WO2012147453A1 - 直流電源装置 - Google Patents

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幸雄 村田
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ミツミ電機株式会社
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    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
    • H02M3/33523—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters with galvanic isolation between input and output of both the power stage and the feedback loop
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
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    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection

Definitions

  • the present invention relates to a DC power supply device, and more particularly to a technique effective for use in correcting an operating point of an overcurrent protection circuit in a DC power supply device including a voltage conversion transformer.
  • the DC power supply device includes an insulated AC circuit composed of a diode bridge circuit that rectifies an AC power supply, and a DC-DC converter that steps down the DC voltage rectified by the circuit and converts it into a DC voltage having a desired potential.
  • a DC converter As an insulation type AC-DC converter, for example, a switching element connected in series with a primary winding of a voltage conversion transformer is turned on by a PWM (pulse width modulation) control method, a PFM (pulse frequency modulation) control method, or the like.
  • PWM pulse width modulation
  • PFM pulse frequency modulation
  • a rated load current (or maximum load current) is defined, and if an overcurrent state occurs in which the current flowing on the secondary side exceeds the rated load current, the power supply device is damaged.
  • the primary side control circuit is provided with an overcurrent detection function and an overcurrent protection function for stopping the control operation when an overcurrent is detected.
  • a current detection resistor is provided in series with the primary side switching element, and a current-voltage converted voltage by the resistor is provided. There is a method of monitoring (a peak value of a triangular waveform voltage) (see, for example, Patent Document 1).
  • the AC-DC converter of the world wide input specification needs to be configured so that the input AC voltage can operate with a relatively wide range of voltage such as 85V to 276V.
  • the peak current Ip on the primary side varies depending on the magnitude of the AC input voltage VAC as shown in FIG. Will change.
  • the overcurrent protection function is designed to decrease the output voltage Vout at the operating point shown by the broken line in FIG. 7, 85 V or 276 V In this case, the operating point (current value Idet) at which the overcurrent protection function operates is shifted as indicated by a solid line or a one-dot chain line.
  • FIG. 8 shows the change of the operating point of the overcurrent protection circuit with respect to the magnitude of the AC input voltage VAC.
  • FIG. 8 shows the change of the overcurrent protection circuit as shown by the solid line A in FIG.
  • the operating point Idet changes, and appropriate overcurrent protection cannot be performed.
  • the ideal characteristic is that the VAC-Idet characteristic becomes flat.
  • the present invention has been made under the background as described above, and an object of the present invention is to provide a DC power supply device that includes a voltage conversion transformer and controls the output by turning on and off the current flowing through the primary winding.
  • the present invention provides a technique capable of correcting an operating point of an overcurrent protection circuit and performing appropriate overcurrent protection for a wide range of input voltages.
  • the present invention A transformer for voltage conversion, a switching element for passing current intermittently through the primary winding of the transformer, a voltage proportional to the current flowing through the primary winding of the transformer, and a secondary side of the transformer
  • a power supply control circuit having a power supply control circuit that generates and outputs a drive pulse for controlling on / off of the switching element by receiving an output voltage detection signal,
  • the power supply control circuit An overcurrent detection circuit for comparing the voltage proportional to the current flowing through the primary winding and a comparison reference voltage to detect an overcurrent state on the secondary side of the transformer;
  • An overcurrent protection circuit that turns off the switching element in response to the overcurrent detection circuit detecting an overcurrent state;
  • the comparison reference voltage is corrected according to the on-duty of the drive pulse of the switching element, and the comparison reference voltage changes according to the AC input voltage-on-duty characteristic curve.
  • the operating point of overcurrent protection hardly changes even when the AC input voltage is different, the AC input voltage-overcurrent protection operating point characteristics are flattened, and can be applied to a wide range of AC input voltages. Overcurrent protection can be performed at an appropriate point.
  • the overcurrent protection circuit is detected by a variable voltage source that generates the comparison reference voltage, a duty detection circuit that detects an on-duty of a driving pulse of the switching element, and the duty detection circuit. And a correction circuit that controls the variable voltage source so that the comparison reference voltage changes according to the input voltage-on-duty characteristic curve based on the on-duty.
  • the voltage proportional to the current flowing through the primary winding is a voltage which is current-voltage converted by a current detection resistor connected in series with the switching element.
  • the voltage monitored for overcurrent protection can be obtained easily.
  • the power supply control circuit is formed as a semiconductor integrated circuit on one semiconductor chip, and has a first terminal to which a voltage converted from current to voltage by the resistor for current detection is input, and the transformer And a second terminal to which an output voltage detection signal from the secondary side is input.
  • the correction characteristic of the operating point of the overcurrent protection circuit is flattened.
  • FIG. 1 is a circuit configuration diagram showing an embodiment of an insulated AC-DC converter as a DC power supply device according to the present invention.
  • FIG. 2 is a circuit configuration diagram showing a configuration example of a primary control circuit (power supply control IC) of a transformer in the insulation type AC-DC converter of FIG. 1.
  • FIG. 6 is a characteristic diagram showing a relationship between an AC input voltage VAC and a threshold voltage Vth for overcurrent protection in the isolated AC-DC converter according to the embodiment.
  • FIG. 6 is a characteristic diagram illustrating a relationship between an AC input voltage VAC and an on-duty of a drive pulse in the isolated AC-DC converter according to the embodiment.
  • 4 is a graph showing input voltage characteristics of an overcurrent protection operating point Idet in the isolated AC-DC converter of the embodiment.
  • FIG. 4 is a graph showing load current-output voltage characteristics in the insulated AC-DC converter of the embodiment.
  • 5 is a graph showing a relationship between an AC input voltage VAC and a primary side peak current in an insulated AC-DC converter. It is a graph which shows the load current-output voltage characteristic in the AC-DC converter which does not correct
  • 6 is a graph showing an input voltage characteristic of an overcurrent protection operating point Idet in an AC-DC converter that does not correct an overcurrent protection operating point and an AC-DC converter that corrects the operating point using a resistor.
  • FIG. 1 is a circuit configuration diagram showing an embodiment of an insulated AC-DC converter as a DC power supply device to which the present invention is applied.
  • the AC-DC converter includes a noise blocking filter 11 including a common mode coil, a diode bridge circuit 12 that rectifies an AC voltage (AC) and converts it into a DC voltage, and smoothes the rectified voltage.
  • a voltage converting transformer T1 having a smoothing capacitor C1, a primary winding Np, a secondary winding Ns and an auxiliary winding Nb, and a primary winding Np of the transformer T1 connected in series. It has a switching transistor SW composed of an N-channel MOSFET, and a power supply control circuit 13 that drives the switching transistor SW.
  • the power supply control circuit 13 is formed as a semiconductor integrated circuit (power supply control IC) on one semiconductor chip such as single crystal silicon.
  • the secondary side of the transformer T1 is connected between the rectifying diode D2 connected in series with the secondary side winding Ns and between the cathode terminal of the diode D2 and the other terminal of the secondary side winding Ns.
  • Smoothing capacitor C2 is provided, and the primary side winding Np is rectified and smoothed by rectifying and smoothing the AC voltage induced in the secondary side winding Ns by passing a current intermittently through the primary side winding Np. And a DC voltage Vout corresponding to the winding ratio of the secondary winding Ns.
  • the secondary side of the transformer T1 is provided with a coil L3 and a capacitor C3 constituting a filter for cutting off switching ripple, noise, etc. generated by the switching operation on the primary side, and detects the output voltage Vout.
  • a photodiode 15a as a light-emitting side element of a photocoupler that is connected to the detection circuit 14 and transmits a signal corresponding to the detection voltage to the primary power supply control circuit 13 is provided.
  • a phototransistor 15b is provided as a light receiving side element that is connected between the feedback terminal FB of the power control IC 13 and a ground point and receives a signal from the detection circuit 14.
  • a rectifying diode D0 connected in series with the auxiliary winding Nb, and a resistor connected between the cathode terminal of the diode D0 and the ground point GND.
  • a rectifying / smoothing circuit including R0 and a smoothing capacitor C0 is provided, and a voltage rectified and smoothed by the rectifying / smoothing circuit is applied to the power supply voltage terminal VDD of the power supply control IC 13.
  • the voltage before being rectified by the diode bridge circuit 12 or the DC voltage after being rectified is applied to the high-voltage start terminal HV of the power supply control IC 13 via the diode D1 and the resistor R1, thereby
  • the power supply control IC 13 can be operated before a voltage is induced in the auxiliary winding Nb.
  • the current detection resistor Rs is connected between the source terminal of the switching transistor SW and the ground point GND, and the node N3 between the switching transistor SW and the current detection resistor Rs and the power source
  • a resistor Rc is connected between the current detection terminal CS of the control IC 13.
  • a capacitor C4 is connected between the current detection terminal CS of the power supply control IC 13 and the ground point, and a low-pass filter is configured by the resistor R2 and the capacitor C4.
  • the resistor Rb between the nodes N1 and N2 is an element that is not connected in the present embodiment.
  • an input terminal is connected to a terminal CS to which a voltage to be monitored, which is current-voltage converted by a current detection resistor Rs, is applied, and the input voltage and a predetermined comparison reference are connected to the terminal CS.
  • the comparison reference voltage supplied to the monitoring circuit (comparator) that detects the overcurrent state by comparing the voltage is corrected.
  • a conventional monitoring circuit for overcurrent protection is capable of determining by comparing a constant comparison reference voltage with a voltage converted from current to voltage by a resistor Rs regardless of the magnitude of the AC input voltage. This is the reason why the VAC-Idet characteristic at the operating point of the circuit does not become flat.
  • the present inventor considers that the operating point of the overcurrent protection circuit can be corrected by changing the comparison reference voltage according to the magnitude of the AC input voltage VAC, and the operation of the overcurrent protection circuit with respect to the AC input voltage VAC.
  • the comparison reference voltage (threshold voltage) of the monitoring circuit (comparator) necessary for flattening the VAC-Idet characteristic indicating the relationship with the point Idet was obtained by calculation.
  • the VAC-Idet characteristic can be flattened by providing a characteristic curve as shown by a solid line A in FIG. 3A.
  • the ON duty (Ton / T0) of the driving pulse ON / OFF of the switching transistor SW is AC input as shown in FIG. 3B. It was found that the curve is similar to the voltage. Note that T0 is the period of the drive pulse, and Ton is the ON time of the switching transistor SW.
  • the present invention has been made based on the above knowledge, and corrects the on-duty detection circuit in the power supply control IC 13 and the comparison reference voltage (threshold voltage) according to the on-duty detected by the detection circuit.
  • a correction circuit is provided.
  • the power supply control IC 13 of this embodiment is based on an oscillator 31 that oscillates at a frequency corresponding to the input potential of the feedback terminal FB and an oscillation signal generated by the oscillator 31.
  • a clock generation circuit 32 that generates a clock signal CK that gives a timing for turning on the primary side switching transistor SW, an RS flip-flop 33 that is set by the clock signal CK, and a switching transistor SW according to the output of the flip-flop 33
  • a driver (drive circuit) 34 for generating ON / OFF drive pulses is provided.
  • the power supply control IC 13 includes level shift circuits 35a and 35b for shifting the voltage input to the current detection terminal CS and the voltage input to the feedback terminal FB to potentials suitable for the internal circuit, and the level shift circuit.
  • a comparator 36a as a voltage comparison circuit for comparing the potential Vcs shifted by 35a with a comparison reference voltage (threshold voltage) Vth for monitoring an overcurrent state, and the potential Vcs shifted by the level shift circuit 35a
  • a comparator 36b that compares the potential Vfb shifted by the level shift circuit 35b and an OR gate 37 that takes the logical sum of the outputs of the comparators 36a and 36b are provided.
  • the output of the OR gate 37 is input to the reset terminal of the flip-flop 33. Switching transistor It is configured to provide the timing for turning off the motor SW.
  • the power supply control IC 13 of this embodiment monitors the output of the flip-flop 33 to detect the on-duty (Ton / T0) of the drive pulse ON / OFF, and the duty detection circuit 38.
  • the duty detection circuit 38 includes, for example, a counter that measures the drive pulse ON / OFF period T0 and the on-time Ton with a clock having a frequency sufficiently higher than the clock CK supplied to the flip-flop 33, and the timed period T0 and on. This can be realized by a circuit that outputs voltage or information corresponding to on-duty (Ton / T0) from time Ton. Further, the correction circuit 39 controls the variable voltage source 40 that generates the comparison reference voltage Vth according to the voltage or information from the duty detection circuit 38, and performs comparison along the characteristic curve as shown by the broken line B in FIG. A control voltage for changing the reference voltage Vth is output. Such a circuit can be realized by an operational amplifier circuit or the like. In this embodiment, the duty detection circuit 38, the correction circuit 39, and the variable voltage source 40 constitute an overcurrent protection circuit.
  • the potential Vfb obtained by level shifting the input voltage of the feedback terminal FB is higher than the comparison reference voltage Vth.
  • the output of the comparator 36a is low and low.
  • Vfb becomes lower than the potential Vcs obtained by level shifting the voltage of the current detection terminal CS the output of the comparator 36b changes to high level and the flip-flop 33 is reset via the OR gate 37, thereby switching the switching transistor SW. Turn off.
  • the forward current of the photodiode 15a as the light emitting side element of the photocoupler of FIG. 1 decreases, and accordingly, the collector current of the phototransistor 15b as the light receiving side element also decreases.
  • the voltage at the feedback terminal FB rises, and the potential Vfb obtained by level shifting the input voltage at the feedback terminal FB also rises.
  • the level shift voltage VCS of the voltage of the current detection terminal CS and the voltage of the CS terminal so that the output of the comparator 36b becomes low level also increase.
  • the primary side peak current and the average current increase, and the output voltage Vout increases. In this way, feedback control is performed to keep Vout constant.
  • the potential Vcs obtained by level shifting the voltage of the current detection terminal CS becomes higher than the comparison reference voltage (threshold voltage) Vth, and the comparator 36a. Is changed to a high level and the flip-flop 33 is reset via the OR gate 37, thereby turning off the switching transistor SW. As a result, the primary side current is limited, and the output voltage Vout decreases.
  • the output of the comparator 36a is supplied to the reset terminal of the flip-flop 33 via the OR gate 37, but the output of the comparator 36a is directly supplied to the driver (drive circuit) 34.
  • the switching transistor SW may be configured to be turned off when an overcurrent state is detected.
  • FIG. 4 shows an overcurrent with respect to the input voltage VAC in the power supply control IC 13 in which the correction circuit 39 gives the comparison reference voltage (threshold voltage) Vth a characteristic curve as shown by a solid line A in FIG. 3A.
  • the characteristic of the protection operating point Idet is shown.
  • the broken line indicates the VAC-Idet characteristic of the overcurrent protection operating point in the power supply control IC 13 of the above embodiment including the correction circuit 39 for the comparison reference voltage Vth, and the solid line indicates the correction circuit 39 for the comparison reference voltage Vth.
  • the VAC-Idet characteristic in a power supply control IC that is not provided is shown.
  • the flatness of the VAC-Idet characteristic can be significantly improved by providing the correction circuit 39 as compared with the case where the correction circuit 39 is not provided. It can also be seen that the flatness is improved compared to the broken line B in FIG. 8 showing the VAC-Idet characteristic when the correction resistor Rb as shown by the broken line in FIG. 1 is connected.
  • Fig. 5 shows the load current-output voltage characteristics.
  • a solid line A is a characteristic when an overcurrent state is caused at 100 VAC in the AC-DC converter using the power supply control IC 13 of the above embodiment
  • a broken line B is a characteristic when an overcurrent state is caused at 230 VAC. is there.
  • the alternate long and short dash line C indicates the characteristics when an overcurrent state is caused at 100 VAC in an AC-DC converter using a power control IC without a correction circuit
  • the dotted line D indicates an overcurrent state at 230 VAC. It is a characteristic when it happens.
  • the overcurrent protection operating point Idet that is, the current value at which the load current starts to decrease as shown by C and D is shifted by the AC input voltage.
  • the AC-DC converter using the power supply control IC 13 of the above-described embodiment provided with the load current starts to decrease from the same overcurrent protection operating point Idet even if the AC input voltage changes as in A and B I understand that.
  • the method of decreasing the output voltage when the overcurrent protection function is activated is steeper than when Vth is not corrected. .
  • the duty of the drive pulse decreases, which is equivalent to an increase in the input voltage for the IC, so the comparison reference voltage Vth decreases and positive feedback is applied.
  • such a steep way of lowering the output voltage can reduce an excessive load on the power supply apparatus, and thus has an advantage that safety at the time of overcurrent can be improved.
  • the switching transistor SW that allows current to flow intermittently through the primary winding of the transformer is a separate element from the power supply control IC 13.
  • the switching transistor SW is incorporated into the power supply control IC 13. You may comprise as one semiconductor integrated circuit.
  • the comparator 36b compares the potential Vfb obtained by level shifting the input voltage of the feedback terminal FB with the voltage Vcs obtained by level shifting the voltage applied to the current detection terminal CS.
  • Vfb may be configured to be compared with a predetermined reference voltage.
  • the comparison reference voltage Vth The correction circuit 39 may be configured to operate.
  • the present invention is not limited to the power supply control IC that drives the switching element as described above with a PFM pulse, but can also be applied to a power supply control IC that uses a PWM pulse.
  • the present invention is not limited to the forward type or quasi-resonant type AC-DC converter.
  • the present invention can also be applied to power supply control ICs that are configured, and further to non-insulated power control ICs.

Abstract

　電圧変換用のトランスを備え一次側巻線に流れる電流をオン、オフして出力を制御する絶縁型の直流電源装置において、過電流保護回路の動作点を補正して広い範囲の入力電圧に対して適切な過電流保護を行うことができるようにする。　電源制御回路は、一次側巻線に流れる電流に比例した電圧と比較基準電圧とを比較してトランスの二次側の過電流状態を検出するための過電流検出回路（３６ａ）と、過電流検出回路が過電流状態を検出したことに応じてスイッチング素子（ＳＷ）をオフ状態にさせる過電流保護回路（３８，３９，４０）とを備え、スイッチング素子の駆動パルスのオンデューティに応じて比較基準電圧が入力電圧－オンデューティ特性カーブに従って変化するようにした。

Description

直流電源装置
　本発明は、直流電源装置に関し、特に電圧変換用トランスを備えた直流電源装置における過電流保護回路の動作点補正に利用して有効な技術に関する。
　直流電源装置には、交流電源を整流するダイオード・ブリッジ回路と、該回路で整流された直流電圧を降圧して所望の電位の直流電圧に変換するＤＣ－ＤＣコンバータなどで構成された絶縁型ＡＣ－ＤＣコンバータがある。絶縁型のＡＣ－ＤＣコンバータとしては、例えば電圧変換用トランスの一次側巻線と直列に接続されたスイッチング素子をＰＷＭ（パルス幅変調）制御方式やＰＦＭ（パルス周波数変調）制御方式等でオン、オフ駆動して一次側巻線に流れる電流を制御し、二次側巻線に誘起される電圧を制御するようにしたスイッチング電源装置が知られている。
　ところで、絶縁型直流電源装置においては、定格負荷電流（或いは最大負荷電流）が規定されており、二次側に流れる電流が定格負荷電流以上に増加する過電流状態が発生すると電源装置がダメージを受けることがあるので、一次側の制御回路に過電流検出機能および過電流を検出した場合に制御動作を停止させる過電流保護機能を設けることが多い。
　スイッチング制御方式の絶縁型直流電源装置における二次側の出力の過電流を検出する方法としては、一次側のスイッチング素子と直列に電流検出用の抵抗を設け、該抵抗により電流－電圧変換した電圧（三角波形の電圧のピーク値）を監視する方式がある（例えば特許文献１参照）。
特開２００５－３４１７３０号公報
　ワールドワイド入力仕様のＡＣ－ＤＣコンバータは、入力交流電圧が例えば８５Ｖ～２７６Ｖのような比較的広い範囲の電圧に対して動作可能であるように構成する必要がある。しかしながら、特許文献１に開示されている電源装置のように、電流－電圧変換した電圧を監視する方式にあっては、ＡＣ入力電圧ＶACの大きさによって一次側のピーク電流Ｉｐが図６のように変化してしまう。
　そのため、何ら対策をしないと、例えばＡＣ入力電圧１００Ｖのときに図７に破線で示すような動作点で過電流保護機能が働いて出力電圧Ｖoutを下げるように設計されていたとすると、８５Ｖや２７６Ｖのときには実線や一点鎖線で示すように過電流保護機能が働く動作点（電流値Ｉdet）がずれてしまう。
　このＡＣ入力電圧ＶACの大きさに対する過電流保護回路の動作点の変化を図示したものが図８であり、何ら対策をしない場合には、図８に実線Ａで示すように過電流保護回路の動作点Ｉdetが変化してしまい、適切な過電流保護を行うことができない。なお、理想的な特性は、ＶAC－Ｉdet特性が平坦になることである。
　そこで、図１のようなＡＣ－ＤＣコンバータにおいて、ダイオード・ブリッジ１２により整流された脈流電圧が印加されるノードＮ１と、電流検出用抵抗Ｒｓと制御用ＩＣの電流検出端子ＣＳとの間のノードＮ２との間に、破線で示すように、補正用の抵抗Ｒｂを接続した回路について検討した。
　しかしながら、上記のような補正用の抵抗Ｒｂを接続した場合には、図８に破線Ｂで示すように、抵抗を設けないものよりは動作点Ｉdetの変化は少なくなるものの、ＶAC－Ｉdet特性の平坦性が悪く、特に１００～２００Ｖの範囲での動作点の変化が充分に低減されないという課題があることが分かった。
　本発明は上記のような背景の下になされたもので、その目的とするところは、電圧変換用のトランスを備え一次側巻線に流れる電流をオン、オフして出力を制御する直流電源装置において、過電流保護回路の動作点を補正して広い範囲の入力電圧に対して適切な過電流保護を行うことができる技術を提供することにある。
　上記目的を達成するため本発明は、
　電圧変換用のトランスと、該トランスの一次側巻線に間欠的に電流を流すためのスイッチング素子と、前記トランスの一次側巻線に流れる電流に比例した電圧と前記トランスの二次側からの出力電圧検出信号が入力されることで前記スイッチング素子をオン、オフ制御する駆動パルスを生成し出力する電源制御回路とを有する直流電源装置であって、
　前記電源制御回路は、
　前記一次側巻線に流れる電流に比例した電圧と比較基準電圧とを比較して前記トランスの二次側の過電流状態を検出するための過電流検出回路と、
　前記過電流検出回路が過電流状態を検出したことに応じて前記スイッチング素子をオフ状態にさせる過電流保護回路と、
を備え、前記スイッチング素子の駆動パルスのオンデューティに応じて前記比較基準電圧を補正して、比較基準電圧が交流入力電圧－オンデューティ特性カーブに従って変化するように構成した。
　上記した構成によれば、交流入力電圧が異なっても過電流保護の動作点がほとんど変化しないため、交流入力電圧－過電流保護動作点特性が平坦になり、広い範囲の交流入力電圧に対して適切なポイントで過電流保護を行うことができる。
　ここで、望ましくは、前記過電流保護回路は、前記比較基準電圧を生成する可変電圧源と、前記スイッチング素子の駆動パルスのオンデューティを検出するデューティ検出回路と、前記デューティ検出回路により検出されたオンデューティに基づいて、前記比較基準電圧が入力電圧－オンデューティ特性カーブに従って変化するように、前記可変電圧源を制御する補正回路と、を備えるように構成する。
　これにより、広い範囲の交流入力電圧に対して適切なポイントで過電流保護を行うことができ、過電流保護回路を容易に設計することができる。
　また、望ましくは、前記一次側巻線に流れる電流に比例した電圧は、前記スイッチング素子と直列に接続された電流検出用の抵抗により電流－電圧変換された電圧であるようにする。
　これにより、過電流保護のために監視する電圧を容易に得ることができる。
　さらに、望ましくは、前記電源制御回路は、１個の半導体チップ上に半導体集積回路として形成され、前記電流検出用の抵抗により電流－電圧変換された電圧が入力されたる第１端子と、前記トランスの二次側からの出力電圧検出信号が入力される第２端子とを備えるようにする。
　これにより、絶縁型直流電源装置を構成する部品点数を減らすとともに、電源装置の小型化を図ることができる。
　本発明によれば、電圧変換用のトランスを備え一次側巻線に流れる電流をオン、オフして出力電圧を制御する直流電源装置において、過電流保護回路の動作点の補正特性を平坦にして広い範囲の入力電圧に対して適切な過電流保護を行うことができるという効果がある。
本発明に係る直流電源装置としての絶縁型ＡＣ－ＤＣコンバータの一実施形態を示す回路構成図である。 図１の絶縁型ＡＣ－ＤＣコンバータにおけるトランスの一次側制御回路（電源制御用ＩＣ）の構成例を示す回路構成図である。 実施形態の絶縁型ＡＣ－ＤＣコンバータにおけるＡＣ入力電圧ＶACと過電流保護のためのスレッシホールド電圧Ｖｔｈとの関係を示す特性図である。 実施形態の絶縁型ＡＣ－ＤＣコンバータにおけるＡＣ入力電圧ＶACと駆動パルスのオンデューティとの関係を示す特性図である。 実施形態の絶縁型ＡＣ－ＤＣコンバータにおける過電流保護動作点Ｉdetの入力電圧特性を示すグラフである。 実施形態の絶縁型ＡＣ－ＤＣコンバータにおける負荷電流－出力電圧特性を示すグラフである。 絶縁型ＡＣ－ＤＣコンバータにおけるＡＣ入力電圧ＶACと一次側のピーク電流との関係を示すグラフである。 過電流保護動作点の補正をしないＡＣ－ＤＣコンバータにおける負荷電流－出力電圧特性を示すグラフである。 過電流保護動作点の補正をしないＡＣ－ＤＣコンバータおよび抵抗により動作点の補正をしたＡＣ－ＤＣコンバータにおける過電流保護動作点Ｉdetの入力電圧特性を示すグラフである。
　以下、本発明の好適な実施形態を図面に基づいて説明する。
　図１は、本発明を適用した直流電源装置としての絶縁型ＡＣ－ＤＣコンバータの一実施形態を示す回路構成図である。
　この実施形態のＡＣ－ＤＣコンバータは、コモンモードコイルなどからなるノイズ遮断用のフィルタ１１と、交流電圧（ＡＣ）を整流し直流電圧に変換するダイオード・ブリッジ回路１２と、整流後の電圧を平滑する平滑用コンデンサＣ１と、一次側巻線Ｎｐと二次側巻線Ｎｓおよび補助巻線Ｎｂとを有する電圧変換用のトランスＴ１と、このトランスＴ１の一次側巻線Ｎｐと直列に接続されたＮチャネルＭＯＳＦＥＴからなるスイッチングトランジスタＳＷと、該スイッチングトランジスタＳＷを駆動する電源制御回路１３を有する。この実施形態では、電源制御回路１３は、単結晶シリコンのような１個の半導体チップ上に半導体集積回路（電源制御用ＩＣ）として形成されている。
　上記トランスＴ１の二次側には、二次側巻線Ｎｓと直列に接続された整流用ダイオードＤ２と、このダイオードＤ２のカソード端子と二次側巻線Ｎｓの他方の端子との間に接続された平滑用コンデンサＣ２とが設けられ、一次側巻線Ｎｐに間歇的に電流を流すことで二次側巻線Ｎｓに誘起される交流電圧を整流し平滑することによって、一次側巻線Ｎｐと二次側巻線Ｎｓとの巻線比に応じた直流電圧Ｖｏｕｔを出力する。
　さらに、トランスＴ１の二次側には、一次側のスイッチング動作で生じたスイッチングリップル・ノイズ等を遮断するためのフィルタを構成するコイルＬ３およびコンデンサＣ３が設けられているとともに、出力電圧Ｖｏｕｔを検出するための検出回路１４と、該検出回路１４に接続され検出電圧に応じた信号を一次側の電源制御回路１３へ伝達するフォトカプラの発光側素子としてのフォトダイオード１５ａが設けられている。そして、一次側には、上記電源制御用ＩＣ１３のフィードバック端子ＦＢと接地点との間に接続され検出回路１４からの信号を受信する受光側素子としてのフォトトランジスタ１５ｂが設けられている。
　また、この実施形態の直流電源装置の一次側には、上記補助巻線Ｎｂと直列に接続された整流用ダイオードＤ０と、このダイオードＤ０のカソード端子と接地点ＧＮＤとの間に接続された抵抗Ｒ０および平滑用コンデンサＣ０とからなる整流平滑回路が設けられ、該整流平滑回路で整流、平滑された電圧が上記電源制御用ＩＣ１３の電源電圧端子ＶＤＤに印加されている。これとともに、ダイオード・ブリッジ回路１２で整流される前の電圧または整流された後の直流電圧が、ダイオードＤ１および抵抗Ｒ１を介して電源制御用ＩＣ１３の高圧起動端子ＨＶに印加され、電源起動時の補助巻線Ｎｂに電圧が誘起される前に電源制御用ＩＣ１３を動作させることができるように構成されている。
　さらに、本実施形態においては、スイッチングトランジスタＳＷのソース端子と接地点ＧＮＤとの間に電流検出用の抵抗Ｒｓが接続されているとともに、スイッチングトランジスタＳＷと電流検出用抵抗ＲｓとのノードＮ３と電源制御用ＩＣ１３の電流検出端子ＣＳとの間に抵抗Ｒｃが接続されている。さらに、電源制御用ＩＣ１３の電流検出端子ＣＳと接地点との間にはコンデンサＣ４が接続され、抵抗Ｒ２とコンデンサＣ４によりローパスフィルタが構成されるようになっている。なお、ノードＮ１とＮ２との間の抵抗Ｒｂは、本実施形態においては接続されない素子である。
　次に、上記電源制御用ＩＣ１３の具体的な構成例について説明する。
　本実施例の電源制御用ＩＣ１３は、電流検出用抵抗Ｒｓにより電流－電圧変換された監視対象の電圧が印加される端子ＣＳに入力端子が接続され、該端子ＣＳに入力電圧と所定の比較基準電圧とを比較して過電流状態を検出する監視回路（コンパレータ）に供給する比較基準電圧を補正するようにしたものである。
　従来の過電流保護のための監視回路は、ＡＣ入力電圧の大きさにかかわらず一定の比較基準電圧と抵抗Ｒｓにより電流－電圧変換された電圧とを比較して判定することが、過電流保護回路の動作点のＶAC－Ｉdet特性が平坦にならない原因であった。本発明者は、ＡＣ入力電圧ＶACの大きさに応じて比較基準電圧の方を変化させることで、過電流保護回路の動作点を補正できると考え、ＡＣ入力電圧ＶACに対する過電流保護回路の動作点Ｉdetとの関係を示すＶAC－Ｉdet特性を平坦化させるのに必要な監視回路（コンパレータ）の比較基準電圧（スレッシホールド電圧）を計算によって求めた。
　その結果、図３Ａに実線Ａで示すような特性カーブを持たせることでＶAC－Ｉdet特性を平坦化させることができることが分かった。さらに、図３Ａに示す特性カーブに近い特性が電源装置内にないか調べた結果、スイッチングトランジスタＳＷの駆動パルスON/OFFのオンデューティ（Ｔｏｎ／Ｔ０）が、図３Ｂに示すように、ＡＣ入力電圧に対して類似のカーブとなることを見出した。なお、Ｔ０は駆動パルスの周期、ＴｏｎはスイッチングトランジスタＳＷのオン時間である。
　本発明は上記のような知見に基づいてなされたもので、電源制御用ＩＣ１３内にオンデューティ検出回路と該検出回路により検出したオンデューティに応じて比較基準電圧（スレッシホールド電圧）を補正する補正回路を設けることとした。
　具体的には、図２に示すように、本実施例の電源制御用ＩＣ１３は、フィードバック端子ＦＢの入力電位に応じた周波数で発振する発振器３１と、該発振器３１で生成された発振信号に基づいて一次側スイッチングトランジスタＳＷをオンさせるタイミングを与えるクロック信号ＣＫを生成するクロック生成回路３２と、クロック信号ＣＫによってセットされるＲＳ・フリップフロップ３３と、該フリップフロップ３３の出力に応じてスイッチングトランジスタＳＷの駆動パルスON／OFFを生成するドライバ（駆動回路）３４を備える。
　また、電源制御用ＩＣ１３は、電流検出端子ＣＳに入力されている電圧およびフィードバック端子ＦＢの入力されている電圧をそれぞれ内部回路に適した電位にシフトするレベルシフト回路３５ａ，３５ｂと、レベルシフト回路３５ａによりシフトされた電位Ｖｃｓと過電流状態の監視のための比較基準電圧（スレッシホールド電圧）Ｖｔｈとを比較する電圧比較回路としてのコンパレータ３６ａと、レベルシフト回路３５ａによりシフトされた電位Ｖｃｓとレベルシフト回路３５ｂによりシフトされた電位Ｖｆｂとを比較するコンパレータ３６ｂと、コンパレータ３６ａと３６ｂの出力の論理和をとるＯＲゲート３７を備え、ＯＲゲート３７の出力が上記フリップフロップ３３のリセット端子に入力されることで、スイッチングトランジスタＳＷをオフさせるタイミングを与えるように構成されている。
　さらに、本実施例の電源制御用ＩＣ１３は、上記フリップフロップ３３の出力を監視することで駆動パルスON／OFFのオンデューティ（Ｔｏｎ／Ｔ０）を検出するデューティ検出回路３８と、該デューティ検出回路３８により検出されたデューティに基づいて比較基準電圧（スレッシホールド電圧）Ｖｔｈが図３Ａに破線Ｂで示すような特性カーブを持つように補正を行う補正回路３９が設けられている。
　デューティ検出回路３８は、例えばフリップフロップ３３に供給されるクロックＣＫよりも充分に高い周波数のクロックで駆動パルスON／OFFの周期Ｔ０とオン時間Ｔｏｎを計時するカウンタと、計時された周期Ｔ０とオン時間Ｔｏｎとからオンデューティ（Ｔｏｎ／Ｔ０）に相当する電圧もしくは情報を出力する回路とによって実現することができる。
　また、補正回路３９は、デューティ検出回路３８からの電圧もしくは情報に応じて比較基準電圧Ｖｔｈを発生する可変電圧源４０を制御して、図３Ａに破線Ｂで示すような特性カーブに沿って比較基準電圧Ｖｔｈを変化させる制御電圧を出力するように構成する。このような回路は、演算増幅回路などで実現することができる。この実施例においては、デューティ検出回路３８と補正回路３９と可変電圧源４０とによって過電流保護回路が構成される。
　本実施例の電源制御用ＩＣ１３は、二次側の電流が定格負荷電流または最大負荷電流以下である通常状態においては、フィードバック端子ＦＢの入力電圧をレベルシフトした電位Ｖｆｂは比較基準電圧Ｖｔｈよりも低く、コンパレータ３６ａの出力はロウレベルである。そして、Ｖｆｂが電流検出端子ＣＳの電圧をレベルシフトした電位Ｖｃｓよりも低くなると、コンパレータ３６ｂの出力がハイレベルに変化してＯＲゲート３７を介してフリップフロップ３３をリセットさせることで、スイッチングトランジスタＳＷをオフさせる。
　また、出力電圧Ｖｏｕｔが低いほど図１のフォトカプラの発光側素子としてのフォトダイオード１５ａの順方向電流が減少し、その為に受光側素子としてのフォトトランジスタ１５ｂのコレクタ電流も減少する。その結果フィードバック端子ＦＢの電圧が上昇し、フィードバック端子ＦＢの入力電圧をレベルシフトした電位Ｖｆｂも上昇する。そのため、コンパレータ３６ｂの出力がロウレベルとなるような、電流検出端子ＣＳの電圧のレベルシフト電圧ＶＣＳ、及びＣＳ端子の電圧も上昇する。この結果一次側ピーク電流及び平均電流が増大して、出力電圧Ｖｏｕｔが高くなる方向に作用する。この様にしてＶｏｕｔが一定にされるフィードバック制御が行われる。
　一方、二次側の電流が定格負荷電流を超えた過電流状態になると、電流検出端子ＣＳの電圧をレベルシフトした電位Ｖｃｓが比較基準電圧（スレッシホールド電圧）Ｖｔｈよりも高くなり、コンパレータ３６ａの出力がハイレベルに変化してＯＲゲート３７を介してフリップフロップ３３をリセットさせることで、スイッチングトランジスタＳＷをオフさせる。その結果、一次側の電流が制限され、出力電圧Ｖｏｕｔが低下することとなる。
　なお、上記実施例の電源制御用ＩＣ１３では、コンパレータ３６ａの出力を、ＯＲゲート３７を介してフリップフロップ３３のリセット端子に供給しているが、コンパレータ３６ａの出力を直接ドライバ（駆動回路）３４へ供給して、過電流状態を検出した場合にスイッチングトランジスタＳＷをオフさせるように構成してもよい。
　図４には、補正回路３９により比較基準電圧（スレッシホールド電圧）Ｖｔｈに、図３Ａに実線Ａで示すような特性カーブを持たせるようにした電源制御用ＩＣ１３における、入力電圧ＶACに対する過電流保護動作点Ｉdetの特性を示す。
　図４において破線は、比較基準電圧Ｖｔｈの補正回路３９を備えた上記実施例の電源制御用ＩＣ１３における過電流保護動作点のＶAC－Ｉdet特性を、また実線は比較基準電圧Ｖｔｈの補正回路３９を設けていない電源制御用ＩＣにおけるＶAC－Ｉdet特性を示す。
　図４より、補正回路３９を設けることにより、補正回路３９を設けない場合に比べてＶAC－Ｉdet特性の平坦性を大幅に改善できることが分かる。また、図１に破線で示すような補正用の抵抗Ｒｂを接続した場合におけるＶAC－Ｉdet特性を示す図８の破線Ｂに比較しても、平坦性がよくなることが分かる。
　また、図５には、負荷電流－出力電圧特性を示す。図において、実線Ａは上記実施例の電源制御用ＩＣ１３を使用したＡＣ－ＤＣコンバータにおいて、ＡＣ１００Ｖで過電流状態を起こした場合の特性、破線ＢはＡＣ２３０Ｖで過電流状態を起こした場合の特性である。また、図５において、一点鎖線Ｃは補正回路を設けていない電源制御用ＩＣを使用したＡＣ－ＤＣコンバータにおいて、ＡＣ１００Ｖで過電流状態を起こした場合の特性、点線ＤはＡＣ２３０Ｖで過電流状態を起こした場合の特性である。
　図５より、補正回路を設けていない場合には、Ｃ，Ｄのように過電流保護動作点Ｉdetすなわち負荷電流が減少し始める電流値がＡＣ入力電圧によってずれてしまうのに対し、補正回路３９を備えた上記実施例の電源制御用ＩＣ１３を使用したＡＣ－ＤＣコンバータにおいては、Ａ，ＢのようにＡＣ入力電圧が変化しても同一の過電流保護動作点Ｉdetから負荷電流が減少し始めることが分かる。
　また、実施例の電源制御用ＩＣ１３を使用したＡＣ－ＤＣコンバータにおいては、過電流保護機能が働いた場合の出力電圧の低下の仕方が、Ｖｔｈを補正しない場合に比べて急峻になることが分かる。これは、同じ入力電圧で出力電圧が下がると駆動パルスのデューティが小さくなり、ＩＣにとっては入力電圧が高くなったのと等価であるので、比較基準電圧Ｖｔｈが下がって正帰還がかかるためである。そして、このように出力電圧の低下の仕方が急峻である方が、電源装置にとっての過剰な負荷を軽減することができるので、過電流時の安全性を高めることができるという利点もある。
　以上本発明者によってなされた発明を実施形態に基づき具体的に説明したが、本発明は前記実施形態に限定されるものではない。例えば、前記実施形態では、トランスの一次側巻線に間歇的に電流を流すスイッチングトランジスタＳＷを、電源制御用ＩＣ１３とは別個の素子としているが、このスイッチングトランジスタＳＷを電源制御用ＩＣ１３に取り込んで、１つの半導体集積回路として構成してもよい。
　また、前記実施形態の電源制御用ＩＣ１３では、コンパレータ３６ｂが、フィードバック端子ＦＢの入力電圧をレベルシフトした電位Ｖｆｂと電流検出端子ＣＳに印加されている電圧をレベルシフトした電圧Ｖｃｓとを比較するように構成しているが、Ｖｆｂと所定の参照電圧とを比較するように構成してもよい。
　また、システムの立ち上がりの際に過電流保護回路が誤って働かないようにするため、例えば駆動パルスのデューティが所定の範囲にある場合もしくは電源立ち上がり後所定時間経過してから、比較基準電圧Ｖｔｈの補正回路３９が動作するように構成してもよい。
　さらに、本発明は、前述したようなスイッチング素子をＰＦＭパルスで駆動する方式の電源制御用ＩＣに限定されず、ＰＷＭパルスで駆動する方式の電源制御用ＩＣにも適用することができる。
　前記実施形態では、本発明をフライバック方式のＡＣ－ＤＣコンバータを構成する一次側の電源制御用ＩＣに適用した場合について説明したが、本発明はフォワード型や疑似共振型のＡＣ－ＤＣコンバータを構成する電源制御用ＩＣ、更には非絶縁型の電源制御用ＩＣにも適用することができる。
　１２　ダイオード・ブリッジ回路（整流回路）
　１３　電源制御回路（電源制御用ＩＣ）
　１４　二次側検出回路（検出用ＩＣ）
　１５ａ　フォトカプラの発光側ダイオード
　１５ｂ　フォトカプラの受光側トランジスタ
　３１　発振回路
　３２　クロック発生回路
　３４　ドライバ（駆動回路）
　３６ａ　コンパレータ（過電流検出回路）
　３８　デューティ検出回路
　３９　補正回路

Claims (4)

  1. 　電圧変換用のトランスと、該トランスの一次側巻線に間欠的に電流を流すためのスイッチング素子と、前記トランスの一次側巻線に流れる電流に比例した電圧と前記トランスの二次側からの出力電圧検出信号が入力されることで前記スイッチング素子をオン、オフ制御する駆動パルスを生成し出力する電源制御回路とを有する直流電源装置であって、
    　前記電源制御回路は、
    　前記一次側巻線に流れる電流に比例した電圧と比較基準電圧とを比較して前記トランスの二次側の過電流状態を検出するための過電流検出回路と、
    　前記過電流検出回路が過電流状態を検出したことに応じて前記スイッチング素子をオフ状態にさせる過電流保護回路と、
    を備え、前記スイッチング素子の駆動パルスのオンデューティに応じて前記比較基準電圧を補正して、比較基準電圧が交流入力電圧－オンデューティ特性カーブに従って変化するようにしたことを特徴とする直流電源装置。
  2. 　前記過電流保護回路は、
    　前記比較基準電圧を生成する可変電圧源と、
    　前記スイッチング素子の駆動パルスのオンデューティを検出するデューティ検出回路と、
    　前記デューティ検出回路により検出されたオンデューティに基づいて、前記比較基準電圧が入力電圧－オンデューティ特性カーブに従って変化するように、前記可変電圧源を制御する補正回路と、
    を備えることを特徴とする請求項１に記載の直流電源装置。
  3. 　前記一次側巻線に流れる電流に比例した電圧は、前記スイッチング素子と直列に接続された電流検出用の抵抗により電流－電圧変換された電圧であることを特徴とする請求項２に記載の直流電源装置。
  4. 　前記電源制御回路は、１個の半導体チップ上に半導体集積回路として形成され、前記電流検出用の抵抗により電流－電圧変換された電圧が入力されたる第１端子と、前記トランスの二次側からの出力電圧検出信号が入力される第２端子とを備えていることを特徴とする請求項３に記載の直流電源装置。
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