JP6136173B2 - 直流電源装置 - Google Patents

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Description

本発明は、直流電源装置に関し、特に、定電流フィードバック回路を不要とした一次側定電流制御方式のＬＥＤ点灯装置に適用される直流電源装置に関する。
図１５は、従来の直流電源装置の構成を示すブロック図である（特許文献１）。図１５に示す直流電源装置は、ＬＥＤ点灯装置に適用される。直流電源装置は、電源装置１と、電源装置１に接続される平滑コンデンサＣｏとＬＥＤ群負荷装置ＲＬとの並列回路とで構成され、交流電源ＡＣからの交流電力を直流電力に変換してＬＥＤ群負荷装置ＲＬに出力する。
電源装置１は、交流電源ＡＣ、ＥＭＩフィルタＦＬ１、全波整流回路ＲＣ１、平滑コンデンサＣｉ、ダイオードＤ１〜Ｄ３、リアクトルＬ１、制御ＩＣ１００、コンデンサＣ１で構成されている。交流電源ＡＣの両端にはＥＭＩフィルタＦＬ１が接続され、ＥＭＩフィルタＦＬ１の出力には交流電源ＡＣの交流電圧を整流する全波整流回路ＲＣ１の入力端が接続されている。
全波整流回路ＲＣ１の出力端には、回生ダイオードＤ１とＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ１と電流検出抵抗Ｒｓとの直列回路が接続されている。回生ダイオードＤ１の両端には、ＬＥＤ群負荷装置ＲＬと平滑コンデンサＣｏとの並列回路とリアクトルＬ１の主巻線Ｎｐとからなる直列回路が接続されている。
制御ＩＣ１００は、オンオフ駆動信号によりスイッチング素子Ｑ１をオンオフさせる。制御ＩＣ１００は、ＬＥＤ群負荷装置ＲＬに流れる負荷電流をハイサイド電流検出部２０で直接検出し、検出した負荷電流が予め定められた平均電流値になるように、図示しないレベルシフト回路又はフォトカプラ等を介して、電流制御用誤差増幅器１３へフィードバック信号ＦＢとして入力する。
電流制御用誤差増幅器１３の出力信号の応答特性は、交流電源ＡＣの正弦波の半周期よりも遅い応答特性を有し、ＰＷＭコンパレータ１４は、電流制御用誤差増幅器１３からの出力と三角波発生器１２からの三角波信号とを比較することにより、スイッチング素子Ｑ１のオン信号幅を一定にしてスイッチング素子Ｑ１をオンオフさせる。
このため、交流電源ＡＣの正弦波の全波整流電圧波形に相似して、スイッチング素子Ｑ１に流れるスイッチング電流のピーク値が増減するので、この直流電源装置は、力率改善機能も備えている。
また、制御ＩＣ１００は、リアクトルL１の補助巻線Ndの電圧信号に基づき、ダイオードＤ３を介して、リアクトルL１の主巻線Ｎｐに流れる回生電流の終了時の電圧低下をコンパレータ１１で検出し、三角波発生器１２のコンデンサ電圧をリセットして、スイッチング素子Ｑ1のターンオンを生成している。これにより、スイッチング素子Ｑ１の擬似共振動作を行っている。
特開２０１２−２３２９４号公報
図１５に示す従来の回路は、制御ＩＣ１００をGND（グランド）基準で駆動させるローサイド降圧チョッパ回路であり、GND基準で制御信号が入力できるため、外部信号によるオン／フや調光動作が容易となる。
しかしながら、ＬＥＤ群負荷装置ＲＬは、高圧となるハイサイド側に接続されるため、ＧＮＤ基準回路の制御ＩＣ１００に定電流制御信号を送出するための回路として、ハイサイド電流検出部２０を設けており、その回路構成が複雑化してしまう。
一方、制御ＩＣ１００がハイサイド（＝フローティング動作）となった場合には、定電流制御信号の回路構成は容易であるが、外部信号によるオン／オフや調光信号の送出先がハイサイド側の制御ＩＣ１００となるので、その回路構成も複雑となる。
このように、従来方式の回路では、ハイサイド／ローサイドチョッパ回路にかかわらず、外部制御信号又はＬＥＤ電流検出信号の回路構成が複雑になり、装置が高価になっていた。
本発明の課題は、回路構成が簡単で且つ安価な直流電源装置を提供することにある。
上記課題を解決するために、本発明は、交流電源からの交流電力を直流電力に変換して出力する直流電源装置において、前記交流電源の交流電圧を全波整流して直流電圧に変換する整流器と、スイッチング素子、リアクトル及びダイオードを有し、前記スイッチング素子をオン／オフさせることにより前記整流器の直流電圧を別の直流電圧に変換して負荷に供給するコンバータと、前記スイッチング素子に流れる電流を検出する電流検出部と、前記電流検出部で検出された電流の値をピークホールドするピークホールド部と、前記ピークホールド部でピークホールドされたピークホールド値のｎ／２（ｎ≧１の整数）を前記リアクトルの回生電流期間のみ出力するｎ／２出力部と、前記ｎ／２出力部の出力を電流に変換し積分して出力する平均化部と、前記平均化部の出力信号に基づき、前記リアクトルに流れる電流の平均電流値が所定値になるように前記スイッチング素子をオン／オフさせる制御部とを備え、前記リアクトルは、主巻線と補助巻線とを有し、前記補助巻線に発生する電圧に基づき、前記リアクトルの回生電流期間を検出する回生電流期間検出部を備え、前記コンバータは、降圧型コンバータからなり、前記ｎは１であり、前記平均化部は、前記スイッチング素子に流れる電流と前記ｎ／２出力部の出力とを電流に変換して積分して出力することを特徴とする。
本発明によれば、電流検出部で検出された電流の値をピークホールドし、ピークホールドされたピークホールド値のｎ／２をリアクトルの回生電流期間のみ出力し、平均化部は、スイッチング素子に流れる電流とｎ／２出力部の出力とを電流に変換して積分して出力する。
これにより、スイッチング電流の波形のみで、負荷電流波形と同じ面積となるフィードバック信号を作り出すことができる。従って、回路構成が簡単で且つ安価な直流電源装置を提供することができる。
本発明の実施例１に係る直流電源装置の構成を示すブロック図である。 図１に示す直流電源装置内の検出部の構成例を示す図である。 図２に示す検出部の各部の動作を示すタイミングチャートである。 図２に示す検出部の動作原理を示すタイミングチャートである。 図２に示す検出部の動作原理を示すタイミングチャートである。 従来の方式の動作波形例を示すタイミングチャートである。 本発明の実施例２に係る直流電源装置の構成を示すブロック図である。 図７に示す直流電源装置内の検出部の構成例を示す図である。 図７に示す検出部の各部の動作を示すタイミングチャートである。 図７に示す検出部の動作原理を示すタイミングチャートである。 図７に示す検出部の動作原理を示すタイミングチャートである。 本発明の実施例３に係る直流電源装置の構成を示すブロック図である。 図１２に示す直流電源装置内の検出部の構成例を示す図である。 図１２に示す検出部の各部の動作を示すタイミングチャートである。 従来の直流電源装置の構成を示すブロック図である。
以下、本発明のいくつかの実施の形態の直流電源装置を図面を参照しながら詳細に説明する。
図１は本発明の実施例１に係る直流電源装置の構成を示すブロック図である。この直流電源装置は、ＬＥＤ群負荷装置ＲＬを点灯するＬＥＤ点灯装置に適用され、図１５に示す従来の直流電源装置に対してハイサイド電流検出部２０を削除し、制御ＩＣ１０内に検出部１６を設けたことを特徴とする。なお、図１５に示す直流電源装置の構成と同一構成については、同一符号を付する。
電源装置１ａは、ダイオードＤ１と主巻線Ｎｐとを用い、スイッチング素子Ｑ１をオン／オフさせることにより全波整流回路ＲＣ１の直流電圧を降圧してＬＥＤ群負荷装置ＲＬに供給する降圧型コンバータを構成している。
リアクトルＬ１は、主巻線Ｎｐと補助巻線Ｎｄとを有している。リアクトルＬ１の主巻線Ｎｐの一方の端子には、ＬＥＤ群負荷装置ＲＬと平滑コンデンサＣｏとの並列回路が接続されている。主巻線Ｎｐの他方の端子には回生ダイオードＤ１のアノードが接続され、回生ダイオードＤ１のカソードは、ＬＥＤ群負荷装置ＲＬと平滑コンデンサＣｏとの並列回路に接続され、かつ、全波整流回路ＲＣ１の正極出力端に接続されている。
また、ダイオードＤ１のアノードとリアクトルＬ１の主巻線Ｎｐの他方の端子には、スイッチング素子Ｑ１のドレインが接続され、スイッチング素子Ｑ１のソースは、電流検出抵抗Ｒｓを介して全波整流回路ＲＣ１の負極出力端に接続されている。
また、平滑コンデンサＣoとリアクトルL1の主巻線Ｎｐと回生ダイオードＤ１とは、回生回路を構成し、スイッチング素子Ｑ１がオンからオフに移行したとき、リアクトルL１の主巻線Ｎｐに流れる電流を回生してＬＥＤ群負荷装置ＲＬと平滑コンデンサＣｏの並列回路に供給する。即ち、ＬＥＤ群負荷装置ＲＬと平滑コンデンサＣｏの並列回路には、スイッチング素子Ｑ1のオンオフ期間を通してリアクトルＬ１の主巻線電流が流れる。
制御ＩＣ１０は、検出部１６、過電流保護回路ＯＣＰ、電流制御用誤差増幅器１３、ＰＷＭコンパレータ１４、三角波発生器１２、アンド回路１７を有している。検出部１６は、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流を検出する。過電流保護回路ＯＣＰは、電流検出抵抗Ｒｓに流れる電流により生ずる電圧が基準電圧Ｖ３を超えたときにスイッチング素子Ｑ１をオフすることで電流値を制限する。
ＰＷＭコンパレータ１４は、電流制御用誤差増幅器１３からの出力と三角波発生器１２からの三角波信号とを比較することにより、スイッチング素子Ｑ１のオンオフ信号を生成する。アンド回路１７は、ＰＷＭコンパレータ１４の出力と過電圧保護回路ＯＣＰの出力とコンパレータ１５の出力とのアンドを取り、アンド出力をスイッチング素子Ｑ１に出力することで、スイッチング素子Ｑ１をオン／オフさせる。
検出部１６には、スイッチング素子Ｑ１のソースとコンパレータ１５の出力端子とアンド回路１７の入力端子と電流制御用誤差増幅器１３の反転入力端子とが接続されている。
検出部１６は、図２に示すように、１ショット回路１６１、ＲＳＦ／Ｆ１６２、ピークホールド回路１６３、１／２倍変換器１６４、アナログスイッチＡＳＷ１，ＡＳＷ２、電圧電流変換アンプ１６５、コンデンサＣｃｏｍｐとから構成されている。
１ショット回路１６１は、コンパレータ１５を介して補助巻線Ｎｄの電圧を入力し、補助巻線Ｎｄの電圧の立ち上がり時と立下り時との各々において、１パルスを発生させる。ＲＳＦ／Ｆ１６２は、１ショット回路１６１からの１パルス毎にアナログスイッチＡＳＷ１にオン／オフ信号を出力する。１ショット回路１６１、及びＲＳＦ／Ｆ１６２は、スイッチング素子Ｑ１がオフ時における回生電流期間を検出するための回生電流期間検出部を構成する。
端子Ｐ３（ＯＣＰ端子に対応）には、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流が電流検出抵抗Ｒｓ（電流検出部に対応）を流れることで発生した電圧が印加される。
ピークホールド回路１６３は、Ｐ３（ＯＣＰ端子に対応）の電圧のピーク値をホールドする。１／２倍変換器１６４は、ピークホールド回路１６３でホールドされたピーク値の１／２電圧をアナログスイッチＡＳＷ１に出力する。
アナログスイッチＡＳＷ１は、１／２倍変換器１６４からのピーク値の１／２電圧を、１パルスから次の１パルスの間、即ち、スイッチング素子Ｑ１がオフしているリアクトルＬ１の回生電流期間のみ、電圧電流変換アンプ１６５の反転入力端子に出力する。１／２倍変換器１６４と、アナログスイッチＡＳＷ１とで１／２倍出力部を構成している。
アナログスイッチＡＳＷ２は、アナログスイッチＡＳＷ１とは相補的にオン／オフし、スイッチング素子Ｑ１がオンしている期間のみオンしてＰ３（ＯＣＰ端子に対応）の電圧を電圧電流変換アンプ１６５の反転入力端子に出力する。
電圧電流変換アンプ１６５は、平均化部に対応し、アナログスイッチＡＳＷ１からのピークホールド値とアナログスイッチＡＳＷ２からの出力電圧とを電流に変換し、コンデンサＣｃｏｍｐにより積分してその積分出力電圧を電流制御用誤差増幅器１３の反転入力端子に出力する。
電圧電流変換アンプ１６５とコンデンサＣｃｏｍｐとは、平均化部を構成し、リアクトルＬ１に流れる電流検出信号を交流電源ＡＣの交流電圧の半周期よりも長い時定数を有するフィルタを構成している。
ＰＷＭコンパレータ１４は、制御部に対応し、電流制御用誤差増幅器１３からの出力信号と三角波発生器１２からの三角波信号とに基づき、リアクトルＬ１に流れる電流の平均電流値が所定値になるようにスイッチング素子Ｑ１をオン／オフさせる。
また、スイッチング素子Ｑ１に流れるスイッチング電流の平均値が、交流電源ＡＣの正弦波の１／２周期よりも長い時間の平均値となるように、検出部１６の応答特性を遅くしている。
即ち、検出部１６の出力信号の応答時間を、交流電源ＡＣの交流電圧の整流波形の周期の１／２倍以上の応答時間となるように設定されている。これにより、交流電源ＡＣの正弦波の全波整流電圧波形に相似して、スイッチング素子Ｑ１に流れるスイッチング電流のピーク値は増減するので、力率改善機能を備えている。
次に、このように構成された実施例１に係る直流電源装置の動作を説明する。
まず、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流は、電流検出抵抗Ｒｓにより電圧降下として検出され、検出された電圧信号は、検出部１６に送られる。検出部１６は、電流検出抵抗Ｒｓの電圧信号からＬＥＤ群負荷装置ＲＬに流れる平均電流を算出して電流制御用誤差増幅器１３に出力する。
ＰＷＭコンパレータ１４は、電流制御用誤差増幅器１３で応答時間を遅くした誤差電圧信号と三角波発生器１２からの三角波信号とを比較することによりオン／オフ駆動信号を生成し、オン／オフ駆動信号をアンド回路１７を介してスイッチング素子Ｑ１のゲートへ出力し、スイッチング素子Ｑ１をオンオフ制御する。
ここで、リアクトルL1の補助巻線ＮｄからダイオードＤ２を介して整流平滑された電圧が制御ＩＣ１０の電源電圧として供給される。また、リアクトルL1の補助巻線ＮｄからダイオードＤ３を介して整流された電圧が制御ＩＣ１０へ擬似共振信号として入力され、疑似共振信号がリアクトルＬ１に流れる回生電流の終了信号として検出される。
次に実施例１の直流電源装置内の制御ＩＣ１０に設けられた検出部１６の動作を図２乃至図５を参照しながら詳細に説明する。図３は、図２に示す検出部の各部の動作を示すタイミングチャートである。図４及び図５は、図２に示す検出部の動作原理を示すタイミングチャートである。
図３において、Ｐ２は補助巻線Ｎｄの電圧をダイオードＤ３を介して整流した電圧、ｏｓｔは１ショット回路１６１の出力、ＯＣＰはＰ３端子に流れるスイッチング素子Ｑ１の電流、ｃｏｖはアナログスイッチＡＳＷ１の出力、ＯＴＡ−は電圧電流変換アンプ１６５の反転入力端子に入力される電圧とを示している。
図４では、交流電源ＡＣの交流電圧が最大時における、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流、インダクタ電流、補助巻線Ｎｄの電圧を示し、図５では、交流電源ＡＣの交流電圧が小さい時における、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流、インダクタ電流、補助巻線Ｎｄの電圧を示している。
まず、時刻ｔ１において、スイッチング素子Ｑ１がオンオフ駆動信号によりオンすると、ＲＣ１→ＲＬ→Ｎｐ→Ｑ１→Ｒｓの経路で電流が流れる。すると、時刻ｔ１〜ｔ２において、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流（図３のＯＣＰ、図４、図５のスイッチング電流）が直線的に増加する。
時刻ｔ２において、スイッチング素子Ｑ１がオンオフ駆動信号によりオフすると、Ｎｐ→Ｄ１→ＲＬ→Ｎｐの経路でインダクタ電流が流れる（図４、図５のインダクタ電流）。このインダクタ電流は、直線的に下降する。
このとき、１ショット回路１６１は、コンパレータ１５を介して補助巻線Ｎｄの電圧をダイオードＤ３を介して整流した電圧Ｐ２を入力し、補助巻線Ｎｄの電圧の立ち上がり時（例えば、図３の時刻ｔ２）と立下り時（例えば、図３の時刻ｔ３）とにおいて、１パルスｏｓｔを発生させる。
ＲＳＦ／Ｆ１６２は、１ショット回路１６１からの１パルスｏｓｔ毎にアナログスイッチＡＳＷ１にオン／オフ信号を出力する。
ピークホールド回路１６３は、Ｐ３（ＯＣＰ）の電圧のピーク値をホールドし、１／２倍変換器１６４は、ピークホールド回路１６３でホールドされたピーク値の１／２電圧をアナログスイッチＡＳＷ１に出力する。
アナログスイッチＡＳＷ１は、１／２倍変換器１６４からのピーク値の１／２電圧を、１パルスから次の１パルスの間、即ち、スイッチング素子Ｑ１がオフしているリアクトルＬ１の回生電流期間のみ、１／２電圧信号ｃｏｖ（例えば、図３の時刻ｔ２〜ｔ３の信号、図４及び図５のインダクタ電流が流れている期間内における長方形の信号）として、電圧電流変換アンプ１６５の反転入力端子に出力する。
アナログスイッチＡＳＷ２は、スイッチング素子Ｑ１がオンしている期間のみオンしてＰ３（ＯＣＰ）の電圧を電圧電流変換アンプ１６５の反転入力端子に出力する。
電圧電流変換アンプ１６５は、アナログスイッチＡＳＷ１からのピークホールド値とアナログスイッチＡＳＷ２からの出力との電圧（図３のＯＴＡ−）を電流に変換し、コンデンサＣｃｏｍｐにより積分してその積分出力を電流制御用誤差増幅器１３の反転入力端子に出力する。
ここで、インダクタ電流（下降時の電流）のピーク値の１／２を、インダクタ電流（下降時の電流）の期間内の長方形の縦サイズとしたので、インダクタ電流（下降時の電流）の三角形の面積と、インダクタ電流（下降時の電流）の期間内の長方形（点線部分）の面積とが等しくなっている。
このため、図４及び図５に示すスイッチング電流（上昇時の電流）の面積とインダクタ電流（下降時の電流）の期間内の長方形の面積との和は、図４及び図５に示すスイッチング電流（上昇時の電流）の面積とインダクタ電流（下降時の電流）の面積との和に等しい。
これにより、スイッチング電流の波形のみで、ＬＥＤ電流波形と同じ面積となるフィードバック信号を作り出すことができ、このフィードバック信号を電流制御用誤差増幅器１３に出力することができる。
電流制御用誤差増幅器１３は、検出部１６からのフィードバック信号を平均化するので、スイッチング電流（上昇時の電流ＡＢ間）の面積とインダクタ電流（下降時の電流ＢＣ間）の期間内の長方形の面積との和が、スイッチング電流（上昇時の電流ＡＢ間）の面積とインダクタ電流（下降時の電流ＢＣ間）の面積との和に等しければ良い。
図６は、従来の方式の動作波形例を示すタイミングチャートである。図６に示すように、スイッチング素子Ｑ１の電流は、三角波の断続電流であるが、ＬＥＤ電流（=インダクタ電流）はその後、緩やかに減少する波形となっており、ＬＥＤ電流はハイサイド電流検出部２０で検出される。
これに対して、実施例１の直流電源装置では、図４及び図５に示すように、スイッチング素子Ｑ１の電流波形のみからＬＥＤ電流波形を求めて、定電流制御用フィードバック信号を得ている。
このように、実施例１に係る直流電源装置によれば、コンバータの力率改善型チョッパなど、スイッチング素子の電流波形が正弦波などの特異な場合でも、定電流特性を得ることができる。
また、 ＬＥＤ負荷電流検出回路が不要となるため、電流検出抵抗や定電流フィードバック回路、フォトカプラなどが不要となる。従って、安価で小型な直流電源装置を提供することができる。
図７は、本発明の実施例２に係る直流電源装置の構成を示すブロック図である。図１に示す直流電源装置は、降圧チョッパ回路に適用したが、図７に示す直流電源装置は、昇降圧チョッパ回路に適用したことを特徴とする。
図７において、リアクトルＬ１は、主巻線Ｎｐと補助巻線Ｎｄとを有している。全波整流回路ＲＣ１の出力端には、主巻線Ｎｐとスイッチング素子Ｑ１と電流検出抵抗Ｒｓとの直列回路が接続される。主巻線Ｎｐの一端には、ＬＥＤ群負荷装置ＲＬの一端と平滑コンデンサＣｏの一端とが接続される。主巻線Ｎｐの他端には、ダイオードＤ１のアノードが接続され、ダイオードＤ１のカソードにはＬＥＤ群負荷装置ＲＬの他端と平滑コンデンサＣｏの他端とが接続される。
図８は、図７に示す直流電源装置内の検出部の構成例を示す図である。検出部１６ａは、図８に示すように、１ショット回路１６１、ＲＳＦ／Ｆ１６２、ピークホールド回路１６３、１／２倍変換器１６４、アナログスイッチＡＳＷ１、電圧電流変換アンプ１６５、コンデンサＣｃｏｍｐとから構成されている。
まず、スイッチング素子Ｑ１がオンすると、ＲＣ１→Ｎｐ→Ｑ１→Ｒｓの経路で電流が流れる。次に、スイッチング素子Ｑ１がオフすると、Ｎｐ→Ｄ１→ＲＬ→Ｎｐの経路で電流がＬＥＤ群負荷装置ＲＬに流れる。即ち、ＬＥＤ群負荷装置ＲＬには、スイッチング素子Ｑ１がオフ時のみ電流が流れる。従って、検出部１６ａにおいて、スイッチング素子Ｑ１がオフ時のみ電流を生成すれば良い。
以下、検出部１６ａの動作を説明する。１ショット回路１６１は、図９に示すように、コンパレータ１５を介して補助巻線Ｎｄの電圧をダイオードＤ３を介して整流した電圧Ｐ２を入力し、補助巻線Ｎｄの電圧の立ち上がり時と立下り時とにおいて、１パルスを発生させる。ＲＳＦ／Ｆ１６２は、１ショット回路１６１からの１パルス毎にアナログスイッチＡＳＷ１にオン／オフ信号を出力する。
ピークホールド回路１６３は、ＯＣＰの電圧のピーク値をホールドする。１／２倍変換器１６４は、ピークホールド回路１６３でホールドされたピーク値の１／２電圧をアナログスイッチＡＳＷ１に出力する。
アナログスイッチＡＳＷ１は、１／２倍変換器１６４からのピーク値の１／２電圧を、１パルスから次の１パルスの間、即ち、スイッチング素子Ｑ１がオフしているリアクトルＬ１の回生電流期間のみ、電圧電流変換アンプ１６５の反転入力端子に出力する。
電圧電流変換アンプ１６５は、アナログスイッチＡＳＷ１からのピークホールド値を電流に変換し、コンデンサＣｃｏｍｐにより積分してその積分出力を電流制御用誤差増幅器１３の反転入力端子に出力する。
従って、検出部１６において、スイッチング素子Ｑ１がオフ時のみ電流を生成し、この電流を電流制御用誤差増幅器１３に出力することができる。従って、実施例２の直流電源装置においても、実施例１の直流電源装置の効果と同様な効果が得られる。
図１０及び図１１は、図９に示す検出部の動作原理を示すタイミングチャートである。図９において、Ｎｄは補助巻線Ｎｄの電圧、ｏｓｔは１ショット回路１６１の出力、ＯＣＰはＰ３端子に流れるスイッチング素子Ｑ１の電流、ＯＴＡ−は電圧電流変換アンプ１６５の反転入力端子に入力される電圧とを示している。
図１０では、交流電源ＡＣの交流電圧が最大時における、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流、インダクタ電流、補助巻線Ｎｄの電圧を示し、図１１では、交流電源ＡＣの交流電圧が小さい時における、スイッチング素子Ｑ１に流れる電流、インダクタ電流、補助巻線Ｎｄの電圧を示している。
図１２は、本発明の実施例３に係る直流電源装置の構成を示すブロック図である。図１に示す直流電源装置１ａは、降圧チョッパ回路に適用したが、図１２に示す直流電源装置１ｃは、フライバック回路に適用したことを特徴とする。
図１２において、リアクトルＬ２は、主巻線Ｎｐ（一次巻線）と二次巻線Ｎｓ補助巻線Ｎｄとを有している。全波整流回路ＲＣ１の出力端には、主巻線Ｎｐとスイッチング素子Ｑ１と電流検出抵抗Ｒｓとの直列回路が接続される。二次巻線Ｎｓの一端には、ダイオードＤ１を介してＬＥＤ群負荷装置ＲＬの一端と平滑コンデンサＣｏの一端とが接続される。二次巻線Ｎｓの他端には、ＬＥＤ群負荷装置ＲＬの他端と平滑コンデンサＣｏの他端とが接続される。補助巻線Ｎｄの接続は、図１に示すものと同じである。
図１３は、図１２に示す直流電源装置内の検出部の構成例を示す図である。検出部１６ｂは、図１３に示すように、１ショット回路１６１、ＲＳＦ／Ｆ１６２、ピークホールド回路１６３、ｎ／２倍変換器１６６、アナログスイッチＡＳＷ１、電圧電流変換アンプ１６５、コンデンサＣｃｏｍｐとから構成されている。
なお、ｎ／２倍変換器１６６のｎは、一次巻線Ｎｐと二次巻線Ｎｓの巻数比であり、ｎは初期設定される。
まず、スイッチング素子Ｑ１がオンすると、ＲＣ１→Ｎｐ→Ｑ１→Ｒｓの経路で電流が流れる。このとき、二次巻線Ｎｓの電圧によりＬＥＤ群負荷装置ＲＬには電流は流れない。
次に、スイッチング素子Ｑ１がオフすると、Ｎｓ→Ｄ１→ＲＬ→Ｎｓの経路で電流がＬＥＤ群負荷装置ＲＬに流れる。即ち、ＬＥＤ群負荷装置ＲＬには、スイッチング素子Ｑ１がオフ時のみ電流が流れる。従って、検出部１６ｂにおいて、スイッチング素子Ｑ１がオフ時のみ電流を生成すれば良い。
以下、検出部１６の動作を説明する。１ショット回路１６１は、図１４に示すように、コンパレータ１５を介して補助巻線Ｎｄの電圧をダイオードＤ３を介して整流した電圧Ｐ２を入力し、補助巻線Ｎｄの電圧の立ち上がり時と立下り時とにおいて、１パルスを発生させる。ＲＳＦ／Ｆ１６２は、１ショット回路１６１からの１パルス毎にアナログスイッチＡＳＷ１にオン／オフ信号を出力する。
ピークホールド回路１６３は、ＯＣＰの電圧のピーク値をホールドする。ｎ／２倍変換器１６６は、ピークホールド回路１６３でホールドされたピーク値のｎ／２電圧をアナログスイッチＡＳＷ１に出力する。
アナログスイッチＡＳＷ１は、１／２倍変換器１６４からのピーク値のｎ／２電圧を、１パルスから次の１パルスの間、即ち、スイッチング素子Ｑ１がオフしているリアクトルＬ２の回生電流期間のみ、電圧電流変換アンプ１６５の反転入力端子に出力する。
電圧電流変換アンプ１６５は、アナログスイッチＡＳＷ１からのピークホールド値を電流に変換し、コンデンサＣｃｏｍｐにより積分してその積分出力を電流制御用誤差増幅器１３の反転入力端子に出力する。
従って、検出部１６ｂにおいて、スイッチング素子Ｑ１がオフ時のみ電流を生成し、この電流を電流制御用誤差増幅器１３に出力することができる。従って、実施例３の直流電源装置においても、実施例１の直流電源装置の効果と同様な効果が得られる。
リアクトルＬ２の一次巻線Ｎｐと二次巻線Ｎｓとの巻数比をｎ：１とすると、二次巻線Ｎｓには一次巻線Ｎｐのｎ倍のピーク電流が流れる。従って、二次巻線側に流れる期間の電流の平均値は、ｎ×Ｉｐの１／２となり、０．５Ｉｐ×ｎがＯＴＡ−信号となる。Ｉｐはスイッチング素子Ｑ１を流れる電流のピーク値である。
このように、実施例３の直流電源装置においても、実施例１の直流電源装置の効果と同様な効果が得られる。
本発明は、力率改善回路やＡＣ−ＤＣコンバータに適用可能である。
ＡＣ 交流電源
ＦＬ１ ＥＭＩフィルタ
ＲＣ１ 全波整流回路
ＲＬ ＬＥＤ群負荷装置
Ｑ１ スイッチング素子
１，１ａ，１ｂ，１ｃ 電源装置
１１，１５ コンパレータ
１３ 電流制御用誤差増幅器
１４ ＰＷＭコンパレータ
ＯＣＰ 過電流保護回路
１６，１６ａ，１６ｂ 検出部
１７ アンド回路
２０ ハイサイド電流検出部
１６１ １ショット回路
１６２ ＲＳＦ／Ｆ
１６３ ピークホールド回路
１６４ １／２倍変換器
１６５ 電圧電流変換アンプ
１６６ ｎ／２倍変換器
Ｎｐ 主巻線（一次巻線）
Ｎｓ 二次巻線
Ｎｄ 補助巻線
ＡＳＷ１，ＡＳＷ２ アナログスイッチ
Ｃｉ，Ｃｏ，Ｃ１，Ｃ２，Ｃｃｏｍｐ コンデンサ
Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３ ダイオード
Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３，Ｖｒｅｆ 基準電圧

Claims (1)

  1. 交流電源からの交流電力を直流電力に変換して出力する直流電源装置において、
    前記交流電源の交流電圧を全波整流して直流電圧に変換する整流器と、
    スイッチング素子、リアクトル及びダイオードを有し、前記スイッチング素子をオン／オフさせることにより前記整流器の直流電圧を別の直流電圧に変換して負荷に供給するコンバータと、
    前記スイッチング素子に流れる電流を検出する電流検出部と、
    前記電流検出部で検出された電流の値をピークホールドするピークホールド部と、
    前記ピークホールド部でピークホールドされたピークホールド値のｎ／２（ｎ≧１の整数）を前記リアクトルの回生電流期間のみ出力するｎ／２出力部と、
    前記ｎ／２出力部の出力を電流に変換し積分して出力する平均化部と、
    前記平均化部の出力信号に基づき、前記リアクトルに流れる電流の平均電流値が所定値になるように前記スイッチング素子をオン／オフさせる制御部と、
    を備え、
    前記リアクトルは、主巻線と補助巻線とを有し、
    前記補助巻線に発生する電圧に基づき、前記リアクトルの回生電流期間を検出する回生電流期間検出部を備え、
    前記コンバータは、降圧型コンバータからなり、前記ｎは１であり、
    前記平均化部は、前記スイッチング素子に流れる電流と前記ｎ／２出力部の出力とを電流に変換して積分して出力することを特徴とする直流電源装置。
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