回生スイッチ１５１のゲート端子が制御手段１０４の出力に接続され、前記制御手段１０４の入力が制御手段１００に接続される。制御手段１０４は制御手段１００からスイッチングの同期信号を受け取り、それをもとに回生スイッチ１５１を制御する。前述の平滑インダクタ４５ａ、補助インダクタ４５ｂ、整流ダイオード５６、回生スイッチ１５１、制御手段１０４は、第４のクランプ電圧制御手段１２５を構成する。なお、前記回生スイッチ１５１がＭＯＳＦＥＴの場合は、前記整流ダイオード５６はボディダイオードで代用できる。

次に、本実施例の動作について説明する。図１３において、各部の電圧電流波形を図１４に示す。図１４において、Ｖｇ（２７）〜Ｖｇ（２９）、及び、Ｖｇ（１５１）は、それぞれ、スイッチング素子２７〜２９、回生スイッチ１５１のゲート駆動電圧である。また、ＶｓとＩｓは、スイッチング素子２９とフリーホイールダイオード３９の並列接続体の両端の電圧と電流である。ＩＬ１は平滑インダクタ４５ａの電流である。ＶＬ２、ＩＬ２は補助インダクタ４５ｂの両端の電圧と電流である。以下、図１４を参照しながら動作を説明する。

図１４において、スイッチング素子２７と２８は同時にオン・オフし、前記スイッチング素子２８とスイッチング素子２９は相補にオン・オフする。また、スイッチング素子２９と回生スイッチ１５１は同時にオン・オフする。

本実施例において、直流電源１０から負荷７０に電力を伝達する基本動作は前記実施例６と同様である。また、本実施例でも、２次側のスイッチング素子２９及びフリーホイールダイオード３９の両端にサージ電圧が発生する場合がある。

本実施例でのサージ電圧を低減する技術を、図１４を参照しながら説明する。時刻ｔ０−ｔ１の間、サージ電圧が発生するとき、サージエネルギーはダイオード５５を介してクランプコンデンサ６２に蓄積され、その作用により、サージ電圧はクランプ電圧Ｖｃにクランプされる。更に、本実施例では、クランプコンデンサ６２に蓄積されたサージエネルギーを、補助インダクタ４５ｂと平滑インダクタ４５ａを介して、負荷７０へ回生する。

次に、本実施例における、クランプ電圧Ｖｃの制御方法、及び、サージエネルギーの回生方法について説明する。本実施例では、クランプ電圧Ｖｃを制御する手段として、第４のクランプ電圧制御手段１２５を備えている。まず、クランプ電圧制御手段１２５の動作を説明する。

時刻ｔ０以前、平滑インダクタ４５ａは本電源装置の出力電圧と等しい電圧を発生させて負荷側へエネルギーを放出する。このとき、平滑インダクタ４５ａと磁気的に結合した補助インダクタ４５ｂには、本電源装置の出力電圧、及び、前記平滑インダクタ４５ａと補助インダクタ４５ｂの巻線比で決定する電圧（図１４中の記号ＶＬ２の正の電圧）が誘起する。そして、前記補助インダクタ４５ｂに誘起した電圧は、整流ダイオード５６で整流され、クランプコンデンサ６２に印加される。前述の動作により、クランプ電圧の下限が決定される。このときのクランプ電圧Ｖｃについては、本電源装置の出力電圧をＶｏ、平滑インダクタ４５ａの巻線数をＮ１、補助インダクタ４５ｂの巻線数をＮ２とおくと、Ｖｃ＝Ｖｏ×Ｎ２／Ｎ１となる。

時刻ｔ０−ｔ１の間、サージ電圧が発生するとき、クランプコンデンサ６２がサージエネルギーを蓄積して、サージ電圧をクランプする。ここで、クランプコンデンサ６２が前記サージエネルギーを蓄積した際、クランプ電圧がΔＶ上昇したものとする。クランプ電圧Ｖｃは前記クランプ電圧の下限電圧よりΔＶ高い状態が時刻ｔ１まで維持される。

時刻ｔ１になると、時刻ｔ０以前と同様に、平滑インダクタ４５ａが負荷側へエネルギーを放出し、補助インダクタ４５ｂに電圧が誘起する。その後、時刻ｔ１′で回生スイッチ１５１がオンする。ここで、クランプ電圧Ｖｃは、補助インダクタ４５ｂに誘起した電圧よりΔＶ高いことから、クランプコンデンサ６２→補助インダクタ４５ｂ→回生スイッチ１５１のループで電流が流れる。また、補助インダクタ４５ｂは平滑インダクタ４５ａと磁気的に結合しており、平滑インダクタ４５ａには、負荷側を正とした向きで、前記ループ電流の補助インダクタ４５ｂと平滑インダクタ４５ａの巻数比で変換された電流が重畳する。つまり、クランプコンデンサ６２に蓄積したサージエネルギーが、補助インダクタ４５ｂと平滑インダクタ４５ａを介して、負荷７０へ回生する。サージエネルギーの負荷への回生が終わると、クランプ電圧は補助インダクタ４５ｂに誘起した電圧に等しくなる。前述の通り、クランプ電圧制御手段１２５は、クランプコンデンサ６２に蓄積したサージエネルギーを負荷へ回生し、クランプ電圧の上昇を防止する機能を有する。なお、クランプコンデンサ６２の容量が十分大きければ、前記ΔＶは十分に小さくできる。また、回生スイッチ１５１のオンする期間については、図１４に示した限りではなく、平滑インダクタ４５ａがエネルギーを放出しているときであって、補助インダクタ４５ｂに電圧が誘起している期間内であればよい。

前述したとおり、本実施例における第４のクランプ電圧制御手段１２５は、クランプ電圧の下限値および上限値を制御し、サージエネルギーを負荷に回生する機能を有する。

図１５は、本発明の第８の実施例によるスイッチング電源装置の回路構成図である。

スイッチング電源装置８の１次側について説明する。１次側の回路は、実施例５で示したスイッチング電源装置５の１次側の回路と同様の構成である。

次に、スイッチング電源装置８の２次側について説明する。トランス４０の２次巻線４０ｂの両端には、それぞれ、スイッチング素子２４と２５のドレイン端子が接続され、前記スイッチング素子２４と２５はぞれぞれのソース端子が接続されている。スイッチング素子２４と２５には、それぞれ、フリーホイールダイオード３４と３５が接続されている。ここで、スイッチング素子２４と２５、フリーホイールダイオード３４と３５は、整流回路１１１を構成する。整流回路１１１の後段に、平滑インダクタ４６ａと４６ｂ、平滑コンデンサ６１で構成された平滑回路１２２が接続される。前記平滑インダクタ４６ａと４６ｂの直列接続体の端点が、それぞれ、スイッチング素子２５と２４のドレイン端子に接続され、前記平滑インダクタ４６ａと４６ｂの接続点が、平滑コンデンサ６１の正極に接続される。そして、前記スイッチング素子２４と２５のソース端子が平滑コンデンサ６１の負極へ接続される。平滑コンデンサ６１の両端が、平滑回路１２２の出力となり、出力端子７０ａと７０ｂを介して負荷７０へ接続される。

図１５では、整流回路１１１に発生するサージ電圧を低減し、サージエネルギーを回生する回路が付加されており、以下に回路構成を説明する。

スイッチング素子２４と２５のドレイン端子は、それぞれ、ダイオード５０と５１のアノードに接続され、前記ダイオード５０と５１のカソードは、クランプコンデンサ６２の正極へ接続され、クランプコンデンサ６２の負極は前記スイッチング素子２４と２５のソース端子へ接続される。ここで、ダイオード５０と５１、クランプコンデンサ６２は蓄積手段１１３を構成する。クランプコンデンサ６２の両端には、補助インダクタ４６ｃと整流ダイオード５６の直列体が接続され、前記整流ダイオード５６のカソードが回生スイッチ１５１のドレイン端子に接続され、前記整流ダイオード５６のアノードが前記回生スイッチのソース端子に接続される。即ち、回生スイッチ１５１は整流ダイオード５６に逆並列に接続される。そして、前記回生スイッチ１５１のゲート端子が制御手段１０４の出力に接続され、前記制御手段１０４の入力が前記制御手段１００に接続される。

前述の平滑インダクタ４６ａと４６ｂ、補助インダクタ４６ｃ、整流ダイオード５６、回生スイッチ１５１、制御手段１０４は、第５のクランプ電圧制御手段１２６を構成する。なお、前記回生スイッチ１５１がＭＯＳＦＥＴの場合は、前記整流ダイオード５６はボディダイオードで代用できる。また、平滑インダクタ４６ａと４６ｂ、及び、補助インダクタ４６ｃは磁気的に結合しており、トランス４６を形成する。平滑インダクタ４６ａと４６ｂ、及び、補助インダクタ４６ｃの結合方向は、平滑インダクタ４６ａまたは平滑インダクタ４６ｂが負荷７０へエネルギーを放出するとき、補助インダクタ４６ｃに発生した電圧によりクランプコンデンサ６２が充電される方向が、クランプコンデンサ６２にサージエネルギーが蓄積する方向と同一となる方向である。

次に、本実施例の動作について説明する。本実施例において、直流電源１０から負荷７０に電力を伝達する基本動作は前記実施例５と同様である。また、本実施例でも、１次側のスイッチング素子の状態が切り替わり、２次巻線４０ｂの電流の向きが切り替わる瞬間、２次側のスイッチング素子及びフリーホイールダイオードの両端に、サージ電圧が発生する場合がある。

本実施例でのサージ電圧を低減する技術を説明する。サージ電圧が発生するとき、サージエネルギーはダイオード５０と５１を介してクランプコンデンサ６２に蓄積され、その作用により、サージ電圧はクランプ電圧Ｖｃにクランプされる。更に、本実施例では、クランプコンデンサ６２に蓄積されたサージエネルギーを、補助インダクタ４６ｃと平滑インダクタ４６ａと４６ｂを介して、負荷７０へ回生する。

次に、本実施例における、クランプ電圧Ｖｃの制御方法、及び、サージエネルギーの回生方法について説明する。本実施例では、クランプ電圧Ｖｃを制御する手段として、第５のクランプ電圧制御手段１２６を備えている。

第５のクランプ電圧制御手段１２６がクランプ電圧Ｖｃを制御する動作は、前記実施例７で説明した第４のクランプ電圧制御手段１２５と同様である。いま、制御手段１００がスイッチング回路１１０と整流回路１１１を所定のスイッチング動作で制御しており、平滑インダクタ４６ａと４６ｂが共に負荷側へエネルギー放出する期間がある。前記平滑インダクタ４６ａと４６ｂが共に負荷側へエネルギーを放出している期間が、前記実施例７で説明した図１４のｔ１−ｔ２の期間に相当する。このとき、補助インダクタ４６ｃには、本電源装置の出力電圧、及び、前記平滑インダクタ４６ａと４６ｂと補助インダクタ４６ｃの巻線比で決定する電圧（図１４中の記号ＶＬ２の正の電圧）が誘起する。そして、前記補助インダクタ４６ｃに誘起した電圧は、整流ダイオード５６で整流され、クランプコンデンサ６２に印加される。この動作により、クランプ電圧の下限が決定される。またここで、回生スイッチ１５１がオンすることで、クランプコンデンサ６２に蓄積されたサージエネルギーが、クランプコンデンサ６２から補助巻線４６ｃおよび平滑インダクタ４６ａと４６ｂを介して負荷へ回生し、クランプ電圧の上昇が防止される。なお、回生スイッチ１５１のオンする期間については、平滑インダクタ４６ａと４６ｂが共に負荷側へエネルギーを放出しているときであって、補助インダクタ４６ｃに電圧が誘起している期間内であればよい。

前述したとおり、本実施例における第５のクランプ電圧制御手段１２６は、クランプ電圧の下限値および上限値を制御し、サージエネルギーを負荷に回生する機能を有する。本実施例のように、平滑インダクタが２つある場合は、それぞれの平滑インダクタ或いは片側の平滑インダクタに実施例７で説明した第４のクランプ電圧制御手段１２５を形成しても、サージ電圧の低減とサージエネルギーの回生は可能である。しかし、第５のクランプ電圧制御手段１２６のように、平滑インダクタ同士を結合することで、回路素子を削減でき、且つ、平滑インダクタ同士の電流をよりバランスさせることができる。

図１６は、本発明の第９の実施例による電源システムの構成図である。

図１６において、２００は電源システムであり、２０１は電源入力端子であり、２０２は整流回路であり、２０３はスイッチング電源装置２０４の電源入力端子であり、２０４は実施例１〜８で示したスイッチング電源装置１〜８であり、２０５はスイッチング電源装置２０４の電源出力端子であり、２０６は電源システム２００の電源出力端子である。

図１６に示すとおり、本実施例の電源システム２００は電源入力端子２０１に整流回路２０２の入力を接続し、整流回路２０２の出力にスイッチング電源装置２０４の電源入力端子２０３を接続し、スイッチング電源装置２０４の電源出力端子２０５に電源システム２００の電源出力端子２０６を接続したものである。

電源システム２００は、商用電源等の電力を電源入力端子２０１から受電し、整流回路２０２で直流に変換し、スイッチング電源装置２０４で所望の値で安定化された直流電圧を作り、電源出力端子２０６へ出力する。

ここで、商用電源等の交流電力を直流に変換する整流回路２０２には、ダイオードブリッジを使用した整流回路、ＰＦＣ（力率改善）回路などを使用することができる。

電源システム２００は、実施例１〜８で説明したスイッチング電源装置１〜８を使用していることから、従来の電源システムより、電力損失が少なく発熱量が少ない。そのため、電源システム２００は、従来の電源と同じ冷却能力のファンで、同じ外形寸法で、整流回路を大きくできて、より出力の大きい電源装置とすることができた。

図１７は、本発明の第１０の実施例による電子装置の構成図である。

図１７において、３００は電子装置であり、３０１は電子装置３００の電源入力端子であり、２００は実施例９で示した電源システムであり、３０２は電子回路である。図１７に示すように、本実施例の電子装置３００は電源入力端子３０１に電源システム２００を接続し、電源システム２００に電子回路３０２を接続したものである。

ここで、電子回路３０２は、例えば、電子演算回路、メモリ回路、増幅回路、発振回路、Ｄ／Ａコンバータ、Ａ／Ｄコンバータなどのデジタル回路、アナログ回路を問わない全ての電子回路である。

電子装置３００は、本発明の実施例９の電源システム２００を使用している。従来の電源システムの電力容量では電子回路５個が給電できたが、それ以上は電力が不足であった。本発明の電源システム２００を用いた場合、出力電力が増え、６個の電子回路を給電することができた。これより、本電子装置３００の性能が向上した。

本発明は、家電製品、情報機器、自動車機器などの幅広い分野において、その電源装置、電源システム、電子装置に利用できる。

１〜８スイッチング電源装置
１０直流電源
１０ａ、１０ｂ入力端子
２０〜２９スイッチング素子
３０〜３９、１６０フリーホイールダイオード
４０、４５、４６トランス
４０ａトランス１次巻線
４０ｂトランス２次巻線
４１共振インダクタ
４２〜４４、４５ａ、４６ａ、４６ｂ平滑インダクタ
４５ｂ、４６ｃ補助インダクタ
５０〜５５ダイオード
５６整流ダイオード
６０バイパスコンデンサ
６１、６３平滑コンデンサ
６２クランプコンデンサ
７０、７１、７２負荷
７０ａ、７０ｂ、７１ａ、７１ｂ出力端子
９０ツェナダイオード
１００、１０２、１０４制御手段
１０１、１０３電圧検出手段
１１０、１２０スイッチング回路
１１１、１２１、２０２整流回路
１１２、１２２平滑回路
１１３、１２３蓄積手段
１１４、１２４、１２５、１２６、１４０クランプ電圧制御手段
１１５回生電力制御手段
１１６電力変換手段
１１７補助電源
１１７ａ、１１７ｂ端子
１１８オア手段
１４１、１４２、１４３、１４４、１４７、１４８、１４９抵抗
１４５シャントレギュレータ
１４６、１５０トランジスタ
１５１回生スイッチ
２００電源システム
２０１、２０３、３０１電源入力端子
２０４スイッチング電源装置
２０５、２０６電源出力端子
３００電子装置
３０２電子回路

Claims

直流電圧を交流電圧に変換するスイッチング回路と、
前記スイッチング回路の出力に接続された一次巻線を有するトランスと、
前記トランスの二次巻線に出力された交流電圧を整流する整流回路と、
前記整流回路の出力電圧を直流に平滑する平滑回路を備えたスイッチング電源装置において、
前記整流回路に発生するサージエネルギーを蓄積する蓄積手段と、
前記蓄積手段の電圧を制御する第１および第２のクランプ電圧制御手段と、
前記蓄積手段に蓄積したエネルギーを所望の電圧に変換して負荷へ供給する回生電力制御手段を備え、
前記回生電力制御手段は、前記蓄積したエネルギーを前記スイッチング電源装置外の負荷に供給し、
前記第１のクランプ電圧制御手段は、前記蓄積手段に蓄積させたサージエネルギーを前記負荷に供給する電力変換手段と、前記蓄積手段の電圧を検出する手段を備え、前記蓄積手段の電圧の検出値を得て、前記サージエネルギーが前記負荷の電力以下のときに、前記蓄積手段の電圧を所望の電圧になるよう前記電力変換手段を制御する手段を備え、
前記第２のクランプ電圧制御手段は、前記サージエネルギーが前記負荷の電力よりも大きいときに、前記サージエネルギーと前記負荷との差分の電力を消費して前記蓄積手段の電圧を制御する手段を備えることを特徴とするスイッチング電源装置。
請求項１に記載の前記スイッチング電源装置において、
前記蓄積手段は、電流を一方向にのみ通す非線形素子と、コンデンサ或いは電池で構成されたことを特徴とするスイッチング電源装置。
請求項１又は請求項２のいずれか１項に記載の前記スイッチング電源装置を備えたことを特徴とする電源システム。