JP5485390B2 - スイッチング電源装置および半導体装置 - Google Patents

Description

本発明は、スイッチング素子を用いて入力電圧を供給および遮断するスイッチング動作を間欠的に行うことにより調整された出力電圧を生成するスイッチング電源装置およびそのようなスイッチング電源装置を制御するための半導体装置に関する。

従来から、家電製品等の一般家庭用機器には、その電源装置として、消費電力の低減化による電力効率の向上等の目的から、半導体（トランジスタなどのスイッチング素子）によるスイッチング動作を利用して出力電圧を制御（安定化など）する半導体装置を有するスイッチング電源装置が広く用いられている。

特に近年、地球温暖化防止対策の見地から、家電製品等の機器においては、それらの動作待機（スタンバイ）時における消費電力削減が注目され、スタンバイ時における消費電力がより低いスイッチング電源装置が強く要求されている。

一般的に、スタンバイ負荷などの低い負荷状態では、スイッチング電源としてのエネルギー損失は、スイッチング動作によるスイッチング損失が支配的である。スタンバイ負荷などの軽負荷時の電源効率を改善するためのよく知られている技術の一つとして、軽負荷時にスイッチング動作を間欠的に行う間欠発振制御が挙げられる。

図１６は、一般的な間欠発振を行うための制御回路９０１を備えたスイッチング電源装置９００の一構成例を示す機能ブロック図である。図１７のタイミングチャートを参照して、スイッチング電源装置９００における、間欠発振制御によるスイッチング動作を簡単に説明する。

図１６に示されるスイッチング電源装置９００において、スイッチング動作は電流モードの擬似共振制御（ボトムオン制御ともいう）によって行われる。電流モードの擬似共振制御とは、スイッチング素子２に流れる電流Ｉ_Ｄが目標値に達したときにスイッチング素子２をターンオフさせるとともに、スイッチング素子２がオフ状態にあるときにスイッチング素子２に発生するリンギング電圧の極小点であるボトムにおいてスイッチング素子２をターンオンさせる制御のことである。リンギング電圧のボトムは、ボトム検出回路１７によって検出され、ボトム検出回路１７から出力されるＢｏｔｔｏｍ信号によって示される。

図１７の負荷変動状態のように、定格負荷状態から出力電流Ｉ_ｏｕｔが小さくなるにつれて出力電圧Ｖ_ｏｕｔが上昇する。出力電圧検出回路６からＦＢ端子に、出力電圧Ｖ_ｏｕｔの大きさを示すフィードバック信号Ｉ_ＦＢ（例えば、出力電圧Ｖ_ｏｕｔが高くなるほど大きくなる流出方向の電流信号）が入力され、フィードバック制御回路１２は、フィードバック信号Ｉ_ＦＢに基づいて、出力電圧Ｖ_ｏｕｔが高いほどスイッチング素子２に流れる電流Ｉ_Ｄに対して小さな制限値を示す制御信号Ｖ_ＥＡＯを出力する。

さらに負荷が小さくなると、間欠発振制御回路１８は、Ｅｎａｂｌｅ信号をスイッチング動作の停止を指示するＬレベルへと変化させる。Ｅｎａｂｌｅ信号がＬレベルになると、Ｂｏｔｔｏｍ信号はターンオン制御回路９３によって遮断される。これにより、スイッチング素子２におけるスイッチング動作が停止する。

Ｅｎａｂｌｅ信号がスイッチング動作の停止を指示するＬレベルへと変化するエッジを間欠停止信号とも言い、間欠発振制御においてスイッチング動作が停止することを間欠停止するとも言う。

スイッチング動作の停止状態が続くと、出力電圧Ｖ_ｏｕｔが低下するため、間欠発振制御回路１８は、Ｅｎａｂｌｅ信号をスイッチング動作の実行を指示するＨレベルへと変化させる。間欠復帰回路９１は、Ｅｎａｂｌｅ信号の立ち上がりエッジにおいてワンショットパルスであるＵｐ信号を出力する。Ｕｐ信号により、スイッチング素子２が強制的にターンオンされ、以降はボトム検出回路１７からのＢｏｔｔｏｍ信号に応じてスイッチング素子２がターンオンする擬似共振制御によるスイッチング動作が実行される。

Ｅｎａｂｌｅ信号がスイッチング動作の実行を指示するＨレベルへと変化するエッジを間欠復帰信号とも言い、間欠発振制御においてスイッチング動作が再開することを間欠復帰するとも言う。

このようにして、図１７の第１待機状態において、スイッチング素子２のスイッチング動作の停止と実行とが繰り返される間欠発振制御が行われる。

第１待機状態よりもさらに出力電流Ｉ_ｏｕｔが小さくなると、第１待機状態よりもさらにスイッチング動作の停止期間が長い第２待機状態となる。つまり、負荷が軽くなればなるほど、スイッチング素子２のスイッチング動作の実行期間と停止期間とからなる間欠制御周期が長くなるように制御される。このように、軽負荷時に間欠発振制御を行うことにより軽負荷時の電源効率が改善される。

しかしながら、上記の従来例では、間欠復帰回路９１は、間欠発振制御においてスイッチング動作を再開させるために、Ｅｎａｂｌｅ信号がＨレベルへと変化するに応じて、スイッチング素子２に発生しているリンギング電圧とは無関係にＵｐ信号を出力する。そのため、最悪の場合、スイッチング素子２はリンギング電圧の極大点であるトップでターンオンする可能性もあり、スイッチング素子２で生じる電力ロスが問題となる。

例えば、スイッチング素子２の寄生容量とスイッチング素子２の入出力間に並列に接続されたコンデンサ３１の容量との和をＣ、スイッチング素子２のターンオン時の電圧をＶとすると、間欠復帰するときに、スイッチング素子２には、

の電力ロスが発生することになる。この電力ロスのことを、容量Ｃによる電力ロスまたはスイッチング素子の入出力間の容量によるロスとも言う。

すなわち、軽負荷時に間欠発振制御を行うことは、軽負荷時の電源効率を改善するためには有効な手段であるが、間欠復帰の際にスイッチング素子２のターンオン時の電圧が高い場合には、結果的に容量Ｃによる大きな電力ロスが発生する。特に、負荷状態に応じて間欠制御周期が短くなる場合、この電力ロスは大きくなる。

上記のような、間欠復帰時に発生し得る容量Ｃによる電力ロスを低減するスイッチング電源装置が、例えば、特許文献１および特許文献２に開示されている。

図１８は、間欠復帰時に発生し得る電力ロスを低減する従来のスイッチング電源装置９１０の一構成例を示す機能ブロック図である。スイッチング電源装置９１０は、図１６のスイッチング電源装置９００を、特許文献１および特許文献２で開示される考え方に従って変更したものであり、制御回路９１１における間欠復帰回路９２が変更されている。

図１８のスイッチング電源装置９１０を、特許文献１および特許文献２の制御方法に従って制御した場合の動作について、図１９（ａ）、（ｂ）のタイミングチャートを参照しながら説明する。

スイッチング電源装置９１０において、間欠復帰回路９２は、間欠停止信号（Ｅｎａｂｌｅ信号の立ち下がりエッジ）を起点として所定の待ち時間ｔ（特許文献１、２のトランスリセット検出時間）を計時する。間欠復帰回路９２は、待ち時間ｔの計時中であることを、ＬレベルのＭａｓｋ信号を出力することによって示す。そして、間欠復帰回路９２が待ち時間ｔを計時し終えるまでに間欠復帰信号（Ｅｎａｂｌｅ信号の立ち上がりエッジ）が到来した場合、ターンオン制御回路９４は、間欠復帰信号の後に出力されるＢｏｔｔｏｍ信号（特許文献１、２のトランスリセット信号）をＴｕｒｎＯｎ信号として出力することによってスイッチング素子２をターンオンさせる（図１９（ａ））。

また、間欠復帰回路９２が待ち時間ｔを計時し終えるまでに間欠復帰信号（Ｅｎａｂｌｅ信号の立ち上がりエッジ）が到来しなかった場合、間欠復帰回路９２はその後の間欠復帰信号でワンショットパルスであるＵｐ信号（特許文献１、特許文献２の間欠終了パルス）を出力し、ターンオン制御回路９４は、Ｕｐ信号をＴｕｒｎＯｎ信号として出力することによってスイッチング素子２をターンオンさせる（図１９（ｂ））。

なお、待ち時間ｔを計時する具体的な回路として、特許文献１では、定電流源とコンデンサとを有する時定数回路が開示され、特許文献２では、リンギング電圧のボトムの回数を数えるカウンタ回路が開示されている。

このような制御を行うことにより、スイッチング電源装置９１０では、間欠停止信号を起点として前記待ち時間内に間欠復帰信号が到来した場合には、スイッチング素子のリンギング電圧のボトムで間欠復帰することができるため、間欠復帰時にスイッチング素子の入出力間の容量によるロスが低減される。

特許第４０３３８５５号公報 特許第４０３３８５０号公報

しかしながら、特許文献１および特許文献２に開示される考え方を取り入れたスイッチング電源装置９１０では、次のような問題が生じることがある。図２０（ａ）、（ｂ）を参照して、その問題について説明する。

間欠発振制御時において間欠停止信号が出力されてからの待ち時間ｔを長くするほど、間欠復帰の際にスイッチング素子２がボトムオンできる出力負荷範囲が広くでき、間欠復帰時のロスを低減できるが、待ち時間ｔが長すぎると、図２０（ａ）の破線囲みＡに示されるように、スイッチング素子２の電圧のリンギングがなくなってしまっているため、待ち時間ｔ後にボトムが検出されず、間欠復帰できない不都合が生じる。

この不都合を回避するため、待ち時間ｔを短くした場合、間欠復帰後にスイッチング素子がボトムオンできる出力負荷範囲が非常に狭くなる。その結果、図２０（ｂ）の破線囲みＢに示されるように、間欠復帰の際にスイッチング素子２がボトムではない高い電圧でターンオンする別の不都合が生じるようになり、スイッチング素子２の入出力間の容量によるロスの低減効果が小さくなってしまう。電源仕様や周囲温度などの装置の運用環境、それに部品バラツキを考慮すると、最適な設定時間を設定することは困難である。

このような問題は、特許文献２に開示される構成を用いた場合も全く同様に生じる。

すなわち、間欠発振制御において間欠停止信号が出力されてからの待ち時間ｔを決めるためのリンギングのボトムのカウント回数を多くするほど、間欠復帰の際にスイッチング素子２がボトムオンできる出力負荷範囲が広くでき、間欠復帰時のロスを低減できるが、カウント回数が多すぎると、図２０（ａ）の破線囲みＡに示されるように、スイッチング素子２の電圧のリンギングがなくなってしまっているため、待ち時間ｔ後にボトムが検出されず、間欠復帰できない不都合が生じる。さらに、カウント回数が多い場合は、カウンタを構成するためのレイアウト面積も大きくなるため、半導体チップのコストアップにもなる。

この問題を解決するため、カウント回数を少なくした場合、間欠復帰後にスイッチング素子がボトムオンできる出力負荷範囲が非常に狭くなる。その結果、図２０（ｂ）の破線囲みＢに示されるように、間欠復帰の際にスイッチング素子２がボトムではない高い電圧でターンオンする別の不都合が生じるようになり、スイッチング素子２の入出力間の容量によるロスの低減効果が小さくなってしまう。

以上より、特許文献１および特許文献２の考え方では、待ち時間ｔを決めるための回路の時定数やカウント回数を、あらゆる電源仕様に対して最適に設定することが困難であり、特許文献１および特許文献２の考え方は、限られた負荷範囲（間欠発振領域）でのみ有効であると言える。

本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであり、間欠発振制御を行いかつボトム検出に基づいて間欠復帰を行うスイッチング電源装置であれば、連続発振時のスイッチング動作を、従来例で引用した擬似共振制御に限らず、ＰＷＭ制御やＰＦＭ制御、それに二次デューティー制御などに基づいて行うスイッチング電源装置においても適応できるものであって、間欠復帰時のスイッチング素子の入出力間の容量によるロスを低減するために好適な構成のスイッチング電源装置および半導体装置を提供することを目的とする。

上記の課題を解決するために、本発明の半導体装置の１つの態様は、スイッチング素子を用いて入力直流電圧を供給および遮断するスイッチング動作を間欠的に行うことにより前記入力直流電圧を調整された出力直流電圧に変換するスイッチング電源を制御するための半導体装置であって、前記スイッチング動作の実行および停止を交互に指示する間欠発振制御回路と、前記スイッチング素子がオフ状態にあるときに前記スイッチング素子に発生するリンギング電圧の極小点であるボトムを検出するボトム検出回路と、前記間欠発振制御回路から前記スイッチング動作の実行が指示された時点を起点として、前記リンギング電圧のボトムが監視されるべき期間の長さであるボトム監視時間を計時するボトム監視時間計時回路と、前記ボトム監視時間の計時中は、前記ボトム検出回路にて前記リンギング電圧のボトムが検出されるに応じてのみ、前記スイッチング素子をターンオンさせるターンオン制御回路とを備える。

このような構成によれば、間欠復帰する際に、前記スイッチング動作の実行が指示された時点を起点としてボトム監視時間を計時し、ボトム監視時間の計時中に検出された前記リンギング電圧のボトムで前記スイッチング素子をターンオンさせるので、従来の動作である、スイッチング動作の停止が指示された時点を起点として計時される待ち時間の経過後は、前記リンギング電圧のボトムが検出できるか否かに係わらず、スイッチング動作の実行が指示されるに応じて直ちに前記スイッチング素子をターンオンさせる場合と比べて、前記リンギング電圧のボトムでない高い電圧で前記スイッチング素子がターンオンする不都合を減らすことができる。その結果、間欠復帰時のスイッチング素子の入出力間の容量によるロスを低減することができる。

また、前記ボトム監視時間計時回路は、前記ボトム監視時間として前記リンギング電圧の１周期以上の長さを計時してもよい。

このような構成によれば、前記リンギング電圧のボトムが前記リンギング電圧の１周期以上の長さ監視されるので、間欠復帰する際に前記スイッチング素子のリンギングが続いている限りは、前記スイッチング素子のリンギング電圧のボトムで確実にターンオンすることができ、その結果、電力ロスが最小に抑制される。

また、前記ターンオン制御回路は、前記ボトム監視時間の計時が完了したときに、前記リンギング電圧のボトムとは無関係に、前記スイッチング素子をターンオンさせてもよい。

このような構成によれば、間欠復帰が指示された際に、前記スイッチング素子の電圧のリンギングが消滅している場合でも、前記スイッチング素子を強制的にターンオンさせることで、間欠復帰を果たすことができる。さらに、前記ボトム監視時間として前記リンギング電圧の１周期以上の長さを計時することによって、早すぎる強制ターンオンを防いで確実に電力ロスを減らす効果が得られる。

また、前記ボトム監視時間計時回路は、前記ボトム監視時間の計時中に前記スイッチング素子のゲート信号がオンレベルになるに応じて前記ボトム監視時間の計時を中止してもよい。

このような構成によれば、前記スイッチング素子がターンオンされた場合は、前記ボトム監視時間の計時が中止されるので、前記リンギング電圧のボトムが検出されることで前記スイッチング素子がターンオンした後に前記ボトム監視時間の計時が完了して、さらに前記スイッチング素子が強制的にターンオンされるという不具合を回避できる。

また、前記ボトム監視時間計時回路は、定電流源とコンデンサとを有し、前記定電流源の電流値と前記コンデンサの容量値とで決まる時定数により前記ボトム監視時間を計時してもよい。

このような構成は、前記ボトム監視時間の計時を、定電流源とコンデンサとで構成されるアナログ時定数回路を用いて行う場合に好適である。

また、前記ボトム監視時間計時回路は、前記間欠発振制御回路から前記スイッチング動作の停止が指示された後、前記ボトム検出回路で検出される前記リンギング電圧の最初のボトムから２番目のボトムまでの時間をリンギング周期として測定するリンギング周期測定回路を有し、前記ボトム監視時間計時回路は、前記測定されたリンギング周期に対応する長さの時間を前記ボトム監視時間として計時してもよい。

このような構成によれば、間欠停止したときに測定されたリンギング電圧の１周期が、その直後に間欠復帰する際のボトム監視時間として計時されるので、間欠復帰の際の応答時間を、負荷状態に適応して最短にできる。

また、前記リンギング周期測定回路は、定電流源とコンデンサとを有し、前記ボトム検出回路で前記最初のボトムが検出されるに応じて前記定電流源にて生成される電流で前記コンデンサの充電を開始し、前記ボトム検出回路で前記２番目のボトムが検出されるに応じて前記コンデンサの充電を停止してもよい。

このような構成によれば、前記測定されたリンギング周期を、前記コンデンサの電圧値として保持することができる。

また、前記ボトム監視時間計時回路は、前記間欠発振制御回路から前記スイッチング動作の実行が指示されるに応じて前記定電流源にて生成される電流で前記コンデンサの放電を開始し、前記コンデンサの電圧が、前記リンギング周期測定回路による充電開始時の電圧以下に低下したときに前記ボトム監視時間の計時を完了してもよい。

このような構成によれば、前記コンデンサに保持された電圧値を媒介として、前記測定された前記リンギング周期に対応する長さの時間を、前記ボトム監視時間として計時することができる。

また、前記ボトム監視時間計時回路は、前記間欠発振制御回路から前記スイッチング動作の実行が指示された後、前記スイッチング素子のゲート信号がオンレベルになるに応じて、前記コンデンサを前記リンギング周期測定回路による充電開始時の電圧である初期電圧に初期化してもよい。

このような構成によれば、前記スイッチング素子がターンオンされた場合は、前記ボトム監視時間の計時が中止されるので、前記リンギング電圧のボトムが検出されることで前記スイッチング素子がターンオンした後に、前記ボトム監視時間の計時が完了することでさらに前記スイッチング素子がターンオンされるという不具合を回避できる。

また、前記半導体装置は、さらに、前記リンギング電圧のボトムとは無関係に発振動作を行うことによって、前記スイッチング素子がターンオンまたはターンオフすべき時点を指示する発振回路を備え、前記発振回路は、前記間欠発振制御回路からスイッチング動作の停止が指示されるに応じて前記発振動作を停止し、前記間欠発振制御回路からスイッチング動作の実行が指示された後、前記スイッチング素子のゲート信号がオンレベルになるに応じて、前記発振動作を再開してもよい。

このような構成によれば、定常的なスイッチング動作を、前記発振回路で生成されるクロック信号を用いて、ＰＷＭ制御やＰＦＭ制御、それに二次デューティー制御などによって行うスイッチング電源において、間欠発振制御によるスイッチング動作の停止中は前記発振回路を止めてクロック信号の駆動ロスを低減し、かつ間欠復帰の際には前記スイッチング素子をリンギング電圧のボトムでオンさせることで電力ロスを低減することができる。

また、前記半導体装置は、前記スイッチング素子を含み、前記スイッチング素子を含む前記半導体装置は、１つの半導体基板上に形成されていてもよい。

このような構成によれば、スイッチング電源装置の制御回路が、より少ない部品点数で実現できる。

また、本発明は、このような半導体装置として実現できるだけでなく、このような半導体装置と、前記入力直流電圧を前記スイッチング素子にてスイッチングすることにより生成された入力交流電圧を出力交流電圧に変換する変換器と、前記出力交流電圧を前記出力直流電圧に変換する平滑回路とを備えるスイッチング電源装置として実現することもできる。

また、本発明はそのようなスイッチング電源装置を制御するための制御方法として実現することもできる。

本発明の半導体装置によれば、スイッチング素子を用いて入力直流電圧を供給および遮断するスイッチング動作を間欠的に行うことにより前記入力直流電圧を調整された出力直流電圧に変換するスイッチング電源を制御するにあたって、スイッチング動作を再開する間欠復帰の際に、前記スイッチング動作の実行が指示された時点を起点としてボトム監視時間を計時し、ボトム監視時間の計時中に検出された前記リンギング電圧のボトムで前記スイッチング素子をターンオンさせる。

これにより、従来の動作における不都合、すなわち、スイッチング動作の停止が指示された時点を起点として計時される待ち時間の経過後は、前記リンギング電圧のボトムが検出できるか否かに係わらず、スイッチング動作の実行が指示されるに応じて直ちに前記スイッチング素子をターンオンさせる場合に、前記リンギング電圧のボトムでない高い電圧で前記スイッチング素子がターンオンするという不都合を減らすことができる。その結果、間欠復帰時のスイッチング素子の入出力間の容量によるロスを低減することができる。

図１は、本発明の実施の形態１の半導体装置を備えたスイッチング電源装置の一構成例を示す機能ブロック図である。 図２は、実施の形態１の半導体装置におけるフィードバック制御回路の一構成例を示す回路図である。 図３は、実施の形態１の半導体装置を備えたスイッチング電源装置におけるフィードバック電流に対するスイッチング素子に流れる電流を示す模式図である。 図４は、実施の形態１の半導体装置における間欠発振制御回路の一構成例を示す回路図である。 図５は、実施の形態１の半導体装置におけるボトム検出回路の一構成例を示す回路図である。 図６は、実施の形態１の半導体装置におけるボトム監視時間計時回路の一構成例を示す回路図である。 図７（ａ）、（ｂ）は、実施の形態１の半導体装置を備えたスイッチング電源装置の一動作例を説明するためのタイミングチャートである。 図８は、本発明の実施の形態２の半導体装置を備えたスイッチング電源装置の一構成例を示す機能ブロック図である。 図９は、実施の形態２の半導体装置におけるリンギング周期測定回路を含むボトム監視時間計時回路の一構成例を示す回路図である。 図１０（ａ）、（ｂ）は、実施の形態２の半導体装置を備えたスイッチング電源装置の一動作例を説明するためのタイミングチャートである。 図１１は、本発明の実施の形態３の半導体装置を備えたスイッチング電源装置の一構成例を示す機能ブロック図である。 図１２は、実施の形態３の半導体装置におけるボトム監視時間計時回路の一構成例を示す回路図である。 図１３は、実施の形態３の半導体装置における発振回路の一構成例を示す回路図である。 図１４は、実施の形態３の半導体装置における発振回路の一構成例を含む一動作例を説明するためのタイミングチャートである。 図１５（ａ）、（ｂ）は、実施の形態３の半導体装置を備えたスイッチング電源装置の一動作例を説明するためのタイミングチャートである。 図１６は、従来の間欠発振制御回路を有する半導体装置を備えたスイッチング電源装置の一構成例を示す機能ブロック図である。 図１７は、従来の間欠発振制御回路を有する半導体装置を備えたスイッチング電源装置におけるスイッチング素子の間欠発振の様子を説明するためのタイミングチャートである。 図１８は、従来の間欠発振制御回路を有する半導体装置を備えたスイッチング電源装置の一構成例を示す機能ブロック図である。 図１９（ａ）、（ｂ）は、従来の間欠発振制御回路を有する半導体装置を備えたスイッチング電源装置における間欠復帰時の好ましい動作を説明するためのタイミングチャートである。 図２０（ａ）、（ｂ）は、従来の間欠発振制御回路を有する半導体装置を備えたスイッチング電源装置における間欠復帰時に問題になる動作を説明するためのタイミングチャートである。

以下、本発明の実施の形態を示す半導体装置およびスイッチング電源装置について、図面を参照しながら具体的に説明する。

（実施の形態１）
本発明の実施の形態１のスイッチング電源装置を説明する。

図１は、本実施の形態１の半導体装置１０１を備えたスイッチング電源装置１００の一構成例を示す回路図である。半導体装置１０１は、スイッチング電源装置１００の制御回路として機能する。以下、半導体装置１０１によって実現される制御回路を、半導体装置と同じ符号を用いて、制御回路１０１として参照する。

図１において、トランス１は一次巻線１ａ、二次巻線１ｂ、及び補助巻線１ｃを有し、一次巻線１ａと二次巻線１ｂの極性は逆になっている。二次巻線１ｂから得られた交流電圧は、整流ダイオード７ａとコンデンサ７ｂとで構成される出力電圧生成部７にて出力直流電圧に変換され、負荷８へ供給される。スイッチング電源装置１００はフライバック型となっている。

一次巻線１ａにはスイッチング素子２が接続されており、スイッチング素子２の制御電極であるゲートには、ゲートドライバ２４からＧａｔｅ信号が与えられることによりオンオフのスイッチング制御がなされる。

制御回路１０１には、スイッチング素子２が含まれている。スイッチング素子２は、パワーＭＯＳＦＥＴなどによるスイッチング素子であり、制御回路１０１の他の部分と共に同一の半導体基板上に集積化されてもよい。また、制御回路１０１として機能する半導体装置は外部入出力端子として、ＤＲＡＩＮ端子、ＧＮＤ端子、ＶＣＣ端子、ＦＢ端子、及びＴＲ端子の５つの端子を有している。

ＤＲＡＩＮ端子は、トランス１の一次巻線１ａとスイッチング素子２の接続点、つまりスイッチング素子２のドレインに接続される端子である。

ＧＮＤ端子は、スイッチング素子２のソース、及び制御回路１０１のＧＮＤをグランド（接地）レベルと接続する端子であり、入力直流電圧Ｖｉｎの低電位側に接続されている。

ＶＣＣ端子は、整流ダイオード４ａとコンデンサ４ｂとで構成される整流平滑回路４の出力と、制御回路１０１に内蔵されたレギュレータ９を接続する端子であり、スイッチング素子２のスイッチング動作により補助巻線１ｃに発生する交流電圧を整流平滑して生成された補助電源電圧を、制御回路１０１に供給するための端子である。

ＦＢ端子は、出力電圧検出回路６から出力されるフィードバック信号（例えば、フォトトランジスタによる電流など）を制御回路１０１のフィードバック制御回路１２に供給するための端子である。

ＴＲ端子は、スイッチング素子２がターンオフしてからトランス１の二次巻線１ｂに二次電流が流れなくなった後に発生するリンギング電圧を検出し、スイッチング素子２をターンオンさせるパルスを発生するボトム検出回路１７に、リンギング電圧の検出に用いられる入力電圧を供給するための端子であり、スイッチング素子２のスイッチング動作によりトランス１の補助巻線１ｃに誘起される電圧を、抵抗５ａと５ｂとによって構成される補助巻線電圧分圧回路５により分圧して得られた電圧が印加される。

この補助巻線電圧分圧回路５は、ＴＲ端子への入力電圧を抑制し、また、抵抗５ａにより補助巻線１ｃの電圧がマイナスに振れた際に電流制限をかけ、制御回路１０１のラッチアップを防止するために設けられる。

なお、ボトム検出回路１７から出力されるパルス信号であるＢｏｔｔｏｍ信号は、ターンオン制御回路２９を介して、ＴｕｒｎＯｎ信号としてＲＳフリップフロップ２２のセット入力Ｓに供給される。このＴｕｒｎＯｎ信号によりＲＳフリップフロップ２２の出力ＱはＨレベルとなり、ＮＡＮＤ回路２３の第１の入力にＨレベルが印加される。

レギュレータ９は、スイッチング素子２のＤＲＡＩＮ端子、ＶＣＣ端子、起動停止回路１１および制御回路１０１の内部回路電圧源１０との間に接続されており、トランス１を介して入力直流電圧Ｖ_ｉｎがＤＲＡＩＮ端子に印加されると、ＤＲＡＩＮ端子からＶＣＣ端子を介して補助電源電圧ＶＣＣを出力する整流平滑回路４のコンデンサ４ｂに電流を供給し、補助電源電圧ＶＣＣを上昇させる。

なお、ＶＣＣ端子電圧が起動電圧まで達すると、ＤＲＡＩＮ端子からＶＣＣ端子への電流供給はカットされ、内部回路への電流供給は補助電源電圧ＶＣＣを出力する整流平滑回路４のコンデンサ４ｂより行なわれる。また、ＶＣＣ端子電圧が停止電圧まで低下した場合は、起動前と同様に、ＤＲＡＩＮ端子からＶＣＣ端子へ電流供給がなされ、再びＶＣＣ端子電圧は上昇する。内部回路電圧源１０は、レギュレータ９により、一定電圧となるように制御されている。

起動停止回路１１は、ＶＣＣ端子に印加される電圧をモニターしており、ＶＣＣ端子の電圧の大きさによって、スイッチング素子２の発振および停止を制御している。ＶＣＣ端子の電圧が起動電圧に達すると、ＮＡＮＤ回路２３の第２の入力にＨレベルの信号を印加し、ＶＣＣ端子の電圧が停止電圧まで低下すると、ＮＡＮＤ回路２３の第２の入力にＬレベルの信号を印加する。

フィードバック制御回路１２は、出力電圧検出回路６から出力され制御回路１０１のＦＢ端子を介して印加されるフィードバック信号（例えば、ＦＢ端子から出力電圧検出回路６へ流出するＩ_ＦＢ）に応じて、出力直流電圧Ｖ_ｏｕｔを一定に安定させるようスイッチング素子２に流れる電流レベルを決定し、決定された制限レベルを表す電圧Ｖ_ＥＡＯを比較器１３のマイナス入力へ印加する。

なお、フィードバック制御回路１２からの出力電圧Ｖ_ＥＡＯは、負荷が軽く出力電圧Ｖ_ｏｕｔが上昇すると、スイッチング素子２に流れる電流を低下させ、また、負荷が重く出力電圧Ｖ_ｏｕｔが低下すると、スイッチング素子２に流れる電流を上昇させる制御に用いられる。

図２は、フィードバック制御回路１２の具体的な回路構成の一例を示す回路図である。

フィードバック制御回路１２は、定電流源１２１および１２２、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１２３および１２４、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１２５、１２９、１２６および１２７、定電圧源１２８および１３２、抵抗１３３、ＮＰＮバイポーラトランジスタ１３１から構成される。

Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１２７、抵抗１３３、ＮＰＮバイポーラトランジスタ１３１、定電圧源１３２は、Ｉ−Ｖコンバータ１３０を構成している。また、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１２３と１２４の対、およびＮ型ＭＯＳＦＥＴ１２６と１２７の対は、それぞれカレントミラー回路となっている。

なお、定電流源１２１および１２２はＦＢ端子がＧＮＤとショートした際に電流制限をかけるためのものである。ＦＢ端子から流出する電流Ｉ_ＦＢからＩ−Ｖコンバータ１３０により電圧変換される電圧Ｖ_ＥＡＯは、抵抗１３３に流れる電流によって決定され、式２に従い変化する。

ここで、
Ｖ_ＥＡＯ：Ｉ−Ｖコンバータの出力電圧
Ｖ_Ｒ０：定電圧源１３２の定電圧値
Ｖ_ｂｅ：ＮＰＮバイポーラトランジスタのＢＥ間電圧
Ｒ_０：抵抗１３３の抵抗値
Ｉ_０：抵抗１３３に流れる電流

式２から、抵抗１３３に流れる電流Ｉ_０が大きい程、変換電圧Ｖ_ＥＡＯが低下することがわかる。つまり、ＦＢ端子から流出する電流Ｉ_ＦＢが大きい程Ｖ_ＥＡＯが低下し、それに伴いスイッチング素子２に流れる電流が低下する。また、ＦＢ端子から流出する電流Ｉ_ＦＢが小さくなるとＶ_ＥＡＯは上昇し、それに伴いスイッチング素子２に流れる電流は上昇する。

出力電圧検出回路６からのフィードバック信号によって、つまり、ＦＢ端子から流出する電流Ｉ_ＦＢによって、スイッチング素子２に流れる電流は上記のように制御される。

図３は、抵抗１３３に流れる電流、つまりはＦＢ端子電流Ｉ_ＦＢとスイッチング素子２に流れるドレイン電流の制限レベルＩ_{ＬＩＭＩＴ}との関係を表したグラフである。図３及び図１を参照して、説明を続ける。

スイッチング素子２の電流検出回路であるドレイン電流検出回路１４は、例えば、スイッチング素子２に流れるドレイン電流とスイッチング素子２のオン抵抗との積で決まるオン電圧を検出することにより、スイッチング素子２に流れるドレイン電流を検出する。そして、ドレイン電流の大きさに比例した電圧信号を比較器１３のプラス入力に印加する。比較器１３は、ドレイン電流検出回路１４の出力信号がフィードバック制御回路１２の出力電圧Ｖ_ＥＡＯと等しくなった時に、ＡＮＤ回路１６の第１の入力へＨレベルの信号を出力する。

オン時ブランキングパルス発生回路１５は、ゲートドライバ２４から出力されるＧａｔｅ信号が、スイッチング素子２をオンさせるＨレベルになった後、一定のブランキング時間の間、ＡＮＤ回路１６の第２の入力へＬレベルのブランキング信号を出力することにより、スイッチング素子２自身の容量による容量性スパイク電流等の誤検出により、スイッチング素子２が誤ってターンオフされてしまわないようにしている。ブランキング解除後、オン時ブランキングパルス発生回路１５からＡＮＤ回路１６の第２の入力へＨレベルのブランキング信号が出力される。

スイッチング素子２がターンオンした時からオン時ブランキングパルス発生回路１５によって設定されたブランキング時間が経過した後、かつ、フィードバック制御回路１２により決定された制限レベルＩ_{ＬＩＭＩＴ}の電流がスイッチング素子２に流れたとき、ＡＮＤ回路１６の入力信号は共にＨレベルとなるため、ＡＮＤ回路１６からの出力信号はＨレベルとなる。

図４は、間欠発振制御回路１８の具体的な回路構成の一例を示す回路図である。

間欠発振制御回路１８は、定電流源１８１および１８２、抵抗１８３、比較器１８４、ならびに、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１８５から構成される。定電流源１８１および１８２はそれぞれＩ_１およびＩ_２の定電流を出力し、抵抗１８３は抵抗値Ｒ_１を持つ。

間欠発振制御回路１８は、フィードバック制御回路１２からの出力電圧Ｖ_ＥＡＯを比較器１８４の基準電圧Ｖ_Ｒ１と比較し、比較結果をＥｎａｂｌｅ信号として出力する。比較器の基準電圧Ｖ_Ｒ１は、次のようなヒステリシスを持っている。すなわち、Ｖ_ＥＡＯ＞Ｖ_Ｒ１の場合、Ｅｎａｂｌｅ信号はＨレベルとなっているため、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１８５はオフ状態であり、基準電圧Ｖ_Ｒ１は、

となる。Ｖ_ＥＡＯ＜Ｖ_Ｒ１の場合、Ｅｎａｂｌｅ信号はＬレベルとなっているため、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１８５はオン状態となる。したがって、基準電圧Ｖ_Ｒは、

となる。

間欠発振制御回路１８は、上述のヒステリシスにしたがって、Ｖ_ＥＡＯが高い場合、つまり、出力負荷が重い時にはスイッチング動作可能状態を指示するＨレベルのＥｎａｂｌｅ信号を出力し、Ｖ_ＥＡＯが低い場合、つまり、出力負荷が軽い場合にスイッチング動作を停止することを指示するＬレベルのＥｎａｂｌｅ信号を出力する。

再び図１を参照して説明を続ける。

間欠発振制御回路１８は、Ｅｎａｂｌｅ信号をＡＮＤ回路２１の第２の入力およびボトム監視時間計時回路３２に印加する。ボトム監視時間計時回路３２は、Ｅｎａｂｌｅ信号の立ち上がりを起点としてボトム監視時間ｔを計時し、ボトム監視時間ｔの計時が完了した場合にパルス信号であるＵｐ信号をＯＲ回路２０に印加する。ＯＲ回路２０は、Ｂｏｔｔｏｍ信号およびＵｐ信号のうちの少なくともいずれか一方がＨレベルのときに、ＡＮＤ回路２１の第１の入力へＨレベルの信号を印加する。

ボトム監視時間計時回路３２の具体的な回路構成例については、後述するスイッチング電源装置１００の動作説明の中で詳細に説明される。

図５は、ボトム検出回路１７の具体的な回路構成の一例を示す回路図である。

ボトム検出回路１７は、定電流源１７１および１７２、抵抗１７３、比較器１７４、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１７５、およびパルス発生器１７６から構成される。パルス発生器１７６は、３つのインバータ回路およびＮＯＲ回路から構成される周知の構成により、入力信号の立ち下がりエッジにおいてワンショットパルスを出力する。定電流源１７１および１７２はそれぞれＩ_３およびＩ_４の定電流を出力し、抵抗１７３は抵抗値Ｒ_２を持つ。

ボトム検出回路１７のＴＲ端子には、スイッチング素子２のスイッチング動作によりトランス１の補助巻線１ｃに誘起される電圧を、抵抗５ａと５ｂとによって構成される補助巻線電圧分圧回路５により分圧して得られた電圧Ｖ_ＴＲが印加される。この電圧Ｖ_ＴＲは比較器１７４の基準電圧Ｖ_Ｒ２と比較される。

比較器１７４の基準電圧Ｖ_Ｒ２は、次のようなヒステリシスを持っている。すなわち、ＴＲ端子の電圧をＶ_ＴＲとして、Ｖ_ＴＲ＞Ｖ_Ｒ２の場合、比較器１７４の出力信号はＨレベルとなっているため、パルス発生器１７６から出力されるＢｏｔｔｏｍ信号はＬレベルとなっている。また、このとき、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１７５はオフ状態であり、基準電圧Ｖ_Ｒ２は、

となる。Ｖ_ＴＲ＜Ｖ_Ｒ２の場合、比較器１７４からの出力信号はＨレベルからＬレベルへと切り替わる。パルス発生器１７６は、比較器１７４からの出力信号の立ち下がりエッジにおいてワンショットパルスであるＢｏｔｔｏｍ信号を出力する。つまり、Ｂｏｔｔｏｍ信号は、ＴＲ端子の電圧Ｖ_ＴＲが基準電圧Ｖ_Ｒ２よりも低くなったときに、ワンショットパルス信号として出力される。また、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１７５はオン状態となるため、基準電圧Ｖ_Ｒ２は、

と変化する。

スイッチング電源装置１００が起動を完了した状態になると、起動停止回路１１は、ＮＡＮＤ回路２３の第１の入力へＨレベルの信号を印加する。実際には、このとき起動パルスを出力するが、ここでは説明を省略する。なお、起動時は過負荷状態であるため、間欠発振制御回路１８よりＡＮＤ回路２１の第２の入力にはＨレベルの信号が印加されている。

以降の動作としては、ボトム検出回路１７によりＯＲ回路２０およびＡＮＤ回路２１を介し、ＲＳフリップフロップ２２のセット入力ＳにはＨレベルのＴｕｒｎＯｎ信号が印加されるため、ＲＳフリップフロップ２２の出力ＱはＨレベルとなり、ＮＡＮＤ回路２３の第１の入力にもＨレベルの信号が印加される。このとき、ＮＡＮＤ回路２３の出力信号はＬレベルとなるため、ゲートドライバ２４の出力信号はＨレベルとなり、スイッチング素子２はターンオンする。

スイッチング素子２のターンオン後、オン時ブランキング時間後にフィードバック制御回路１２により、出力電圧検出回路６からのフィードバック信号に応じた電流がスイッチング素子２に流れると、ＡＮＤ回路１６からのＨレベルの信号は、ＲＳフリップフロップ２２のリセット入力Ｒへ印加される。

したがって、ＲＳフリップフロップ２２の出力ＱはＬレベルへと切り替り、ＮＡＮＤ回路２３の第１の入力がＬレベルとなるため、ゲートドライバ２４の出力信号はＬレベルとなり、スイッチング素子２はターンオフする。

以上のような信号処理により、スイッチング素子２のスイッチング動作が行なわれる。

なお、トランス１の二次巻線１ｂには、整流ダイオード７ａとコンデンサ７ｂで構成される出力電圧生成部７が接続されており、スイッチング素子２のスイッチング動作により二次巻線１ｂに誘起した交流電圧をこの出力電圧生成部７により整流平滑することによって出力直流電圧Ｖ_ｏｕｔが生成され、出力直流電圧Ｖ_ｏｕｔが負荷８に供給される。

また、出力電圧検出回路６は、例えばＬＥＤおよびツェナーダイオード等で構成され、出力直流電圧Ｖ_ｏｕｔの電圧レベルを検出し、出力直流電圧Ｖ_ｏｕｔが所定の電圧に安定するように制御回路１０１がスイッチング素子２のスイッチング動作を制御するために必要なフィードバック信号を出力する。

なお、スイッチング電源装置１００では、商用の交流電源が、ダイオードブリッジなどの整流器により整流されて、入力コンデンサにて平滑化されることにより、直流電圧Ｖ_ｉｎとされて、電力変換用のトランス１の一次巻線１ａに与えられているものとする。

以上のように構成された図１に示す制御回路１０１およびスイッチング電源装置１００の動作を説明する。

商用電源からの交流電源は、ダイオードブリッジなどの整流器と入力コンデンサとにより、整流および平滑化されて、直流電圧Ｖ_ｉｎに変換される。この直流入力電圧Ｖ_ｉｎは、トランス１の一次巻線１ａを介して、ＤＲＡＩＮ端子に印加され、その結果、ＤＲＡＩＮ端子から制御回路１０１内のレギュレータ９を介して、ＶＣＣ端子に接続されているコンデンサ４ｂに起動用充電電流が流れる。この充電電流により制御回路１０１のＶＣＣ端子電圧が起動停止回路１１で設定された起動電圧に達すると、スイッチング素子２によるスイッチング動作の制御が開始される。

起動中、図１には明記していないが、起動停止回路１１からの出力信号を基に起動パルスが発生し、スイッチング素子２がターンオンする。またこのとき、二次側の出力電圧Ｖ_ｏｕｔは、起動時低いため、出力電圧検出回路６からのフィードバック信号はフィードバック制御回路１２には印加されない。したがって、フィードバック制御回路１２内のＩ−Ｖコンバータ１３０の出力電圧Ｖ_ＥＡＯは高く、比較器１３のマイナス入力の電圧は高く設定される。

一旦、スイッチング素子２がターンオンすると、スイッチング素子２に電流が流れ、スイッチング素子２に流れる電流の大きさに応じた電圧が比較器１３のプラス入力に印加される。オン時ブランキングパルス発生回路１５によるブランキング時間後、ドレイン電流検出回路１４からの出力信号が比較器１３のマイナス入力に印加される電圧以上に上昇すると、ＡＮＤ回路１６の２つの入力には共にＨレベルの信号が印加されるため、ＡＮＤ回路１６はＲＳフリップフロップ２２のリセット入力ＲにＨレベルの信号を出力し、スイッチング素子２はターンオフする。

スイッチング素子２のターンオフ後、スイッチング素子２のオン時にトランス１の一次巻線１ａで蓄えられたエネルギーが二次巻線１ｂに伝達される。その後、二次巻線１ｂに二次電流が流れなくなると、トランス１の一次巻線１ａによるインダクタンスＬとスイッチング素子２のＤＲＡＩＮ端子とソース端子間に接続される共振用のコンデンサ３１の容量値で決定される共振動作であるリンギングが開始される。

このとき、ボトム検出回路１７は、トランス１の補助巻線１ｃの電圧が正から負に切り替るタイミングに基づいて、スイッチング素子２のドレイン電圧の低下、つまりリンギング電圧のボトムを検出する。これにより、ＲＳフリップフロップ２２のセット入力ＳにＴｕｒｎＯｎ信号が印加され、スイッチング素子２は再びターンオンする。

なお、ＴＲ端子には図示しない移相コンデンサ等を接続することにより、ボトム検出回路１７によるＢｏｔｔｏｍ信号の出力タイミングを調整し、スイッチング素子２のＤＲＡＩＮの電圧が略零ボルトになったときにスイッチング素子２がターンオンされるようにするのが好ましい。

以上のようなスイッチング動作が行われることにより、出力電圧Ｖ_ｏｕｔが上昇していく。出力電圧Ｖ_ｏｕｔが出力電圧検出回路６で設定された電圧以上になると、出力電圧検出回路６は、フィードバック信号として制御回路１０１のＦＢ端子から電流Ｉ_ＦＢを流出するよう制御する。電流Ｉ_ＦＢの大きさに応じて、フィードバック制御回路１２内のＩ−Ｖコンバータによる変換出力電圧Ｖ_ＥＡＯが低下するため、比較器１３のマイナス入力の電圧が低下し、そのため、スイッチング素子２に流れる電流は減少する。

このようにして、スイッチング素子２のオンデューティは適切な状態に変化していく。つまり、スイッチング素子２のターンオンは、ボトム検出回路１７からのＢｏｔｔｏｍ信号により行なわれ、ターンオフはスイッチング素子２に流れる電流が、ＦＢ端子から流出する電流量により決定される電流レベルに達することにより行なわれる。

すなわち、負荷８への電流供給が小さい軽負荷時には、スイッチング素子２に電流が流れる期間が短くなり、重負荷時には、スイッチング素子２に電流が流れる期間が長くなる。

このように、制御回路１０１は、スイッチング電源装置の負荷８に供給される電力に応じて、スイッチング素子２に流れる電流を制御し、オンデューティを変化させるといった制御を行う。

負荷８への電流供給が小さい軽負荷状態では、フィードバック制御回路１２内のＩ−Ｖコンバータ１３０の出力電圧Ｖ_ＥＡＯが間欠発振制御回路１８内の比較器１８４の基準電圧Ｖ_Ｒ１よりも低下する。このとき、Ｅｎａｂｌｅ信号はスイッチング動作の実行を指示するＨレベルから、スイッチング動作の停止を指示するＬレベルへと切り替わる。

ここで、ボトム監視時間計時回路３２の詳細な構成について説明する。

図６は、ボトム監視時間計時回路３２の一構成例を示す回路図である。

ボトム監視時間計時回路３２は、インバータ回路３２１、パルス発生器３２２、ＲＳフリップフロップ３２３、定電流源３２４、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ３２５、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ３２６、コンデンサ３２７、およびバッファ回路３２８から構成される。定電流源３２４はＩ_５の定電流を出力し、コンデンサ３２７は容量値Ｃ_１を持つ。

スイッチング動作の実行中は、ＲＳフリップフロップ３２３のリセット入力には周期的にＧａｔｅ信号が印加され、ＲＳフリップフロップ３２３の¬Ｑ出力はＨレベルに保たれる。このとき、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ３２６がオン状態となることでコンデンサ３２７は放電され、バッファ回路３２８からＬレベルのＵｐ信号が出力される。

ボトム監視時間計時回路３２に印加されるＥｎａｂｌｅ信号がＬレベルへと変化したとき、つまり、間欠停止信号が到来したとき、インバータ回路３２１の出力はＨレベルとなる。このとき、ＲＳフリップフロップ３２３のセット入力はＬレベルのままであるため、コンデンサ３２７の充電は開始されず、Ｕｐ信号はＬレベルから変化しない。

ボトム監視時間計時回路３２に印加されるＥｎａｂｌｅ信号がＨレベルへと変化したとき、つまり、間欠復帰信号が到来したとき、インバータ回路３２１の出力はＬレベルとなる。パルス発生器３２２は、インバータ回路３２１の出力信号の立ち下がりエッジにおいて、ＲＳフリップフロップ３２３のセット入力へワンショットパルスを印加し、ＲＳフリップフロップ３２３の¬Ｑ出力はＬレベルになる。

これにより、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ３２５がオンし、定電流源３２４によって、コンデンサ３２７へ電荷が蓄えられるため、コンデンサ３２７の高電位側の電圧は、定電流源３２４の電流値とコンデンサ３２７の容量値とで決まる時定数に応じた速さで上昇する。そして、コンデンサ３２７の高電位側の電圧が、バッファ回路３２８の閾値レベルまで上昇すると、ボトム監視時間計時回路３２から出力されるＵｐ信号はＨレベルへと変化する。

ここで、間欠復帰信号の到来からＵｐ信号がＨレベルに変化するまでの時間がボトム監視時間に対応する。つまり、ボトム監視時間計時回路３２は、定電流源３２４の電流値とコンデンサ３２７の容量値とで決まる時定数によってボトム監視時間を計時する。

なお、ＲＳフリップフロップ３２３のリセット入力Ｒには、スイッチング素子２のＧａｔｅ信号が印加されている。そのため、ボトム監視時間の計時中にスイッチング動作が再開された場合には、Ｇａｔｅ信号によってＲＳフリップフロップ３２３がリセットされ、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ３２６がオンすることでコンデンサ３２７の電荷は瞬時に放電され、ボトム監視時間の計時は中止される。この場合、ボトム監視時間計時回路３２から出力されるＵｐ信号はＬレベルに維持されたまま変化しない。

Ｅｎａｂｌｅ信号がＨレベルに変化してからＵｐ信号がＨレベルに変化するまでの時間であるボトム監視時間ｔは、式７で表される。

ここで、
Ｃ_１：コンデンサ３２７の容量値
Ｖ_ｔｈ：バッファ回路３２８の閾値
Ｉ_５：定電流源３２４に流れる電流値

以上のように構成されたボトム監視時間計時回路３２の動作を、図７（ａ）、（ｂ）のタイミングチャートを用いて説明する。

図７（ａ）のタイミングチャートでは、Ｅｎａｂｌｅ信号の立ち上がりからボトム監視時間ｔ内にＢｏｔｔｏｍ信号が到来した場合、図７（ｂ）のタイミングチャートでは、Ｅｎａｂｌｅ信号の立ち上がりからボトム監視時間ｔ内にＢｏｔｔｏｍ信号が到来しなかった場合について、それぞれ、スイッチング素子２のドレイン電圧ＤＲＡＩＮ、Ｅｎａｂｌｅ信号、Ｕｐ信号、Ｂｏｔｔｏｍ信号、およびＴｕｒｎＯｎ信号の波形が示されている。

間欠発振の停止状態から負荷状態が重くなり、Ｅｎａｂｌｅ信号がＬレベルからＨレベルへと変化したとき、ボトム監視時間計時回路３２では、式７で表されるボトム監視時間ｔの計時が開始される。

ここで、図７（ａ）に示される場合、つまり、式７で表されるボトム監視時間ｔの計時が完了するよりも先にボトム検出回路１７からＢｏｔｔｏｍ信号が出力された場合、図１のＯＲ回路２０には、ボトム検出回路１７からのＢｏｔｔｏｍ信号が印加されるため、ＡＮＤ回路２１を介して、ＲＳフリップフロップ２２のセット入力ＳにＴｕｒｎＯｎ信号が印加され、スイッチング素子２はターンオンする。

つまり、間欠復帰する際、間欠復帰信号の到来からボトム監視時間ｔ内にＢｏｔｔｏｍ信号が到来した場合、スイッチング素子２はリンギング電圧のボトムでターンオンすることになる。この場合、ボトム監視時間計時回路３２から出力されるＵｐ信号はＬレベルに維持されたままで、Ｈレベルに変化することはない。

また、図７（ｂ）に示される場合、つまり、式７で表されるボトム監視時間ｔが経過するまでにボトム検出回路１７からＢｏｔｔｏｍ信号が出力されなかった場合、ボトム監視時間計時回路３２は、ボトム監視時間ｔが経過したときにＵｐ信号をＨレベルへと変化させる。図１のＯＲ回路２０には、ボトム監視時間計時回路３２から出力されたＵｐ信号が印加されるため、ＡＮＤ回路２１を介して、ＲＳフリップフロップ２２のセット入力ＳにＴｕｒｎＯｎ信号が印加され、スイッチング素子２はターンオンする。このとき、Ｇａｔｅ信号によってＲＳフリップフロップ３２３がリセットされ、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ３２６がオンすることでコンデンサ３２７の電荷は瞬時に放電され、Ｕｐ信号はＬレベルに変化する。

つまり、間欠復帰する際、間欠復帰信号の到来からボトム監視時間ｔ内にＢｏｔｔｏｍ信号が到来しない場合は、ボトム監視時間計時回路３２はボトム監視時間ｔが経過したときにＵｐ信号をＨレベルへと変化させるので、スイッチング素子２は強制的にターンオンされることになる。

以上から、本実施の形態１では、Ｅｎａｂｌｅ信号がＬレベルからＨレベルへと変化したときを起点として、ボトム監視時間計時回路３２で計時されるボトム監視時間ｔ内にボトム検出回路１７にてスイッチング素子２のリンギング電圧のボトムが検出された場合は、そのタイミングでターンオンし、ボトム監視時間計時回路３２で計時されるボトム監視時間ｔ内にボトム検出回路１７にてスイッチング素子２のリンギング電圧のボトムが検出されなかった場合には、ボトム監視時間計時回路３２がボトム監視時間ｔの計時を完了したときにスイッチング素子２は強制的にターンオンすることになる。

なお、ボトム監視時間計時回路３２は、スイッチング素子２のリンギングの１周期以上の長さのボトム監視時間ｔを計時することが好ましい。ボトム監視時間ｔをスイッチング素子２のリンギングの１周期以上の長さとすることで、間欠復帰する際、間欠発振制御回路１８のＥｎａｂｌｅ信号がＬレベルからＨレベルへと変化した後、スイッチング素子２のリンギングの１周期分の間に、ボトム検出回路１７によりリンギング電圧のボトムが検出されれば、スイッチング素子２は必ずボトム検出回路１７から印加されるＢｏｔｔｏｍ信号でターンオンすることになる。言い換えると、早すぎる強制ターンオンを行うことがなく、間欠復帰信号が到来したときに、スイッチング素子２のリンギングが続いている限りは、スイッチング素子２は必ずリンギング電圧のボトムでターンオンすることになる。

このように制御することにより、スイッチング素子２の入出力間の容量によるロスを最も低減することが可能である。

なお、制御回路１０１に端子を追加することで、ボトム監視時間ｔの計時に用いられるコンデンサを外付けできるようにし、ボトム監視時間ｔの調整範囲を広げてもかまわない。

また、リンギングの１周期分の間にボトム検出回路１７によってスイッチング素子２のリンギング電圧のボトムが検出されなかった場合は、すでにスイッチング素子２のリンギングが消滅していることを意味する。この場合は、ボトム監視時間計時回路３２でボトム監視時間ｔの計時後にＵｐ信号を出力し、スイッチング素子２をターンオンさせ、スイッチング動作を再開させる。なお、スイッチング素子２のリンギングが消滅している場合は、スイッチング素子２の電圧は入力電圧Ｖ_ｉｎと等しいため、スイッチング素子２は電圧Ｖ_ｉｎにおいてターンオンすることになる。しかしながら、このようにスイッチング素子２の電圧のリンギングが消滅している状態は、間欠停止期間が非常に長い（つまり、間欠復帰の頻度が非常に少ない）場合に起こる状態であるため、スイッチング素子２のスイッチングによる容量ロスはロスの割合として無視できるほど小さい。

（実施の形態２）
次に、本発明の実施の形態２のスイッチング電源装置を説明する。

図８は本実施の形態２の半導体装置２０１を備えたスイッチング電源装置２００の一構成例を示す回路図である。半導体装置２０１は、スイッチング電源装置２００の制御回路として機能する。以下、半導体装置２０１によって実現される制御回路を、半導体装置と同じ符号を用いて、制御回路２０１として参照する。

実施の形態２の制御回路２０１では、実施の形態１の制御回路１０１と比較して、ボトム監視時間計時回路３３の内部にリンギング周期測定回路３４が追加されている。

実施の形態１では、ボトム監視時間計時回路３２において、式７で表されるボトム監視時間ｔを計時したのに対し、実施の形態２では、リンギング周期測定回路３４でスイッチング動作の停止状態においてスイッチング素子２のリンギングの１周期の時間を測定し、測定された時間に対応する時間を、ボトム監視時間計時回路３３においてボトム監視時間として計時する。

間欠復帰時にスイッチング素子２の入出力間の容量によるロスを低減するための基本的な考え方は、スイッチング電源装置２００においても、上述したスイッチング電源装置１００と同様であるため、以下では主な相違点のみを説明する。実施の形態１で説明した構成要素については、実施の形態１で用いた符号と同一の符号を付して、適宜説明を省略する。

図９は、リンギング周期測定回路３４を含むボトム監視時間計時回路３３の具体的な回路構成の一例を示す回路図である。

図９に示すボトム監視時間計時回路３３の動作について説明する。

スイッチング動作の実行中は、間欠発振制御回路１８から印加されるＥｎａｂｌｅ信号はＨレベルに保たれているため、パルス発生器３３２を介してＲＳフリップフロップ３３３のリセット入力ＲにはＬレベルの信号が印加されている。また、スイッチング素子２をオン状態にするＨレベルのＧａｔｅ信号が周期的にＲＳフリップフロップ３３３のセット入力Ｓに印加されるため、ＲＳフリップフロップ３３３の出力ＱはＨレベルに保たれている。

したがって、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ３３４はオン状態であり、コンデンサ３３７の高電位側の電圧Ｖｃは、定電圧源３３５の電圧である初期電圧Ｖｉｎｉｔに初期化されている。この状態で、比較器３３６は、プラス入力とマイナス入力とに同じ電圧が印加されることで、Ｌレベルの信号を出力するものとする。ボトム監視時間計時回路３３は、比較器３３６から出力される信号をＵｐ信号として出力する。

ボトム監視時間計時回路３３に印加されるＥｎａｂｌｅ信号がＨレベルからＬレベルへと変化すると、パルス発生器３３２はＲＳフリップフロップ３３３のリセット入力ＲにＨレベルのパルス信号を印加する。これにより、ＲＳフリップフロップ３３３の出力ＱはＬレベルとなってＮ型ＭＯＳＦＥＴ３３４はオフ状態になる。また、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ３４６は、インバータ回路３３１を介してＨレベルのゲート信号を印加されてオフ状態になる。

パルス発生器３３２からのパルス信号はＲＳフリップフロップ３４１のセット入力Ｓにも印加され、ＲＳフリップフロップ３４１の出力¬ＱはＬレベルとなる。これにより、Ｄフリップフロップ３４３のリセット入力ＲはＬレベルとなり、Ｄフリップフロップ３４３はリセット状態を解除され動作可能となる。

この時点で、Ｄフリップフロップ３４３の出力ＱはＬレベルであるため、インバータ回路３３８を介してＰ型ＭＯＳＦＥＴ３４７にＨレベルのゲート信号が印加されると共に、パルス発生器３４５を介してＲＳフリップフロップ３４１のリセット入力ＲにはＬレベルの信号が印加される。

間欠停止した後に、ボトム検出回路１７によりスイッチング素子２のリンギング電圧の最初のボトムが検出されるに応じて、Ｄフリップフロップ３４３のクロック入力ＣＫにはＢｏｔｔｏｍ信号が印加される。また、Ｄフリップフロップ３４３のクロック入力¬ＣＫには、インバータ３４２を介して¬Ｂｏｔｔｏｍ信号が印加される。このとき、Ｄフリップフロップ３４３の出力ＱはＬレベルからＨレベルへと切り替わり、インバータ回路３３８を介してＰ型ＭＯＳＦＥＴ３４７のゲート信号はＬレベルへと変化し、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ３４７はオン状態となる。したがって、定電流源３４４よりＰ型ＭＯＳＦＥＴ３４７を通って、コンデンサ３３７には一定の速さで電荷が蓄えられていく。

次に、スイッチング素子２のリンギング電圧の２番目のボトムが検出されると、Ｄフリップフロップ３４３のクロック入力ＣＫ、¬ＣＫには再びＢｏｔｔｏｍ信号、¬Ｂｏｔｔｏｍ信号が印加されるため、Ｄフリップフロップ３４３の出力ＱはＨレベルからＬレベルへと切り替わる。したがって、インバータ回路３３８を介してＰ型ＭＯＳＦＥＴのゲート信号はＨレベルへと変化し、オフ状態となるため、定電流源３４４によるコンデンサ３３７への充電はカットされる。つまり、コンデンサ３３７の高電位側の電圧は、間欠発振制御回路１８から出力されるＥｎａｂｌｅ信号がＬに変化した後、ボトム検出回路１７によりスイッチング素子２のリンギング電圧の２番目のボトムが検出された時の電圧で保持される。

また同時に、パルス発生器３４５からＲＳフリップフロップ３４１のリセット入力Ｒへパルス信号が出力されるため、ＲＳフリップフロップ３４１の出力¬ＱはＨレベルへと変化し、Ｄフリップフロップ３４３のセット入力ＳにはＨレベルの信号が印加され、Ｄフリップフロップ３４３はリセット状態に固定され動作しなくなる。

上記のように、スイッチング素子２のリンギングの１周期の間、定電流源３４４からコンデンサ３３７へ充電し、コンデンサ３３７はリンギングの１周期の時間に応じた電圧を保持することになる。

その後、ボトム監視時間計時回路３３に印加されるＥｎａｂｌｅ信号がＬレベルからＨレベルへと変化すると、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ３４６は、インバータ回路３３１を介してＬレベルのゲート信号を印加されてオン状態となるため、定電流源３４４の電流は、ミラー回路を構成しているＮ型ＭＯＳＦＥＴ３４８および３４９によって、コンデンサ３３７に蓄えられた電荷を一定の速度で引き抜くことになる。ここで、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ３４８と３４９のミラー比は１：１が望ましい。

Ｅｎａｂｌｅ信号がＨレベルへと変化してから、コンデンサ３３７の電圧Ｖｃは徐々に低下していく。そして、コンデンサ３３７の電圧Ｖｃが、充電が開始されたときの初期電圧である定電圧源３３５の電圧を下回ったとき、比較器３３６の出力はＨレベルに変化する。このようにして、ボトム監視時間計時回路３３は、スイッチング素子２のリンギングの１周期の時間に対応する時間を、ボトム監視時間として計時する。

ボトム監視時間計時回路３３の全体的な動作について、図１０（ａ）、（ｂ）に示すタイミングチャートを用いてさらに説明を続ける。

図１０（ａ）、（ｂ）には、実施の形態１を説明するタイミングチャートの図７（ａ）、（ｂ）に対して、リンギング周期測定回路３４内のコンデンサ３３７の高電位側の電圧Ｖｃが追加されている。図１０（ａ）のタイミングチャートは、Ｅｎａｂｌｅ信号の立ち上がりからスイッチング素子２のリンギングの１周期の時間内にＢｏｔｔｏｍ信号が到来した場合、図１０（ｂ）のタイミングチャートは、Ｅｎａｂｌｅ信号の立ち上がりからスイッチング素子２のリンギングの１周期の時間内にＢｏｔｔｏｍ信号が到来しなかった場合を示している。

間欠発振の停止状態から負荷状態が重くなり、間欠発振制御回路１８から出力されるＥｎａｂｌｅ信号がＬレベルからＨレベルへと変化したとき、リンギング周期測定回路３４では、間欠停止中にリンギング周期測定回路３４内のコンデンサ３３７に充電された電荷が一定の割合で引き抜かれコンデンサ３３７の電圧Ｖｃは徐々に低下していく。

ここで、図１０（ａ）に示されるように、コンデンサ３３７の電圧Ｖｃが初期電圧Ｖｉｎｉｔ（つまり、定電圧源３３５の電圧）以下に低下する前にボトム検出回路１７からＢｏｔｔｏｍ信号が印加された場合、図８のＯＲ回路２０には、ボトム検出回路１７からＢｏｔｔｏｍ信号が印加されるため、ＡＮＤ回路２１を介して、ＲＳフリップフロップ２２のセット入力ＳにＴｕｒｎＯｎ信号が印加され、スイッチング素子２はターンオンする。

つまり、間欠復帰する際、リンギング周期測定回路３４で計測されたスイッチング素子２のリンギングの１周期時間ｔ内に、ボトム検出回路１７によりスイッチング素子２のリンギング電圧のボトムが検出された場合、間欠復帰時のスイッチング素子２はリンギング電圧のボトムでターンオンすることになる。これはボトム監視時間の計時が中止される動作であり、この動作においてボトム監視時間計時回路３３から出力されるＵｐ信号は、Ｌレベルに維持されたままで、Ｈレベルに変化することはない。

また、図１０（ｂ）に示されるように、コンデンサ３３７の電圧Ｖｃが初期電圧Ｖｉｎｉｔを下回るまで、ボトム検出回路１７からＢｏｔｔｏｍ信号が印加されない場合、比較器３３６の出力信号であるＵｐ信号はＨレベルとなる。

このとき、図８のＯＲ回路２０には、ボトム監視時間計時回路３３からＵｐ信号が印加されるため、ＡＮＤ回路２１を介して、ＲＳフリップフロップ２２のセット入力ＳにＴｕｒｎＯｎ信号が印加され、スイッチング素子２はターンオンする。つまり、間欠復帰する際、リンギング周期測定回路３４により計測されたスイッチング素子２のリンギングの１周期時間ｔ内にボトム検出回路１７からの信号が出力されない場合は、スイッチング素子２のリンギングの１周期時間ｔ後にスイッチング素子２は強制的にターンオンすることになる。

スイッチング素子２がターンオンするとき、図９で示されるボトム監視時間計時回路３３のＲＳフリップフロップ３３３のセット入力Ｓには、ＨレベルのＧａｔｅ信号が印加され、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ３３４は、ＲＳフリップフロップ３３３の出力ＱからＨレベルのゲート信号が印加されてオン状態となり、コンデンサ３３７の高電位側の電圧Ｖｃは、定電圧源３３５の電圧である初期電圧Ｖｉｎｉｔに初期化されることになる。

以上から、実施の形態２では、スイッチング動作が停止しているときに、リンギング周期測定回路３４により、スイッチング素子２のリンギングの１周期を計測することにより、実施の形態１よりも適応範囲が広がることになる。つまり、実施の形態１では、ボトム監視時間ｔを固定的に設けているため、あらゆる電源仕様に対して最適な時間設定が困難であるのに対し、実施の形態２では、電源仕様や周囲温度など、装置の運用環境が変わったとしても、スイッチング素子２のリンギングの１周期分をモニターし、ボトム監視時間ｔをスイッチング素子２のリンギングの１周期時間に追従させることができるため、あらゆる運用環境に適応が可能である。

さらに、本実施の形態２では、実施の形態１と比べて、リンギング周期への追従性があることから、出力負荷の急変時の高い応答性や、小さい出力リップルといった優れた電源特性を得ることができる。

（実施の形態３）
本発明の実施の形態３のスイッチング電源装置を説明する。

図１１は実施の形態３の半導体装置を備えたスイッチング電源装置３００の一構成例を示す回路図である。半導体装置３０１は、スイッチング電源装置３００の制御回路として機能する。以下、半導体装置３０１によって実現される制御回路を、半導体装置と同じ符号を用いて、制御回路３０１として参照する。

実施の形態３の制御回路３０１は、実施の形態１の制御回路１０１と比較して、発振回路２６が追加され、ボトム監視時間計時回路３５が変更されている。

なお、実施の形態１および２のスイッチング電源装置１００およびスイッチング電源装置２００は、スイッチング素子２がリンギングのボトムでターンオンする擬似共振制御に適応するのに対し、実施の形態３のスイッチング電源装置３００は、ＰＷＭ制御に適応することを想定している。

間欠復帰時にスイッチング素子２の入出力間の容量によるロスを低減するための基本的な考え方は、スイッチング電源装置３００においても、上述のスイッチング電源装置１００およびスイッチング電源装置２００と同様であるため、以下では主な相違点のみを説明する。実施の形態１または実施の形態２で説明した構成要素については、実施の形態１または実施の形態２で用いた符号と同一の符号を付して、適宜説明を省略する。

図１２は、図１１におけるボトム監視時間計時回路３５の具体的な回路構成の一例を示す回路図である。ボトム監視時間計時回路３５は、図６で示されるボトム監視時間計時回路３２と比べて、ＡＮＤ回路３５１およびＯＲ回路３５２が追加され、ボトム監視時間の計時中に到来したＢｏｔｔｏｍ信号を、Ｕｐ信号として出力する構成となっている。

図１３は、発振回路２６の具体的な回路構成の一例を示す回路図である。

図１３に示す発振回路２６の動作について説明する。

間欠発振制御回路１８から印加されるＥｎａｂｌｅ信号がＨレベル、つまり、スイッチング動作の実行中は、インバータ回路２６１を介してＲＳフリップフロップ２６２のセット入力ＳにはＬレベルの信号が印加されている。一方、ＲＳフリップフロップ２６２のリセット入力ＲにはＧａｔｅ信号が印加されるため、ＲＳフリップフロップ２６２の出力ＱはＬレベルに保たれている。このとき、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ２６３は、Ｌレベルのゲート信号が印加されるため、オフ状態となっている。

比較器２７４の出力信号がＬレベルである状態を仮定すると、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ２６９、２７５はいずれも、Ｌレベルのゲート信号を印加されてオン状態となる。なお、パルス発生器２７６から出力されるＣｌｏｃｋ信号はＬレベルとなっている。

また、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ２６８は、インバータ回路２７２を介してＨレベルのゲート信号を印加され、オフ状態となる。このとき、定電流源２６５による定電流Ｉ_７はＰ型ＭＯＳＦＥＴ２６９を通って、コンデンサ２６４に充電されて、コンデンサ２６４の高電位側の電圧Ｖｂは上昇する。また、定電流源２６６および２６７の定電流値をＩ_８およびＩ_９、そして、抵抗２７３の抵抗値をＲとすると、比較器２７４の基準電圧Ｖａは、Ｒ×Ｉ_８からＲ×（Ｉ_８＋Ｉ_９）へ変更される。コンデンサ２６４の高電位側の電圧Ｖｂが比較器２７３の基準電圧Ｖａまで上昇すると、比較器２７４の出力はＬレベルからＨレベルへと変化し、それに伴い、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ２７５、２６９は、Ｈレベルのゲート信号を印加されてオフ状態となる。

一方、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ２６８は、インバータ回路２７２を介してＬレベルのゲート信号を印加されてオン状態となる。このとき、定電流源２６５からの定電流Ｉ_７はＰ型ＭＯＳＦＥＴ２６８を通ってＮ型ＭＯＳＦＥＴ２７０に流れ、ミラー回路を構成しているＮ型ＭＯＳＦＥＴ２７１に定電流が流れることになる。つまり、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ２７１によってコンデンサ２６４より一定の速さで電荷が引き抜かれ、コンデンサ２６４の高電位側の電圧Ｖｂは低下する。また同時に、比較器２７４の基準電圧Ｖａは、Ｒ×（Ｉ_８＋Ｉ_９）からＲ×Ｉ_８に変更される。コンデンサ２６４の高電位側の電圧Ｖｂが比較器２７４の基準電圧Ｖａ以下に低下すると、比較器２７４の出力はＨレベルからＬレベルへと変化し、パルス発生器２７６を介してパルス信号であるＣｌｏｃｋ信号が出力される。

以上のように、コンデンサ２６４の高電位側の電圧Ｖｂは三角波となり、比較器２７４の出力信号がＨレベルからＬレベルへと切り替わるタイミングで、パルス発生器２７６によりＣｌｏｃｋ信号が出力される。スイッチング動作の実行中は、このようにして、一定の周期で、発振回路２６よりＣｌｏｃｋ信号が出力される。

次に、間欠発振制御回路１８から印加されるＥｎａｂｌｅ信号がＬレベル、つまり、スイッチング動作の停止状態となった時、インバータ回路２６１を介してＲＳフリップフロップ２６２のセット入力Ｓには、Ｈレベルの信号が印加される。したがって、ＲＳフリップフロップ２６２の出力ＱはＨレベルとなり、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ２６３はオン状態となり、コンデンサ２６４の高電位側の電圧ＶｂはＧＮＤレベルに固定される。

このように構成されたスイッチング電源装置３００において、間欠発振制御回路１８から出力されるＥｎａｂｌｅ信号がＬレベルからＨレベルへと変化した場合の動作について、図１４のタイミングチャートを用いて説明する。

図１４には、電圧Ｖｂ、Ｃｌｏｃｋ信号、Ｅｎａｂｌｅ信号、Ｇａｔｅ信号、図１１のＲＳフリップフロップ２２のリセット入力Ｒに印加されるＲｅｓｅｔ信号、Ｕｐ信号、およびＴｕｒｎＯｎ信号の波形の一例が示されている。

Ｅｎａｂｌｅ信号がＨレベルである時、Ｃｌｏｃｋ信号がＴｕｒｎＯｎ信号としてＲＳフリップフロップ２２のセット入力Ｓに印加され、Ｇａｔｅ信号が出力される。Ｅｎａｂｌｅ信号がＬレベルへと変化した場合、発振回路２６内のコンデンサ２６４の電圧ＶｂはＧＮＤレベルとなる。

スイッチング動作の停止状態において、出力の負荷状態が重くなり、間欠発振制御回路１８から出力されるＥｎａｂｌｅ信号がＬレベルからＨレベルへと変化すると、ボトム監視時間計時回路３５では、Ｅｎａｂｌｅ信号の立ち上がりを起点としてボトム監視時間ｔを計時し、ボトム監視時間ｔの計時が完了したときに、ＯＲ回路３５２を介してＨレベルのＵｐ信号を出力する。

また、ＯＲ回路３５２には、ボトム検出回路１７からのＢｏｔｔｏｍ信号がＡＮＤ回路３５１を介して印加されるため、ボトム監視時間計時回路３５にてボトム監視時間ｔの計時が完了するよりも先にＢｏｔｔｏｍ信号が印加された場合は、Ｂｏｔｔｏｍ信号がＯＲ回路３５２を介してＵｐ信号として出力される。

ボトム監視時間計時回路３５よりＨレベルのＵｐ信号が出力されると、図１１において、ＯＲ回路２０およびＡＮＤ回路２１を介して、ＲＳフリップフロップ２２のセット入力ＳにＴｕｒｎＯｎ信号が印加され、スイッチング素子２はターンオンする。

このとき、ボトム監視時間計時回路３５内のＲＳフリップフロップ３２３のリセット入力ＲにＧａｔｅ信号が印加され、ＲＳフリップフロップ３２３の出力ＱであるＵｐ信号はＬレベルへと切り替わる。

また、発振回路２６内のＲＳフリップフロップ２６２のリセット入力ＲへもＧａｔｅ信号が印加される。したがって、ＲＳフリップフロップ２６２の出力ＱはＬレベルへと変化し、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ２６３はオフ状態へと切り替わる。同時に定電流源２６５の定電流Ｉ_７は、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ２６９を通ってコンデンサ２６４に充電され、コンデンサ２６４の高電圧側の電圧Ｖｂは上昇する。このようにしてスイッチング動作が再開される。

図１５（ａ）、（ｂ）は、スイッチング素子２のドレイン電圧の波形を含めたタイミングチャートであり、図７（ａ）、（ｂ）のタイミングチャート同様、間欠復帰の際に、式７で表されるボトム監視時間内にＢｏｔｔｏｍ信号が到来した場合（図１５（ａ））と、ボトム監視時間内にＢｏｔｔｏｍ信号が到来しなかった場合（図１５（ｂ））とを示している。

図１５（ａ）に示されるように、式７で表されるボトム監視時間ｔ内にボトム検出回路１７からＢｏｔｔｏｍ信号が到来した場合、図１２のＯＲ回路３５２には、ボトム検出回路１７からのＢｏｔｔｏｍ信号が印加され、Ｕｐ信号として出力されることで、スイッチング素子２はターンオンする。

つまり、間欠復帰する際、ボトム監視時間計時回路３５で計時されるボトム監視時間ｔ内に、ボトム検出回路１７によりリンギング電圧のボトムが検出された場合、スイッチング素子２は検出されたリンギング電圧のボトムでターンオンすることになる。

また、図１５（ｂ）に示されるように、式７で表されるボトム監視時間ｔ内にボトム検出回路１７からＢｏｔｔｏｍ信号が到来しなかった場合、ボトム監視時間計時回路３５でボトム監視時間の計時が完了したときにバッファ回路３２８の出力がＨレベルとなり、ＯＲ回路３５２を介してＨレベルのＵｐ信号が出力されることで、スイッチング素子２はターンオンする。

つまり、間欠復帰する際、ボトム監視時間計時回路３５で計時されるボトム監視時間ｔ内にボトム検出回路１７からＢｏｔｔｏｍ信号が到来しない場合は、ボトム監視時間計時回路３５で設定された時間ｔ後にスイッチング素子２は強制的にターンオンすることになる。

以上から、本実施の形態３では、実施の形態１と同様に、ＰＷＭ制御の場合においても、Ｅｎａｂｌｅ信号がＬレベルからＨレベルへと変化したときに、ボトム監視時間計時回路３５で計時されるボトム監視時間ｔ内にボトム検出回路１７によるスイッチング素子２のリンギング電圧のボトムが検出された場合は、そのタイミングでターンオンし、ボトム監視時間計時回路３５で計時されるボトム監視時間ｔ内にボトム検出回路１７によるスイッチング素子２のリンギング電圧のボトムが検出されなかった場合には、ボトム監視時間計時回路３５で計時されるボトム監視時間ｔ後にスイッチング素子２は強制的にターンオンするよう制御される。

なお、実施の形態２と組み合わせて、間欠復帰時にボトム検出回路１７によるスイッチング素子２のボトム検出のための時間を、リンギング周期測定回路３４を用いて、スイッチング素子２のリンギングの１周期分の時間としても構わない。

さらに、本実施の形態２では、ＰＷＭ制御について説明したが、ＰＦＭ制御や二次デューティー制御といったスイッチング電源の制御方式に対しても有効である。

本発明のスイッチング電源装置および半導体装置は、ＡＣ−ＤＣコンバータやＤＣ−ＤＣコンバータなどのスイッチング電源装置等に有効に用いられる。

１ トランス
１ａ 一次巻線
１ｂ 二次巻線
１ｃ 補助巻線
２ スイッチング素子
４ 整流平滑回路
４ａ、７ａ 整流ダイオード
４ｂ、７ｂ、３１、２６４、３２７、３３７ コンデンサ
５ 補助巻線電圧分圧回路
５ａ、５ｂ、１３３、１７３、１８３、２７３ 抵抗
６ 出力電圧検出回路
７ 出力電圧生成部
８ 負荷
９ レギュレータ
１０ 内部回路電圧源
１１ 起動停止回路
１２ フィードバック制御回路
１３、１７４、１８４、２７４、３３６ 比較器
１４ ドレイン電流検出回路
１５ オン時ブランキングパルス発生回路
１６、２１、３５１ ＡＮＤ回路
１７ ボトム検出回路
１８ 間欠発振制御回路
２０、３５２ ＯＲ回路
２２、２６２、３２３、３３３、３４１ ＲＳフリップフロップ
２３ ＮＡＮＤ回路
２４ ゲートドライバ
２６ 発振回路
１２１、１２２、１７１、１７２、１８１、１８２、２６５、２６６、２６７、３２４、３４４ 定電流源
２９ ターンオン制御回路
３２、３３、３５ ボトム監視時間計時回路
３４ リンギング周期測定回路
９１、９２、 間欠復帰回路
１００、２００、３００、９００、９１０ スイッチング電源装置
１０１、２０１、３０１、９０１、９１１ 制御回路（半導体装置）
１２３、１２４、１７５、１８５、２６８、２６９、２７５、３２５、３４６、３４７ Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ
１２５、１２６、１２７、１２９、２６３、２７０、２７１、３２６、３３４、３４８、３４９ Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ
１２８、１３２、３３５ 定電圧源
１３０ Ｉ−Ｖコンバータ
１３１ ＮＰＮバイポーラトランジスタ
１７６、２７６、３２２、３３２、３４５ パルス発生器
２６１、２７２、３２１、３３１、３３８、３４２ インバータ回路
３２８ バッファ回路
３４３ Ｄフリップフロップ

Claims (14)

1. スイッチング素子を用いて入力直流電圧を供給および遮断するスイッチング動作を間欠的に行うことにより前記入力直流電圧を調整された出力直流電圧に変換するスイッチング電源を制御するための半導体装置であって、
   前記スイッチング動作の実行および停止を交互に指示する間欠発振制御回路と、
   前記スイッチング素子がオフ状態にあるときに前記スイッチング素子に発生するリンギング電圧の極小点であるボトムを検出するボトム検出回路と、
   前記間欠発振制御回路から前記スイッチング動作の実行が指示された時点を起点として、前記リンギング電圧のボトムが監視されるべき期間の長さであるボトム監視時間を計時するボトム監視時間計時回路と、
   前記ボトム監視時間の計時中は、前記ボトム検出回路にて前記リンギング電圧のボトムが検出されるに応じてのみ、前記スイッチング素子をターンオンさせるターンオン制御回路と
   を備える半導体装置。
2. 前記ボトム監視時間計時回路は、前記ボトム監視時間として前記リンギング電圧の１周期以上の長さを計時する
   請求項１に記載の半導体装置。
3. 前記ターンオン制御回路は、前記ボトム監視時間の計時が完了したときに、前記リンギング電圧のボトムとは無関係に、前記スイッチング素子をターンオンさせる
   請求項１および請求項２に記載の半導体装置。
4. 前記ボトム監視時間計時回路は、前記ボトム監視時間の計時中に前記スイッチング素子のゲート信号がオンレベルになるに応じて前記ボトム監視時間の計時を中止する
   請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の半導体装置。
5. 前記ボトム監視時間計時回路は、定電流源とコンデンサとを有し、前記定電流源の電流値と前記コンデンサの容量値とで決まる時定数により前記ボトム監視時間を計時する
   請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の半導体装置。
6. 前記ボトム監視時間計時回路は、前記間欠発振制御回路から前記スイッチング動作の停止が指示された後、前記ボトム検出回路で検出される前記リンギング電圧の最初のボトムから２番目のボトムまでの時間をリンギング周期として測定するリンギング周期測定回路を有し、
   前記ボトム監視時間計時回路は、前記測定されたリンギング周期に対応する長さの時間を前記ボトム監視時間として計時する
   請求項１に記載の半導体装置。
7. 前記リンギング周期測定回路は、定電流源とコンデンサとを有し、前記ボトム検出回路で前記最初のボトムが検出されるに応じて前記定電流源にて生成される電流で前記コンデンサの充電を開始し、前記ボトム検出回路で前記２番目のボトムが検出されるに応じて前記コンデンサの充電を停止する
   請求項６に記載の半導体装置。
8. 前記ボトム監視時間計時回路は、前記間欠発振制御回路から前記スイッチング動作の実行が指示されるに応じて前記定電流源にて生成される電流で前記コンデンサの放電を開始し、前記コンデンサの電圧が、前記リンギング周期測定回路による充電開始時の電圧以下に低下したときに前記ボトム監視時間の計時を完了する
   請求項７に記載の半導体装置。
9. 前記ボトム監視時間計時回路は、前記間欠発振制御回路から前記スイッチング動作の実行が指示された後、前記スイッチング素子のゲート信号がオンレベルになるに応じて、前記コンデンサを前記リンギング周期測定回路による充電開始時の電圧である初期電圧に初期化する
   請求項６から請求項８のいずれか１項に記載の半導体装置。
10. 前記半導体装置は、さらに、
    前記リンギング電圧のボトムとは無関係に発振動作を行うことによって、前記スイッチング素子がターンオンまたはターンオフすべき時点を指示する発振回路を備え、
    前記発振回路は、前記間欠発振制御回路からスイッチング動作の停止が指示されるに応じて前記発振動作を停止し、前記間欠発振制御回路からスイッチング動作の実行が指示された後、前記スイッチング素子のゲート信号がオンレベルになるに応じて、前記発振動作を再開する
    請求項１に記載の半導体装置。
11. 前記半導体装置は、前記スイッチング素子を含み、
    前記スイッチング素子を含む前記半導体装置は、１つの半導体基板上に形成されている
    請求項１から請求項１０のいずれか１項に記載の半導体装置。
12. 請求項１から請求項１１のいずれか１項に記載の半導体装置と、
    前記入力直流電圧を前記スイッチング素子にてスイッチングすることにより生成された入力交流電圧を出力交流電圧に変換する変換器と、
    前記出力交流電圧を前記出力直流電圧に変換する平滑回路と
    を備えるスイッチング電源装置。
13. スイッチング素子を用いて入力直流電圧を供給および遮断するスイッチング動作を間欠的に行うことにより前記入力直流電圧を調整された出力直流電圧に変換するスイッチング電源を制御するための制御方法であって、
    前記スイッチング動作の実行および停止を交互に指示する間欠発振制御ステップと、
    前記スイッチング素子がオフ状態にあるときに前記スイッチング素子に発生するリンギング電圧の極小点であるボトムを検出するボトム検出ステップと、
    前記間欠発振制御ステップにて前記スイッチング動作の実行が指示された時点を起点として、前記リンギング電圧のボトムが監視されるべき期間の長さであるボトム監視時間を計時するボトム監視時間計時ステップと、
    前記ボトム監視時間の計時中は、前記ボトム検出ステップにて前記リンギング電圧のボトムが検出されるに応じてのみ、前記スイッチング素子をターンオンさせるターンオン制御ステップと
    を含む制御方法。
14. さらに、前記ボトム監視時間の計時が完了したときに、前記リンギング電圧のボトムとは無関係に、前記スイッチング素子をターンオンさせる強制ターンオン制御ステップを含む
    請求項１３に記載の制御方法。

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