JP5928506B2

JP5928506B2 - スイッチング電源装置

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Publication number: JP5928506B2
Application number: JP2014038340A
Authority: JP
Inventors: 章早川; 雅章嶋田; 陽一寺澤
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Description

本発明は、スイッチング動作によって出力電圧制御を行うスイッチング電源装置に関し、特にスイッチング制御回路に関する。

起動時のような電流ピーク値が大きい時のみターンオフ時のゲート抵抗値を大きくし、スイッチング素子のターンオフ立下り時間を長くすることでサージ電圧を低減する技術が提案されている（例えば、特許文献１参照）。特許文献１では、起動時等の条件時に、ターンオフ時のゲート抵抗を大きくすることで、スイッチング素子のドレイン−ソース間の電圧Ｖ_ＤＳのサージ電圧を抑えており、スイッチング素子のドレイン−ソース間の電圧Ｖ_ＤＳが高くなりやすい設計になる疑似共振制御の場合に有効である。

特開２００７−１４３２３０号公報

しかしながら、ＰＷＭ制御でスイッチング動作を行う場合には、過渡状態(起動時・過負荷時)時に連続モードでの動作になりやすいことから、ターンオン時の放電電流が大きくなりやすい。さらにノイズ対策等でドレイン―ソース間に電圧共振コンデンサを入れた場合には、さらにターンオン時の放電電流が大きくなりやすくなる。起動時に、ソフトスタートを行うと共に、リーディングエッジブランキング機能を停止することで、ターンオン時の放電電流を抑えることが行われている。しかしながら、ターンオン時の放電電流は、二次側の整流ダイオードや、ＩＣ用電源電圧Ｖｃｃの整流ダイオードにサージ電圧と発生してしまい、放電電流が大きい場合には二次側の整流ダイオードやＩＣ用電源電圧Ｖｃｃの整流ダイオードに発生するサージ電圧が大きくなってしまう。そのため、二次側やＩＣ用電源電圧Ｖｃｃの整流ダイオードには、発生するサージ電圧を考慮した耐圧の高いもの使用される。耐圧の高い整流ダイオードは、一般的に順方向電圧ＶＦも高くなり損失が増加するので、電源効率が悪化してしまう。

本発明の目的は、上記問題点に鑑みて従来技術の上記問題を解決し、ターンオン時の放電電流を抑えて、整流ダイオードに発生するサージ電圧を抑えることができるスイッチング電源装置を提供することにある。

本発明のスイッチング電源装置は、トランスの一次巻線に入力電力を印加し、前記トランスの一次巻線に接続されたスイッチング素子をオンオフ動作させることで、前記トランスの二次巻線にパルス電圧を誘起させ、整流ダイオードと平滑コンデンサとを有する二次側整流平滑回路によって整流平滑した出力電圧を出力するスイッチング電源装置であって、過渡状態を検出して、ソフトドライブ指示信号を出力する過渡状態検出回路と、前記ソフトドライブ指示信号が入力されると、ゲート閾電圧を通過する際のゲート電圧の充電速度を通常動作時に比べて遅くしたソフトドライブ動作で前記スイッチング素子をオンオフ動作させるドライブ回路とを具備し、前記過渡状態検出回路は、起動時から、前記出力電圧が定常電圧に到達後、フィードバック制御の応答性によって前記スイッチング素子のドレイン電流が振動する期間を前記過渡状態として検出することを特徴とする。
さらに、本発明のスイッチング電源装置において、前記ドライブ回路は、前記ゲート電圧が前記ゲート閾電圧を通過した後、前記ゲート電圧の充電速度を通常動作時に戻すようにしても良い。
さらに、本発明のスイッチング電源装置において、前記過渡状態検出回路は、二次側からフィードバック信号によって検出される過負荷状態を前記過渡状態として検出し、前記ソフトドライブ指示信号を予め設定された期間出力するようにしても良い。
さらに、本発明のスイッチング電源装置において、前記過渡状態検出回路は、前記スイッチング素子のドレイン電流によって検出される過負荷状態を前記過渡状態として検出し、前記ソフトドライブ指示信号を予め設定された期間出力するようにしても良い。

本発明によれば、ターンオン時の放電電流を抑えて、整流ダイオードに発生するサージ電圧を抑えることができ、二次側やＩＣ用電源電圧Ｖｃｃの整流ダイオードとして、耐圧の低いものを使用することができるという効果を奏する。

本発明に係るスイッチング電源装置の実施の形態の回路構成を示す回路構成図である。図１に示すコントローラＩＣの第１の実施の形態の回路構成を示す回路構成図である。図２に示すドライブ回路の回路構成を示す回路構成図である。図２に示すスイッチング素子における通常動作とソフトドライブ動作とのゲート充電速度を示す図である。図２に示すタイマ回路によって設定されるソフトドライブ期間を説明する説明図である。起動時から通常動作を行う場合と起動時にソフトドライブ動作を行う場合との各部の信号波形及び動作波形を示す波形図である。図６に矢印Ａで示すドレイン電流ＩＤ及び逆方向電圧ＶＲの拡大波形図である。図６に矢印Ｂで示すドレイン電流ＩＤ及び逆方向電圧ＶＲの拡大波形図である。図１に示すコントローラＩＣの第２の実施の形態の回路構成を示す回路構成図である。図１に示すコントローラＩＣの第２の実施の形態の回路構成を示す回路構成図である。図１０に示す再起動遅延回路が動作した場合の各部の信号波形及び動作波形を示す波形図である。図１０に示す再起動遅延回路の非動作時の各部の信号波形及び動作波形を示す波形図である。

本実施の形態のスイッチング電源装置は、図１を参照すると、整流回路ＤＢと、平滑コンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３と、トランスＴと、コントローラＩＣ１と、整流ダイオードＤ１、Ｄ２と、エラーアンプ（Ｅ／Ａ）２と、フォトカプラを構成する発光ダイオードＰＣ１及び受光トランジスタＰＣ２と、電流検出抵抗Ｒｏｃｐと、抵抗Ｒ１、Ｒ２と、コンデンサＣ４とを備えている。

ダイオードがブリッジ構成された整流回路ＤＢの交流入力端子ＡＣｉｎ１、ＡＣｉｎ２には商用交流電源ＡＣが接続され、商用交流電源ＡＣから入力された交流電圧が全波整流されて整流回路ＤＢから出力される。整流回路ＤＢの整流出力正極端子と整流出力負極端子との間には、平滑コンデンサＣ１が接続されている。また、整流回路ＤＢの整流出力負極端子は接地端子に接続されている。これにより、商用交流電源ＡＣを整流回路ＤＢと平滑コンデンサＣ１とで整流平滑した直流電源が得られる。

コントローラＩＣ１は、パワーＭＯＳＦＥＴ（ＭｅｔａｌＯｘｉｄｅＳｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒＦｉｅｌｄＥｆｆｅｃｔＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等のスイッチング素子と当該スイッチング素子のスイッチング制御を行うための制御回路が内蔵されており、Ｄ／ＳＴ（ＭＯＳＦＥＴドレイン／起動電流入力）端子と、Ｓ／ＯＣＰ（ＭＯＳＦＥＴソース／過電流保護）端子と、Ｖｃｃ（制御回路電源電圧入力）端子と、ＦＢ／ＯＬＰ（フィードバック信号入力／過負荷保護信号入力）端子と、ＧＮＤ端子とを備えている。

一次側（入力側）から二次側（負荷側）へ電力を供給するトランスＴは、一次巻線Ｐおよび補助巻線Ｄと、二次巻線Ｓとで構成されており、整流回路ＤＢの整流出力正極端子がトランスＴの一次巻線Ｐの一端部に接続され、トランスＴの一次巻線Ｐの他端部がコントローラＩＣ１のＤ／ＳＴ端子に接続されていると共に、コントローラＩＣ１のＳ／ＯＣＰ端子が抵抗Ｒｏｃｐを介して接地端子に接続されている。これにより、コントローラＩＣ１が内蔵するスイッチング素子をオン／オフ制御することで、トランスＴの一次巻線Ｐに与えられた電力が、トランスＴの二次巻線Ｓに伝達され、トランスＴの二次巻線Ｓに脈流が発生する。また、電流検出抵抗Ｒｏｃｐは、コントローラＩＣ１が内蔵するスイッチング素子を流れる電流を電圧信号Ｖ_ｏｃｐとして検出する抵抗として接続されている。コントローラＩＣ１は、スイッチング素子を流れる電流に対応した電圧信号Ｖ_ｏｃｐが予め設定された過電流閾値以上になると、二次側に供給する電力を制限する過電流保護（ＯＣＰ）機能を有している。

トランスＴの二次巻線Ｓの両端子間には、整流ダイオードＤ１を介して平滑コンデンサＣ２が接続されている。トランスＴの二次巻線Ｓに誘起される電圧は、整流ダイオードＤ１と平滑コンデンサＣ２により整流平滑され、平滑コンデンサＣ２の端子間電圧が出力電圧Ｖｏとして出力端子から出力される。なお、平滑コンデンサＣ２の正極端子に接続されているラインが電源ラインとなり、平滑コンデンサＣ２の負極端子が接続されたラインは接地端子に接続されたＧＮＤラインとなる。

電源ラインとＧＮＤラインとの間には、エラーアンプ２が直列に接続されている。エラーアンプ２は、電源ラインとＧＮＤラインとの間に接続され、出力電圧Ｖｏと定常電圧との差に応じて、フォトカプラの発光ダイオードＰＣ１に流れる電流を制御する。また、コントローラＩＣ１のＦＢ／ＯＬＰ端子は並列に接続された発光ダイオードＰＣ１及びコンデンサＣ４を介して接地端子に接続されている。これにより、出力電圧に応じたフィードバック（ＦＢ）信号が二次の発光ダイオードＰＣ１から一次側の受光トランジスタＰＣ２に送信され、コントローラＩＣ１のＦＢ／ＯＬＰ端子に電圧信号Ｖ_ＦＢとして入力される。コントローラＩＣ１は、ＦＢ／ＯＬＰ端子に入力される電圧信号Ｖ_ＦＢに基づいてスイッチング素子のデューティ比を制御し、二次側に供給する電力量を制御する。

また、トランスＴの補助巻線Ｄの両端子間には、整流ダイオードＤ２を介して平滑コンデンサＣ３が接続され、整流ダイオードＤ２と平滑コンデンサＣ３との接続点がコントローラＩＣ１のＶｃｃ端子に接続されている。これにより、補助巻線Ｄに発生した電圧は、整流ダイオードＤ２及び平滑コンデンサＣ３により整流平滑され、ＩＣ用電源電圧ＶｃｃとしてコントローラＩＣ１のＶｃｃ端子に供給される。

（第１の実施の形態）
次に、図１示すコントローラＩＣ１の第１の実施の形態の回路構成について、図２を参照して説明する。
コントローラＩＣ１は、図２を参照すると、Ｎチャネル型のパワーＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチング素子Ｑ１と、ドライブ回路１１と、ＯＳＣ（内部発振器）１２と、レギュレータ１３と、タイマ回路１４と、過負荷検出回路１５と、可変電圧Ｖ_Ｒ1、Ｖ_Ｒ2と、オア回路ＯＲ１、ＯＲ２と、フリップフロップＦＦ１と、コンパレータＣＯＭＰ１、ＣＯＭＰ２、ＣＯＭＰ３と、抵抗Ｒ３とを備えている。

Ｄ／ＳＴ端子には、スイッチング素子Ｑ１のドレイン端子が接続されていると共に、Ｓ／ＯＣＰ端子には、スイッチング素子Ｑ１のソース端子が接続され、スイッチング素子Ｑ１のゲート端子には、スイッチング素子Ｑ１を駆動する駆動信号ＤＲＶを出力してオン／オフを制御するドライブ回路１１が接続されている。ドライブ回路１１には、オア回路ＯＲ１の出力が入力されている。

オア回路ＯＲ１の入力端子には、ＯＳＣ１２の出力とフリップフロップＦＦ１の反転出力端子Ｑ⁻の出力とが入力され、フリップフロップＦＦ１のＳ端子には、ＯＳＣ１２の出力が、フリップフロップＦＦ１のＲ端子には、オア回路ＯＲ２の出力が接続されている。なお、ＯＳＣ１２から出力されるクロック信号のパルス幅はスイッチング素子Ｑ１の最低オン時間幅未満に設定されている。フリップフロップＦＦ１は、ＰＷＭラッチ回路として機能する。これにより、ＯＳＣ１２の出力信号がＬレベル（クロック信号が出力されていない状態）で、且つフリップフロップＦＦ１がセットされて反転出力端子Ｑ⁻の出力信号がＬレベルである場合に、オア回路ＯＲ１からＨレベルの出力信号がドライブ回路１１に入力され、スイッチング素子Ｑ１がターンオンされる。

Ｓ／ＯＣＰ端子は、コンパレータＣＯＭＰ１の非反転端子とコンパレータＣＯＭＰ２の非反転端子とにそれぞれ接続されている。コンパレータＣＯＭＰ１は、過電流を検出するＯＣＰコンパレータであり、反転端子には、通常動作時には過電流閾値に設定されている可変電圧Ｖ_Ｒ１が接続されている。通常動作時には、スイッチング素子Ｑ１を流れるドレイン電流ＩＤに対応するＳ／ＯＣＰ端子の電圧信号Ｖ_ｏｃｐが過電流閾値以上である場合に、コンパレータＣＯＭＰ２からＨレベルの出力信号が出力される。コンパレータＣＯＭＰ１の出力信号がＨレベルになることで、オア回路ＯＲ２を介してフリップフロップＦＦ１がリセットされて、オア回路ＯＲ１の出力信号がＬレベルとなり、スイッチング素子Ｑ１がオフされる。

コンパレータＣＯＭＰ２は、ＦＢ／ＯＬＰ端子に電圧信号ＶＦＢとして入力されるＦＢ信号に基づいてスイッチング素子Ｑ１のデューティ比を制御するフィードバック制御を行うための電流センスコンバータである。コンパレータＣＯＭＰ２の反転入力端子は、抵抗Ｒ３を介して基準電圧Ｒｅｇに接続されているＦＢ／ＯＬＰ端子に接続されている。コンパレータＣＯＭＰ２において、電圧信号Ｖｏｃｐと電圧信号ＶＦＢとが比較され、電圧信号Ｖｏｃｐが電圧信号ＶＦＢ以上である場合に、コンパレータＣＯＭＰ２からＨレベルの出力信号が出力される。コンパレータＣＯＭＰ２の出力信号がＨレベルになることで、オア回路ＯＲ２を介してフリップフロップＦＦ１がリセットされてオア回路ＯＲ１の出力信号がＬレベルとなり、スイッチング素子Ｑ１がオフされる。これにより、ＦＢ信号に基づいてスイッチング素子Ｑ１のデューティ比を制御するフィードバック制御が行われる。

コンパレータＣＯＭＰ３は、Ｖｃｃ端子のＩＣ用電源電圧Ｖｃｃと、可変電圧Ｖ_Ｒ２とを比較する比較回路である。コンパレータＣＯＭＰ３は、非反転入力端子がＶｃｃ端子に、反転入力端子が可変電圧Ｖ_Ｒ２にそれぞれ接続されている。コンパレータＣＯＭＰ３からの出力信号は、可変電圧Ｖ_Ｒ２に入力され、可変電圧Ｖ_Ｒ２は、コンパレータＣＯＭＰ３からの出力信号がＬｏｗレベルの場合に、第１の基準電圧Ｖｏｎ（例えば、１５Ｖ）に、コンパレータＣＯＭＰ３からの出力信号がＨレベルの場合に、第１の基準電圧Ｖｏｎよりも低い第２の基準電圧Ｖｏｆｆ（例えば、１０Ｖ）にそれぞれ設定される。これにより、コンパレータＣＯＭＰ３の出力信号は、ヒステリス特性を有し、図示しない起動回路によって図１に示す平滑コンデンサＣ３が充電され、ＩＣ用電源電圧Ｖｃｃが第１の基準電圧Ｖｏｎを超えると、Ｈレベルに、ＩＣ用電源電圧Ｖｃｃが第２の基準電圧Ｖｏｆｆ以下になると、Ｌレベルになる。

また、コンパレータＣＯＭＰ３の出力端子は、レギュレータ１３に接続されている。レギュレータ１３は、Ｖｃｃ端子から電力の供給を受け、コンパレータＣＯＭＰ３の出力信号がＨレベルの場合に動作し、コントローラＩＣ１の各部が動作するための電源電圧をそれぞれ供給する。すなわち、コンパレータＣＯＭＰ３の出力信号は、コントローラＩＣ１のオンオフを制御する信号であり、コントローラＩＣ１の定常動作時（スイッチング動作のオン時）には、コンパレータＣＯＭＰ３の出力信号は、Ｈレベルとなる。従って、可変電圧Ｖ _Ｒ２の第１の基準電圧Ｖｏｎは、コントローラＩＣ１の動作開始電圧であり、可変電圧Ｖ _Ｒ２の第２の基準電圧Ｖｏｆｆは、コントローラＩＣ１の動作停止電圧である。

コンパレータＣＯＭＰ３の出力端子は、タイマ回路１４に接続されている。タイマ回路１４は、コンパレータＣＯＭＰ３の出力がＨレベルになるタイミングで起動開始を検出する。そして、タイマ回路１４は、起動開始から予め設定されている期間をかけて可変抵抗Ｖ_Ｒ１を過電流閾値まで徐々に引き上げるソフトスタート制御を行う。さらに、タイマ回路１４は、起動開始を検出すると、予め設定されたソフトドライブ期間Ｔａを生成し、ドライブ回路１１に対してソフトドライブ指示信号をソフトドライブ期間Ｔａ出力する。

ドライブ回路１１は、オア回路ＯＲ１の出力信号に基づいてスイッチング素子Ｑ１のドライブ信号を出力する。ドライブ回路１１は、図３を参照すると、Ｐチャネル型ＭＯＳＦＥＴからなる第１のオン用スイッチ素子２１と、Ｐチャネル型ＭＯＳＦＥＴからなる第２のオン用スイッチ素子２２と、第１のオンドライブ抵抗３１と、第２のオンドライブ抵抗３２と、Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴからなるオフ用スイッチ素子２３と、オフドライブ抵抗３３と、ディレイ回路４０と、切り換えスイッチ４１と、インバータ５１、５２、５３とを備えている。

電源電圧Ｒｅｇとスイッチング素子Ｑ１のゲートとの間には、直列に接続された第１のオン用スイッチ素子２１及び第１のオンドライブ抵抗３１と、直列に接続された第２のオン用スイッチ素子２２及び第２のオンドライブ抵抗３２とが並列に接続されている。そして、第１のオン用スイッチ素子２１のゲートには、インバータ５１を介してオア回路ＯＲ１の出力端子が接続されていると共に、第２のオン用スイッチ素子２２のゲートには、インバータ５２を介して切り換えスイッチ４１の出力端子が接続されている。切り換えスイッチ４１の一方の入力端子には、オア回路ＯＲ１の出力端子が直接接続されていると共に、他方の入力端子には、ディレイ回路４０を介してオア回路ＯＲ１の出力端子が直接接続されている。また、スイッチング素子Ｑ１のゲートと接地端子ＧＮＤとの間には、直列に接続されたオフドライブ抵抗３３及びオフ用スイッチ素子２３が接続されている。切り換えスイッチ４１は、通常動作には、オア回路ＯＲ１の出力端子が直接接続されている一方の入力端子側に切り換えられており、ソフトドライブ指示信号が入力されると、ディレイ回路４０を介してオア回路ＯＲ１の出力端子が接続されている他方の入力端子側に切り換えられる。

ソフトドライブ指示信号が入力されていない通常動作時において、オア回路ＯＲ１の出力信号がＨレベルになると、第１のオン用スイッチ素子２１と第２のオン用スイッチ素子２２とのいずれもがオンされ、スイッチング素子Ｑ１のゲートは、図４（ａ）に示すように、並列に接続された第１のオンドライブ抵抗３１及び第２のオンドライブ抵抗３２を介して充電される。これに対し、ソフトドライブ指示信号が入力されたソフトドライブ時において、オア回路ＯＲ１の出力信号がＨレベルになると、図４（ｂ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１のゲートは、まず、第１のオンドライブ抵抗３１のみを介して充電され、ディレイ回路４０に設定されたディレイ時間Ｔｄが経過した後に、並列に接続された第１のオンドライブ抵抗３１及び第２のオンドライブ抵抗３２を介して充電される。ディレイ回路４０に設定されたディレイ時間Ｔｄは、図４（ｂ）に示すように、第１のオンドライブ抵抗３１のみを介して充電されるスイッチング素子Ｑ１のゲート電圧Ｖ_Ｇがゲート閾電圧Ｖ_ｔｈを超える時間に設定されている。従って、通常動作時に比べてソフトドライブ時では、ゲート電圧Ｖ_Ｇがゲート閾電圧Ｖ_ｔｈを通過するまでの間、オンドライブ抵抗の抵抗値が大きい値に切り換えられ、ゲート閾電圧Ｖ_ｔｈを通過する際のゲート電圧Ｖ_Ｇの充電速度が遅く、ドライブ（ソース側の)スピードが遅くなる。

タイマ回路１４がソフトドライブ指示信号を出力するソフトドライブ期間Ｔａは、図５に示すように、起動時の過渡状態を含む、起動開始から出力電圧Ｖｏが定常電圧まで立ち上がる期間以上に設定されている。図６〜図８は、起動時の過渡状態時に通常動作を行った場合の各部の信号波形及び動作波形と、起動時の過渡状態時にソフトドライブ動作を行った場合の各部の信号波形及び動作波形とを対比させた波形である。図６において、（ａ）は出力電圧Ｖｏ、（ｂ）はＩＣ用電源電圧Ｖｃｃ、（ｃ）はＦＢ／ＯＬＰ端子の電圧信号Ｖ_ＦＢ、（ｄ）はＳ／ＯＣＰ端子の電圧信号Ｖ_ｏｃｐ、（ｅ）はドレイン電流ＩＤ、（ｆ）は整流ダイオードＤ１の逆方向電圧ＶＲ、（ｇ）はスイッチング素子Ｑ１の駆動信号ＤＲＶをそれぞれ示している。

図示しない起動回路によって平滑コンデンサＣ３が充電され、図６（ｃ）に示すように、ＩＣ用電源電圧Ｖｃｃが動作開始電圧Ｖｏｎに達すると、コントローラＩＣ１が起動される。起動直後の図６（ｅ）、（ｆ）に矢印Ａで示す期間では、コントローラＩＣ１は、ソフトスタート制御を行うと共に、リーディングエッジブランキング機能を停止するため、ターンオン時の放電電流（ドレイン電流ＩＤ）のみで動作する。このターンオン時の放電電流のみで動作する期間にソフトドライブ動作を行うことで、図７（ｅ）に示すように、通常動作に比べてドレイン電流ＩＤの傾きが変わる。また、放電電流のみで動作する期間では、スイッチング素子Ｑ１は最小のオン時間で動作する。これにより、図７（ｅ）に示すように、ドレイン電流ＩＤのピークが抑えられ、図７（ｆ）に示すように、二次側の整流ダイオードＤ１やＩＣ用電源電圧Ｖｃｃの整流ダイオードＤ２に発生する逆方向電圧ＶＲも抑えることができる。

ソフトスタート制御が終了した後、出力電圧Ｖｏが定常電圧に到達するまでの図６（ｅ）、（ｆ）に矢印Ｂで示す期間では、コントローラＩＣ１は、リーディングエッジブランキング機能を働かせている。この場合でも、ソフトドライブ動作を行うことで、図７（ｅ）に示すように、ターンオン時の放電電流（ドレイン電流ＩＤ）が抑えられ、図７（ｆ）に示すように、二次側の整流ダイオードＤ１やＩＣ用電源電圧Ｖｃｃの整流ダイオードＤ２に発生する逆方向電圧ＶＲも抑えることができる。

また、出力電圧Ｖｏが定常電圧に到達した後でも、フィードバック制御の応答性により、図６（ｅ）に矢印Ｃで示すように、ドレイン電流ＩＤが振動して高くなってしまうことがある。従って、出力電圧Ｖｏが定常電圧に到達した後のドレイン電流ＩＤが振動する期間も、ソフトドライブ動作を行うことで、ドレイン電流ＩＤが抑えられ、二次側の整流ダイオードＤ１やＩＣ用電源電圧Ｖｃｃの整流ダイオードＤ２に発生する逆方向電圧ＶＲも抑えることができる。

なお、第１の実施の形態では、起動時のソフトドライブ期間Ｔａを起動時から出力電圧Ｖｏが定常電圧に到達した後、フィードバック制御の応答性によってドレイン電流ＩＤが振動する期間を含むように構成したが、図５に示すように、起動時から出力電圧Ｖｏが定常電圧に到達するまでの期間ｔａ１をソフトドライブ期間としても一定の効果を得ることができる。また、ソフトスタート期間ｔａ２をソフトドライブ期間とすると、ソフトドライブ期間を別途生成する必要がないため、回路構成を簡略化することができる。さらに、ソフトスタート期間ｔａ２よりも短い期間ｔａ３ソフトドライブ期間としても一定の効果を得ることができる。

また、過負荷検出回路１５に入力端子には、図２を参照すると、ＦＢ／ＯＬＰ端子が接続されている。過負荷検出回路１５は、ＦＢ／ＯＬＰ端子の電圧信号Ｖ_ＦＢを予め設定された過負荷閾電圧と比較することで、過負荷状態を検出する。そして、過負荷検出回路１５は、過負荷状態を検出すると、予め設定されたソフトドライブ期間Ｔｂを生成し、ドライブ回路１１に対してソフトドライブ指示信号をソフトドライブ期間Ｔｂ出力する。これにより、ターンオン時の放電電流（ドレイン電流ＩＤ）が抑えられ、二次側の整流ダイオードＤ１やＩＣ用電源電圧Ｖｃｃの整流ダイオードＤ２に発生する逆方向電圧ＶＲも抑えることができる。

以上説明したように、第１の実施の形態によれば、トランスＴの一次巻線Ｐに入力電力を印加し、トランスＴの一次巻線Ｐに接続されたスイッチング素子Ｑ１をオンオフ動作させることで、トランスＴの二次巻線Ｓにパルス電圧を誘起させ、整流ダイオードＤ１と平滑コンデンサＣ２とを有する二次側整流平滑回路によって整流平滑した出力電圧Ｖｏを出力するスイッチング電源装置であって、過渡状態を検出して、ソフトドライブ指示信号を出力する過渡状態検出回路（タイマ回路１４、過負荷検出回路１５）と、ソフトドライブ指示信号が入力されると、ゲート閾電圧を通過する際のゲート電圧の充電速度を通常動作時に比べて遅くしたソフトドライブ動作でスイッチング素子Ｑ１をオンオフ動作させるドライブ回路１１とを備えている。
この構成により、ターンオン時の放電電流を抑えて、整流ダイオードに発生するサージ電圧を抑えることができ、二次側やＩＣ用電源電圧Ｖｃｃの整流ダイオードとして、耐圧の低いものを使用することができる。耐圧の低い整流ダイオードを使用することで、コストを低減することができる。さらに、耐圧の高い整流ダイオード（例えば、超高速整流ダイオード）に比べて、耐圧の低い整流ダイオード（例えば、ショットキバリアダイオード）は、順方向電圧ＶＦが低く、電源効率の改善につながる。特に、軽負荷時では整流ダイオードの順方向電圧ＶＦでの損失の影響度が大きいことから、順方向電圧ＶＦの低い整流ダイオードを使用することで軽負荷効率に大きく改善につながる。

さらに、第１の実施の形態によれば、ドライブ回路１１は、ゲート電圧がゲート閾電圧を通過した後、ゲート電圧の充電速度を通常動作時に戻すように構成されている。
この構成により、ソフトドライブ動作時のスイッチング素子Ｑ１のオン抵抗を抑えることができる。

さらに、第１の実施の形態によれば、タイマ回路１４は、起動時から予め設定された期間を過渡状態として検出し、ソフトドライブ指示信号を出力するように構成されている。
この構成により、ターンオン時の放電電流のみで動作する期間において、スイッチング素子Ｑ１のドレイン電流ＩＤのピークが抑えられ、二次側の整流ダイオードＤ１やＩＣ用電源電圧Ｖｃｃの整流ダイオードＤ２に発生する逆方向電圧ＶＲも抑えることができる。

さらに、第１の実施の形態によれば、タイマ回路１４は、起動時から出力電圧Ｖｏが定常電圧に到達後、フィードバック制御の応答性によってスイッチング素子Ｑ１のドレイン電流ＩＤが振動する期間を過渡状態として検出するように構成されている。
この構成により、ソフトスタート制御が終了した後、出力電圧Ｖｏが定常電圧に到達するまで期間や、フィードバック制御の応答性によってドレイン電流ＩＤが振動する期間において、スイッチング素子Ｑ１のドレイン電流ＩＤのピークが抑えられ、二次側の整流ダイオードＤ１やＩＣ用電源電圧Ｖｃｃの整流ダイオードＤ２に発生する逆方向電圧ＶＲも抑えることができる。

さらに、第１の実施の形態によれば、過負荷検出回路１５は、二次側からフィードバック信号によって検出される過負荷状態を過渡状態として検出し、ソフトドライブ指示信号を予め設定された期間出力するように構成されている。
この構成により、過負荷状態において、スイッチング素子Ｑ１のドレイン電流ＩＤのピークが抑えられ、二次側の整流ダイオードＤ１やＩＣ用電源電圧Ｖｃｃの整流ダイオードＤ２に発生する逆方向電圧ＶＲも抑えることができる。

（第２の実施の形態）
第２の実施の形態は、図９を参照すると、過負荷検出回路１５に入力端子に、コンパレータＣＯＭＰ１の出力端子が接続され過負荷検出回路１５は、コンパレータＣＯＭＰ１からＨレベルの出力信号が出力されると、過負荷状態を検出する点で、第１の実施の形態と異なっている。すなわち、ドレイン電流ＩＤとして検出されるＳ／ＯＣＰ端子の電圧信号Ｖ_ｏｃｐは、ＦＢ／ＯＬＰ端子の電圧信号Ｖ_ＦＢに追随するため、第２の実施の形態では、ドレイン電流ＩＤに基づいて過負荷状態を検出し、ソフトドライブ動作を行うように構成されている。

以上説明したように、第２の実施の形態によれば、過負荷検出回路１５は、スイッチング素子Ｑ１のドレイン電流ＩＤによって検出される過負荷状態を過渡状態として検出し、ソフトドライブ指示信号を予め設定された期間出力するように構成されている。
この構成により、過負荷状態において、スイッチング素子Ｑ１のドレイン電流ＩＤのピークが抑えられ、二次側の整流ダイオードＤ１やＩＣ用電源電圧Ｖｃｃの整流ダイオードＤ２に発生する逆方向電圧ＶＲも抑えることができる。

（第３の実施の形態）
第３の実施の形態は、図１０を参照すると、第１の実施の形態の構成に加え、再起動遅延回路１６が設けられている。再起動遅延回路１６は、過負荷検出回路１５からソフトドライブ指示信号が入力されると、オートリスタートの周期に遅くしている。すなわち、本発明では、過負荷状態を検出すると、ソフトドライブ動作を行うため、スイッチング素子Ｑ１の発熱が高くなる。そこで、オートリスタートの周期を遅くすることで、発振回数（スイッチング駆動動作の繰返し間隔）を抑え、スイッチング素子Ｑ１の発熱を抑制する。

時刻ｔ１から過負荷状態が続き、図１２に示すように、時刻ｔ２でＩＣ用電源電圧Ｖｃｃが第２の基準電圧Ｖｏｆｆまで下がると、コンパレータＣＯＭＰ３からＬレベルの出力信号が出力され、コントローラＩＣ１の動作が停止する。コントローラＩＣ１の動作が停止した場合の通常のオートリスタートでは、コントローラＩＣ１の動作停止後、図示しない起動回路によってＩＣ用電源電圧Ｖｃｃが充電され、時刻ｔ３で第１の基準電圧Ｖｏｎに到達すると、コンパレータＣＯＭＰ３からＨレベルの出力信号が出力され、コントローラＩＣ１が起動される。このように、図示しない起動回路によるＩＣ用電源電圧Ｖｃｃの充電時間（第２の基準電圧Ｖｏｆｆから第１の基準電圧Ｖｏｎ）がオートリスタートの周期となり、以降この動作が繰り返されることになる。

これに対し、第３の実施の形態では、ソフトドライブ指示信号が入力されると、過負荷検出回路１５は、図１１に示すように、コントローラＩＣ１の動作停止後、図示しない起動回路によってＩＣ用電源電圧Ｖｃｃが充電され、時刻ｔ３で第１の基準電圧Ｖｏｎに到達しても、１回目は、コンパレータＣＯＭＰ３からＨレベルの出力信号が出力されないように制御する。その後、時刻ｔ４でＩＣ用電源電圧Ｖｃｃが第２の基準電圧Ｖｏｆｆまで下がり、時刻ｔ５で第１の基準電圧Ｖｏｎに到達することで、コンパレータＣＯＭＰ３からＨレベルの出力信号が出力され、コントローラＩＣ１が起動される。この場合、図示しない起動回路によるＩＣ用電源電圧Ｖｃｃの充電時間（第２の基準電圧Ｖｏｆｆから第１の基準電圧Ｖｏｎ）の２回分と、ＩＣ用電源電圧Ｖｃｃの放電時間（第１の基準電圧Ｖｏｎから第２の基準電圧Ｖｏｆｆ）とを加算した時間がオートリスタートの周期となる。従って、連続した過負荷状態（図１１のＴｂ）による停止からの再起動では、オートリスタートの周期が通常に比べ、少なくとも２周期以上遅くなる。これにより、発振回数（スイッチング駆動動作の繰返し間隔）を抑え、スイッチング素子Ｑ１の発熱を軽減させることができる。

以上説明したように、第３の実施の形態によれば、スイッチング素子Ｑ１をオンオフ動作させるコントローラＩＣ１を再起動するオートリスタート機能を有し、前記過負荷検出回路１５によって、連続した過負荷状態（図１１のＴｂ）による停止からの再起動では、オートリスタートの周期を遅くする再起動遅延回路１６を備えている。
この構成により、過負荷状態でソフトドライブ動作を行うことでスイッチング素子Ｑ１の発熱が高くなるが、発振回数（スイッチング駆動動作の繰返し間隔）を抑え、スイッチング素子Ｑ１の発熱を抑制することができる。

以上、本発明を具体的な実施形態で説明したが、上記実施形態は一例であって、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で変更して実施できることは言うまでも無い。

１コントローラＩＣ
２エラーアンプ（Ｅ／Ａ）
１１ドライブ回路
１２ＯＳＣ（内部発振器）
１３レギュレータ
１４タイマ回路
１５過負荷検出回路
１６再起動遅延回路
２１第１のオン用スイッチ素子
２２第２のオン用スイッチ素子
２３オフ用スイッチ素子
３１第１のオンドライブ抵抗
３２第２のオンドライブ抵抗
３３オフドライブ抵抗
４０ディレイ回路
４１切り換えスイッチ
５１、５２、５３インバータ
Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３平滑コンデンサ
Ｃ４コンデンサ
ＣＯＭＰ１、ＣＯＭＰ２、ＣＯＭＰ３コンパレータ
Ｄ１、Ｄ２整流ダイオード
ＤＢ整流回路
ＦＦ１フリップフロップ
ＯＲ１、ＯＲ２オア回路
ＰＣ１発光ダイオード
ＰＣ２受光トランジスタ
Ｒｏｃｐ電流検出抵抗
Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３抵抗
Ｔトランス
Ｑ１スイッチング素子
Ｖ_Ｒ1、Ｖ_Ｒ2 可変電圧

Claims

トランスの一次巻線に入力電力を印加し、前記トランスの一次巻線に接続されたスイッチング素子をオンオフ動作させることで、前記トランスの二次巻線にパルス電圧を誘起させ、整流ダイオードと平滑コンデンサとを有する二次側整流平滑回路によって整流平滑した出力電圧を出力するスイッチング電源装置であって、
過渡状態を検出して、ソフトドライブ指示信号を出力する過渡状態検出回路と、
前記ソフトドライブ指示信号が入力されると、ゲート閾電圧を通過する際のゲート電圧の充電速度を通常動作時に比べて遅くしたソフトドライブ動作で前記スイッチング素子をオンオフ動作させるドライブ回路とを具備し、
前記過渡状態検出回路は、起動時から、前記出力電圧が定常電圧に到達後、フィードバック制御の応答性によって前記スイッチング素子のドレイン電流が振動する期間を前記過渡状態として検出することを特徴とするスイッチング電源装置。
前記ドライブ回路は、前記ゲート電圧が前記ゲート閾電圧を通過した後、前記ゲート電圧の充電速度を通常動作時に戻すことを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
前記過渡状態検出回路は、二次側からフィードバック信号によって検出される過負荷状態を前記過渡状態として検出し、前記ソフトドライブ指示信号を予め設定された期間出力することを特徴とする請求項１又は２記載のスイッチング電源装置。
前記過渡状態検出回路は、前記スイッチング素子のドレイン電流によって検出される過負荷状態を前記過渡状態として検出し、前記ソフトドライブ指示信号を予め設定された期間出力することを特徴とする請求項１又は２記載のスイッチング電源装置。