JP6417715B2 - 絶縁型直流電源装置 - Google Patents

Description

本発明は、直流電源装置に関し、特に電圧変換用トランスを備えた絶縁型直流電源装置に利用して有効な技術に関する。

直流電源装置には、交流電源を整流するダイオード・ブリッジ回路と、該回路で整流された直流電圧を降圧して所望の電位の直流電圧に変換する絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータなどで構成されたＡＣ−ＤＣコンバータがある。かかるＡＣ−ＤＣコンバータとしては、例えば電圧変換用トランスの一次側巻線と直列に接続されたスイッチング素子をＰＷＭ（パルス幅変調）制御方式やＰＦＭ（パルス周波数変調）制御方式等でオン、オフ駆動して一次側巻線に流れる電流を制御し、二次側巻線に誘起される電圧を制御するようにしたスイッチング電源装置が知られている。

ところで、ＡＣ−ＤＣコンバータにおいては、定格負荷電流（或いは最大負荷電流）が規定されており、二次側に流れる電流が定格負荷電流以上に増加する過電流状態が発生すると電源装置がダメージを受けることがあるので、一次側の制御回路に過電流検出機能および過電流を検出した場合に制御動作を停止させる過電流保護機能を設けることがある（特許文献１参照）。
また、スイッチング制御方式のＡＣ−ＤＣコンバータにおいては、一次側の制御動作のために、一次側のスイッチング素子と直列に電流検出用の抵抗を設けるとともに、一次側制御回路（ＩＣ）には該抵抗により電流−電圧変換された電圧が入力される端子（電流検出端子）を設けているものがある。

上記のように、電流検出用の抵抗で電流−電圧変換した電圧と、二次側からの制御信号によって出力電圧を制御するように構成したＡＣ−ＤＣコンバータにおいては、異物や小生物の侵入等で電流検出用抵抗が短絡したり電流検出端子と接地点との間が短絡したりする事故が発生することが考えられるので、そのような場合には、速やかに保護回路を作動させてスイッチング動作を停止させ、電源装置を構成するデバイスがダメージを受けるのを回避する必要がある。
一方、スイッチング制御方式のＡＣ−ＤＣコンバータにおいては、ソフトスタートによるスイッチング素子の停止信号、通常制御動作におけるスイッチング素子の停止信号、または過電流保護によるスイッチング素子の停止信号のいずれも発生しなかった時に、スイッチング素子の駆動パルスのデューティ（Ｔon／Ｔcycle）に最大値（例えば８５％〜９０％）を設定し、駆動パルスが最大デューティを超えないように制限をかけることが行われている（Ｔonはオン時間、Ｔcycleは１周期の時間）。

特開２００５−３４１７３０号公報 特開平０６−６２５６４号公報

しかしながら、電流検出用端子の電圧を監視して出力電圧制御を行うように構成したＡＣ−ＤＣコンバータにおいては、電流検出用抵抗の両端子間または電流検出端子−接地点間が短絡すると、一次側に流れる電流が増加しても電流検出端子の電位が上昇しないため出力電圧制御が働かず、スイッチング素子が本来のオフタイミングでオフせず、駆動パルスが最大デューティになってオフされることとなる。

そのため、一次側の電流は、通常の電圧制御状態であれば図７（Ａ）に示すようにオフタイミングを発生するコンパレータの比較電圧Ｖcspに相当する電流値Ｉcspに達するとスイッチング素子がオフされることで０になるものが、上記のような短絡状態では図７（Ｂ）に示すように、電流値Ｉcspを超えて増加してしまう。そして、駆動パルスの最大デューティに対応するオン時間ＴonMAXを経過した後にスイッチング素子がオフされるものの、一次側巻線に蓄積されたエネルギーの二次側への放出が完了する前に次のサイクルのオン期間が開始されるため、オフ期間が非常に短くなって一次側巻線にさらに大きな電流が流れるようになり、スイッチング素子などのデバイスに過大なストレスがかかりダメージを与えてしまうという課題がある。

なお、チョッパ方式のスイッチングレギュレータにおいて、電流検出用抵抗の端子間電圧を検出する回路を設け、両端間電圧が０Ｖになったことを検出した場合に基準電圧発生回路の出力を低下させることで、スイッチング制御回路の動作を停止させるようにした発明が提案されている（特許文献２参照）。
しかし、特許文献２に開示されている発明は、ＡＣ−ＤＣコンバータではなくスイッチングレギュレータ（ＤＣ−ＤＣコンバータ）の発明であり本発明とは対象が異なるとともに、電流検出端子と接地点との間が短絡した場合の停止動作について開示していないため、電流検出端子の短絡によるデバイスの破壊を防止することができない。また、電源投入直後の電流検出用抵抗の端子間電圧は０であるので、電流検出用抵抗の両端子間が短絡していなくても回路起動時に過電流保護機能が働いてしまうという問題もある。

本発明は上記のような背景の下になされたもので、その目的とするところは、電圧変換用のトランスを備え一次側巻線に流れる電流をオン、オフして出力を制御する絶縁型直流電源装置において、電流検出用抵抗が短絡したり電流検出端子と接地点との間が短絡した場合に、速やかに一次側巻線に電流が流れないようにしてスイッチング素子などのデバイスがダメージを受けるのを防止することができる技術を提供することにある。

上記目的を達成するため本発明は、
電圧変換用のトランスと、該トランスの一次側巻線に間欠的に電流を流すためのスイッチング素子と、前記トランスの一次側巻線に流れる電流に比例した電圧と前記トランスの二次側からの出力電圧検出信号が入力されることで前記スイッチング素子をオン、オフ制御する駆動パルスを生成し出力する電源制御回路とを有する絶縁型直流電源装置であって、
前記電源制御回路は、
前記スイッチング素子を周期的にオンさせるタイミングを与えるクロック信号を発生するクロック生成回路と、
前記トランスの一次側巻線に流れる電流に比例した電圧と前記トランスの二次側からの出力電圧検出信号に基づいて前記スイッチング素子をオフさせるタイミングを与える電圧／電流制御回路と、
前記駆動パルスのデューティが予め定めた所定の最大デューティに達すると前記駆動パルスを強制的に立ち下げるための信号を生成するデューティ制限回路と、
を備え、所定の第１の条件と第２の条件が成立した場合に、前記電源制御回路が前記スイッチング素子をオン、オフ制御する前記駆動パルスの生成を前記クロック生成回路によるクロック信号の生成動作を停止することで停止し、または前記電源制御回路が前記スイッチング素子をオフ状態に固定する前記駆動パルスを生成して、前記スイッチング素子のオン、オフ制御動作を停止するものであり、
前記第１の条件は前記出力電圧検出信号が入力される端子の電圧が所定の電圧以下であることであり、
前記第２の条件は、前記駆動パルスのデューティが予め定めた所定の最大デューティに達したこと、または前記デューティ制限回路から出力される前記駆動パルスを強制的に立ち下げるための信号以外の駆動パルス立下げ信号のいずれも生成されていないこと、とした。

上記した構成によれば、最大デューティ制限動作が開始した後、フィードバック端子の電圧が所定のしきい値電圧以下になると発振器の動作が停止されるため、電流検出用抵抗が短絡したり電流検出端子と接地点との間が短絡した場合に、速やかに一次側巻線に電流が流れないようにしてスイッチング素子などのデバイスがダメージを受けるのを防止することができる。

ここで、前記電源制御回路は、前記デューティ制限回路により生成された信号によって前記駆動パルスのデューティが前記最大デューティに制限されていることを検出する最大デューティ検出回路を備え、
前記第２の条件は、前記駆動パルスのデューティが予め定めた所定の最大デューティに達したこと、とする。

あるいは、前記電源制御回路は、前記一次側巻線に流れる電流に比例した電圧と比較電圧とを比較して前記トランスの二次側の過電流状態を検出するための過電流検出回路を備え、
前記第２の条件は、前記電圧／電流制御回路から出力される信号と、前記過電流検出回路から出力される信号のいずれも生成されていないこと、としてもよい。

また、前記電源制御回路は、電源投入時に一次側巻線に過大な電流が流れないように徐々に一次側電流を増加させるためのソフトスタート回路を備え、
前記第２の条件は、前記電圧／電流制御回路から出力される信号と、前記ソフトスタート回路から出力される信号のいずれも生成されていないこと、とする。

さらに、前記電源制御回路は、電源投入時に一次側巻線に過大な電流が流れないように徐々に一次側電流を増加させるためのソフトスタート回路を備え、
前記第２の条件は、前記電圧／電流制御回路から出力される信号、前記過電流検出回路から出力される信号、前記ソフトスタート回路から出力される信号のいずれも生成されていないこと、としてもよい。

本発明によれば、電圧変換用のトランスを備え一次側巻線に流れる電流をオン、オフして出力を制御する絶縁型直流電源装置において、電流検出用抵抗が短絡したり一次側制御回路（ＩＣ）の電流検出端子と接地点との間が短絡した場合に、速やかに一次側巻線に電流が流れないようにしてスイッチング素子などのデバイスがダメージを受けるのを防止することができるという効果がある。

本発明に係る絶縁型直流電源装置としてのＡＣ−ＤＣコンバータの一実施形態を示す回路構成図である。 図１のＡＣ−ＤＣコンバータにおけるトランスの一次側制御回路（電源制御用ＩＣ）の構成例を示すブロック図である。 実施例の電源制御用ＩＣにおける通常動作時の電流検出端子ＣＳの電圧Ｖcsの変化の様子を示す波形図である。 実施例の電源制御用ＩＣにおける電流検出抵抗もしくはＩＣの電流検出端子とＧＮＤが短絡した時の１次側電流と出力電圧Ｖoutとフィードバック電圧ＶFBの変化の様子を示す波形図である。 電源制御用ＩＣの第２の実施例を示すブロックである。 第２の実施例の電源制御用ＩＣ内部における各種リセット信号の生成の様子を示すタイミングチャートである。 従来のＡＣ−ＤＣコンバータにおける正常時とＣＳ端子短絡時の１次側電流の変化の様子を示す波形図である。

以下、本発明の好適な実施形態を図面に基づいて説明する。
図１は、本発明を適用した絶縁型直流電源装置としてのＡＣ−ＤＣコンバータの一実施形態を示す回路構成図である。

この実施形態のＡＣ−ＤＣコンバータは、コモンモードコイルなどからなるノイズ遮断用のフィルタ１１と、交流電圧（ＡＣ）を整流し直流電圧に変換するダイオード・ブリッジ回路１２と、整流後の電圧を平滑する平滑用コンデンサＣ１と、一次側巻線Ｎｐと二次側巻線Ｎｓおよび補助巻線Ｎｂとを有する電圧変換用のトランスＴ１と、このトランスＴ１の一次側巻線Ｎｐと直列に接続されたＮチャネルＭＯＳＦＥＴからなるスイッチングトランジスタＳＷと、該スイッチングトランジスタＳＷを駆動する電源制御回路１３を有する。この実施形態では、電源制御回路１３は、単結晶シリコンのような１個の半導体チップ上に半導体集積回路（以下、電源制御用ＩＣと称する）として形成されている。

上記トランスＴ１の二次側には、二次側巻線Ｎｓと直列に接続された整流用ダイオードＤ２と、このダイオードＤ２のカソード端子と二次側巻線Ｎｓの他方の端子との間に接続された平滑用コンデンサＣ２とが設けられ、一次側巻線Ｎｐに間歇的に電流を流すことで二次側巻線Ｎｓに誘起される交流電圧を整流し平滑することによって、一次側巻線Ｎｐと二次側巻線Ｎｓとの巻線比に応じた直流電圧Ｖoutを出力する。

さらに、トランスＴ１の二次側には、一次側のスイッチング動作で生じたスイッチングリップル・ノイズ等を遮断するためのフィルタを構成するコイルＬ３およびコンデンサＣ３が設けられているとともに、出力電圧Ｖoutを検出するための検出回路１４と、該検出回路１４に接続され検出電圧に応じた信号を一次側の電源制御回路１３へ伝達するフォトカプラの発光側素子としてのフォトダイオード１５ａが設けられている。そして、一次側には、上記電源制御用ＩＣ１３のフィードバック端子ＦＢと接地点との間に接続され上記検出回路１４からの信号を受信する受光側素子としてのフォトトランジスタ１５ｂが設けられている。

また、この実施形態のＡＣ−ＤＣコンバータの一次側には、上記補助巻線Ｎｂと直列に接続された整流用ダイオードＤ０と、このダイオードＤ０のカソード端子と接地点ＧＮＤとの間に接続された平滑用コンデンサＣ０とからなる整流平滑回路が設けられ、該整流平滑回路で整流、平滑された電圧が上記電源制御用ＩＣ１３の電源電圧端子ＶＤＤに印加されている。これとともに、ダイオード・ブリッジ回路１２で整流される前の電圧（または整流された後の直流電圧）が、ダイオードＤ１および抵抗Ｒ１を介して電源制御用ＩＣ１３の高圧起動端子ＨＶに印加され、電源起動時の補助巻線Ｎｂに電圧が誘起される前に電源制御用ＩＣ１３を動作させることができるように構成されている。

さらに、本実施形態においては、スイッチングトランジスタＳＷのソース端子と接地点ＧＮＤとの間に電流検出用の抵抗Ｒｓが接続されているとともに、スイッチングトランジスタＳＷと電流検出用抵抗ＲｓとのノードＮ１と電源制御用ＩＣ１３の電流検出端子ＣＳとの間に抵抗Ｒ２が接続されている。さらに、電源制御用ＩＣ１３の電流検出端子ＣＳと接地点との間にはコンデンサＣ４が接続され、抵抗Ｒ２とコンデンサＣ４によりローパスフィルタが構成されるようになっている。

次に、上記電源制御用ＩＣ１３の具体的な構成例について説明する。
（第１実施例）
本実施例の電源制御用ＩＣ１３は、スイッチングトランジスタＳＷをオン、オフする駆動パルスのデューティ（Ｔon／Ｔcycle）が予め決められた最大デューティに達することで最大デューティ制限機能が働きかつ二次側からのフィードバック信号が入力される端子ＦＢの電圧ＶFBが所定の電位以下に下がった場合に、発振器の動作を強制的に停止させることで、電流検出用抵抗の短絡や電流検出端子−接地間の短絡によりデバイスがダメージを受けるのを防止するように構成されている。

制御用ＩＣが駆動パルスの最大デューティ制限機能を有しており、電流検出用抵抗の両端子間や電流検出端子−接地間が短絡された場合、電流検出端子ＣＳの電位が下がる（０Ｖとなる）ため、一次側スイッチングトランジスタＳＷのオン時間は制御用ＩＣが持つ最大デューティによって決まることとなるが、この様な状態はＡＣ電源をオフして、電源装置のバルクコンデンサ電圧が低下した時にも起こり得る（ただし、このとき制御用ＩＣのフィードバック端子電圧は低下しない）。
また、電流検出用抵抗の両端子間や電流検出端子−接地間が短絡された場合、最大デューティ制限機能によって一次側スイッチングトランジスタＳＷがオフされた後に、二次側の平滑コンデンサに過大なエネルギーが蓄えられ、その結果二次側出力電圧は上昇する。そのため、二次側からフォトダイオードに大きな電流が流れ、制御用ＩＣのフィードバック端子の電圧は急速に低下することとなる。ただし、このようにフィードバック端子電圧が低下する状態は電源の通常動作において負荷が軽い時にも起き得る。

したがって、前述の最大デューティ制限機能の発動とフィードバック端子電圧の急速な低下という２つの条件がそれぞれ単独で成立した場合には、電流検出抵抗の両端子間や電流検出端子−接地間が短絡されたとみなすことは出来ないが、この両者の条件が同時に成立した時には電流検出抵抗の両端子間や電流検出端子−接地間が短絡されたと判定することが出来る。
本実施形態の電源制御用ＩＣ１３は、このような知見に基づいて電源装置を安全に停止させるように構成したもので、電源制御用ＩＣ１３内に、フィードバック信号が入力される端子ＦＢの電圧ＶFBを監視する短絡監視用コンパレータと、最大デューティの駆動パルスが生成されたことを検出する最大デューティ検出回路と、該検出回路の出力との論理積をとる論理回路（ＡＮＤゲート）とを設け、該ＡＮＤゲートの出力に基づいて発振器の動作を停止させることとした。

図２には、本実施形態の電源制御用ＩＣ１３の構成例が示されている。
図２に示すように、本実施例の電源制御用ＩＣ１３は、フィードバック端子ＦＢの電圧ＶFBに応じた周波数で発振する発振器３１と、該発振器３１で生成された発振信号に基づいて一次側スイッチングトランジスタＳＷをオンさせるタイミングを与えるクロック信号ＣＫを生成するワンショットパルス生成回路のような回路からなるクロック生成回路３２と、クロック信号ＣＫによってセットされるＲＳ・フリップフロップ３３と、該フリップフロップ３３の出力に応じてスイッチングトランジスタＳＷの駆動パルスON/OFFを生成するドライバ（駆動回路）３４を備える。

また、電源制御用ＩＣ１３は、電流検出端子ＣＳに入力されている電圧Ｖcsを内部回路に適した電位にシフトするレベルシフト回路３５と、レベルシフト回路３５によりシフトされた電位Ｖcs’と過電流状態の監視のための比較電圧（スレッシホールド電圧）Ｖcspとを比較する電圧比較回路としてのコンパレータ３６ａと、レベルシフト回路３５によりシフトされた電位Ｖcs’とフィードバック端子ＦＢの電圧ＶFBとを比較するコンパレータ３６ｂと、コンパレータ３６ａと３６ｂの出力の論理和をとるＯＲゲートＧ１を備え、ＯＲゲートＧ１の出力が上記フリップフロップ３３のリセット端子に入力されることで、スイッチングトランジスタＳＷをオフさせるタイミングを与えるように構成されている。なお、外部端子ＦＢと内部電源電圧端子と間にはプルアップ抵抗が設けられており、フォトトランジスタ１５ｂに流れる電流は該抵抗によって電圧に変換される。

さらに、本実施例の電源制御用ＩＣ１３には、上記クロック生成回路３２から出力されるクロック信号ＣＫに基づいて、駆動パルスON/OFFのデューティ（Ｔon／Ｔcycle）が予め規定された最大値（例えば８５％〜９０％）を超えないように制限をかけるための最大デューティリセット信号を生成するデューティ制限回路３７と、上記フリップフロップ３３の出力を監視してパルスが最大デューティに達したか否か検出するための最大デューティ検出回路３９とが設けられており、デューティ制限回路３７から出力される最大デューティリセット信号を、ＯＲゲートＧ２を介して上記フリップフロップ３３に供給してパルスが最大デューティに達した場合にはその時点でリセットさせることでスイッチングトランジスタＳＷを直ちにオフさせる。

また、本実施例の電源制御用ＩＣ１３には、フィードバック信号が入力される端子ＦＢの電圧ＶFBを監視する短絡監視用コンパレータ３８と、該コンパレータ３８の出力と上記最大デューティ検出回路３９から出力される検出信号との論理積をとるＡＮＤゲートＧ３と、該ＡＮＤゲートＧ３の出力をラッチするラッチ回路ＬＴが設けられ、該ラッチ回路ＬＴの出力によって発振器３１の動作を停止させることができるように構成されている。
短絡監視用コンパレータ３８は、フィードバック端子ＦＢの電圧ＶFBと所定のしきい値電圧ＶthFBとを比較して、電圧ＶFBがしきい値電圧ＶthFBよりも低くなるとハイレベルの信号を出力する。なお、図２の実施例では、ラッチ回路ＬＴの出力によって発振器３１の動作を停止させるようにしているが、ラッチ回路ＬＴの出力によって駆動回路３４から出力される駆動パルスON/OFFをロウレベル（OFF）に固定させるように構成しても良い。

最大デューティ検出回路３９は、例えばフリップフロップ３３に供給されるクロックＣＫよりも充分に高い周波数のクロックでフリップフロップ３３の出力パルス（＝駆動パルスON/OFF）の周期Ｔcycleとオン時間Ｔonを計時するカウンタと、計時された周期Ｔcycleとオン時間Ｔonとからオンデューティ（Ｔon／Ｔcycle）に相当する電圧を生成する回路と、該回路で生成された電圧と所定の比較電圧とを比較するコンパレータによって実現することができる。周期Ｔcycleは発振器３１の出力またはクロック生成回路３２の出力から取得するようにしてもよい。

次に、本実施例の電源制御用ＩＣ１３の動作について説明する。
本実施例の電源制御用ＩＣ１３は、二次側の電流が定格負荷電流または最大負荷電流以下である通常状態においては、図３に示すように、電流検出端子ＣＳの電圧Ｖcs（三角波または台形波）をレベルシフトした電位Ｖcs’のピーク値が比較電圧Ｖcspよりも低く、コンパレータ３６ａの出力はロウレベルである（過電流保護機能は働かない）。そして、電流検出端子ＣＳの電圧Ｖcsをレベルシフトした電位Ｖcs’が端子ＦＢの入力電圧ＶFBよりも高くなると、コンパレータ３６ｂの出力がハイレベルに変化してＯＲゲートＧ１，Ｇ２を介してフリップフロップ３３をリセットさせることで、スイッチングトランジスタＳＷをオフさせる。なお、発振器３１の発振信号に基づいてクロック生成回路３２で生成されたクロックＣＫがフリップフロップ３３のセット端子に入力されており、発振器３１の発振信号がスイッチングトランジスタＳＷをオンさせるタイミングを与えている。

また、出力電圧Ｖoutが低いほど図１のフォトカプラの発光側素子としてのフォトダイオード１５ａの順方向電流が減少し、そのために受光側素子としてのフォトトランジスタ１５ｂのコレクタ電流も減少する。その結果、フィードバック端子ＦＢの電圧ＶFBが上昇するため、該電圧ＶFBと電流検出端子ＣＳの電圧Ｖcsをレベルシフトした電位Ｖcs’とを比較してＳＷのオフタイミングを与えるコンパレータ３６ｂの判定レベルも上昇する。この結果、フリップフロップ３３をリセットさせるタイミングが遅くなって駆動パルスのパルス幅が大きくなり、一次側ピーク電流及び平均電流が増大して、出力電圧Ｖoutが高くなる方向に作用する。この様にしてＶoutが一定にされるフィードバック制御（ＰＷＭ制御）が行われる。

一方、二次側の電流が定格負荷電流を超えた通常の過電流状態になると、電流検出端子ＣＳの電圧Ｖcsをレベルシフトした電位Ｖcs’が比較電圧（スレッシホールド電圧）Ｖcspよりも高くなり、コンパレータ３６ａの出力がハイレベルに変化してＯＲゲートＧ１，Ｇ２を介してフリップフロップ３３をリセットさせることで、スイッチングトランジスタＳＷをオフさせる。その結果、一次側の電流が制限され、出力電圧Ｖoutが低下することとなる。
なお、上記実施例の電源制御用ＩＣ１３では、コンパレータ３６ａの出力を、ＯＲゲートＧ１，Ｇ２を介してフリップフロップ３３のリセット端子に供給しているが、コンパレータ３６ａの出力を直接ドライバ（駆動回路）３４へ供給して、過電流状態を検出した場合にスイッチングトランジスタＳＷをオフさせるように構成してもよい。

次に、電流検出抵抗Ｒｓの両端子間または電流検出端子−接地間（ＣＳ−ＧＮＤ）が短絡した場合を考える。
図４には、電流検出抵抗Ｒｓの両端子間または電流検出端子−接地間（ＣＳ−ＧＮＤ）が短絡した場合の一次側巻線の電流と、出力電圧Ｖoutと、フィードバック端子ＦＢの電圧ＶFBの変化の様子が示されている。短絡が発生すると電流検出端子ＣＳの電圧Ｖcsは０となるため、電源制御用ＩＣ１３は最大デューティでスイッチングトランジスタＳＷを駆動させるようになる。そのため、図４に示すように、一次側電流は過電流検出レベルＶcspに相当する電流値Ｉcspを超えて増加してしまう。

そして、最大デューティ制限機能が働き、それによって一次側スイッチングトランジスタＳＷがオフされるものの、オフ期間が非常に短くなる為に、一次側巻線に蓄積されたエネルギーの二次側への放出が完了する前に次のサイクルのオン期間が開始されて一次側巻線にさらに大きな電流が流れるようになり、二次側の平滑コンデンサに過大なエネルギーが蓄えられ、その結果、二次側出力電圧Ｖoutが急速に上昇して、フィードバック端子ＦＢの電圧ＶFBが急速に低下する。
そのため、上記のようにコンパレータ３８とＡＮＤゲートＧ３とが設けられていると、最大デューティ制限動作が開始した後、フィードバック端子ＦＢの電圧ＶFBがしきい値電圧ＶthFB以下になるタイミングｔ１の時点で発振器３１の動作が停止される。その結果、その後は一次側電流が流れないようになり、スイッチングトランジスタＳＷやその他のデバイスがダメージを受けるのを防止することができる。

（第２実施例）
次に、図５および図６を用いて、第２の実施例について説明する。
第２の実施例の電源制御用ＩＣ１３は、図５に示すように、ソフトスタート回路４０を備えている場合に適用して有効な実施例である（なお、上記第１の実施例でも、ソフトスタート回路を備えていてもよい）。ソフトスタート回路は、フィードバック端子ＦＢや電流検出端子ＣＳに有意な電圧ＶFB，Ｖcsが発生していない電源投入時に、一次側巻線に過大な電流が流れないように徐々に一次側電流を増加させるようにフリップフロップ３３をリセットさせる信号ＲＳssを生成する。かかるソフトスタート回路は、従来より公知の回路であり本実施例においては公知のソフトスタート回路を利用することができるので具体的な回路の図示および説明は省略する。

上記ソフトスタート回路４０で生成されたリセット信号ＲＳssは、例えば前記コンパレータ３６ａ，３６ｂの後段のＯＲゲートＧ１の出力信号との論理和をとるＯＲゲートＧ４を介してフリップフロップ３３のリセット端子へ供給するように構成することができる。
本実施例では、上記ソフトスタートリセット信号ＲＳssと、過電流保護用のコンパレータ３６ａの出力ＲＳocpと、フィードバック制御用のコンパレータ３６ｂの出力ＲＳfbと、フィードバック端子電圧ＶFBがしきい値電圧ＶthFB以下であるか否か判別するコンパレータ３８の出力Ｊとを監視して、ソフトスタートリセット信号ＲＳssと過電流保護コンパレータ３６ａの出力とフィードバック制御用コンパレータ３６ｂの出力のいずれもが入力されず、かつ、ＦＢ端子電圧がＶthFB以下になった時に発振器３１の動作を停止させるＣＳ端子短絡判定回路４１が設けられている。

図６には、第２の実施例の電源制御用ＩＣ１３における各部の電圧や信号の変化が示されている。図６において、（Ａ）はフィードバック端子ＦＢの電圧ＶFB、（Ｂ）は電流検出端子ＣＳのピーク電圧Ｖcsp、（Ｃ）はコンパレータ３６ｂの出力で通常動作（電圧／電流制御）において制御用ＩＣ内部で生成される一次側スイッチングトランジスタＳＷをオフさせるためのリセット信号ＲＳfb、（Ｄ）は過電流保護用のコンパレータ３６ａの出力であり負荷電流が過電流状態になった時にスイッチングトランジスタＳＷをオフさせるためのリセット信号ＲＳocp、（Ｅ）はソフトスタート回路４１から出力されるリセット信号ＲＳss、（Ｆ）はデューティ制限回路３７から出力される最大デューティリセット信号ＲＳmdである。
また、図６において、Ｖocpは過電流保護レベル、ｔ１は起動（ソフトスタート開始）タイミング、ｔ２はソフトスタートから通常動作への切替えタイミング、ｔ３は過電流検出タイミングである。

上記（Ｆ）の最大デューティリセット信号ＲＳmdは駆動パルスの１周期毎に出力されており、かつ電流検出抵抗Ｒｓの両端子間または電流検出端子−接地間が短絡されても生成され続ける。一方、上記(Ｃ)〜(Ｅ)のリセット信号は、図６に示すようにそのいずれかが１周期内に必ず生成されるが、上記短絡が発生した場合にはこれら信号はいずれも生成されなくなる。したがって、１周期内にこれらのいずれのリセット信号も生成されないことを検出すれば、これをＣＳ端子の短絡判定条件として使うことができる。
そこで、本実施例では、上記のようにＣＳ端子短絡判定回路４１を設けていずれのリセット信号も検出できずかつＦＢ端子電圧ＶFBがしきい値電圧ＶthFB以下になった場合に、発振器３１の動作を停止させることとした。

以上本発明者によってなされた発明を実施形態に基づき具体的に説明したが、本発明は前記実施形態に限定されるものではない。例えば、前記第２実施例では、過電流検出用コンパレータ３６ａおよびソフトスタート回路４０を備えた電源制御用ＩＣについて説明したが、電源制御用ＩＣに過電流保護機能やソフトスタート機能がない場合も適用することができる。例えば、両機能ともない場合には、図６（Ｃ）の信号（コンパレータ３６ｂからリセット信号ＲＳfb）が出力されないことを条件として、またソフトスタート機能と過電流保護機能のいずれか一方がある場合は上記信号（Ｃ）と（Ｄ）、または信号（Ｃ）と（Ｅ）を監視してそれぞれいずれのリセット信号も生成されていないことを条件として、電流検出用端子ＣＳの短絡の判定を行うように構成することができる。

また、前記実施形態では、トランスの一次側巻線に間歇的に電流を流すスイッチングトランジスタＳＷを、電源制御用ＩＣ１３とは別個の素子としているが、このスイッチングトランジスタＳＷを電源制御用ＩＣ１３に取り込んで、１つの半導体集積回路として構成してもよい。
さらに、前記実施形態では、本発明をフライバック方式のＡＣ−ＤＣコンバータを構成する一次側の電源制御用ＩＣに適用した場合について説明したが、本発明はフォワード型や疑似共振型のＡＣ−ＤＣコンバータを構成する電源制御用ＩＣにも適用することができる。

１２ ダイオード・ブリッジ回路（整流回路）
１３ 電源制御回路（電源制御用ＩＣ）
１４ 二次側検出回路（検出用ＩＣ）
１５ａ フォトカプラの発光側ダイオード
１５ｂ フォトカプラの受光側トランジスタ
３１ 発振回路
３２ クロック生成回路
３４ ドライバ（駆動回路）
３６ａ 過電流検出用コンパレータ（過電流検出回路）
３６ｂ 電圧／電流制御用コンパレータ（電圧／電流制御回路）
３７ デューティ制限回路
３８ ＣＳ端子短絡検出用コンパレータ（端子電圧監視回路）
３９ 最大デューティ検出回路

Claims (5)

1. 電圧変換用のトランスと、該トランスの一次側巻線に間欠的に電流を流すためのスイッチング素子と、前記トランスの一次側巻線に流れる電流に比例した電圧と前記トランスの二次側からの出力電圧検出信号が入力されることで前記スイッチング素子をオン、オフ制御する駆動パルスを生成し出力する電源制御回路とを有する絶縁型直流電源装置であって、
   前記電源制御回路は、
   前記スイッチング素子を周期的にオンさせるタイミングを与えるクロック信号を発生するクロック生成回路と、
   前記トランスの一次側巻線に流れる電流に比例した電圧と前記トランスの二次側からの出力電圧検出信号に基づいて前記スイッチング素子をオフさせるタイミングを与える電圧／電流制御回路と、
   前記駆動パルスのデューティが予め定めた所定の最大デューティに達すると前記駆動パルスを強制的に立ち下げるための信号を生成するデューティ制限回路と、
   を備え、所定の第１の条件と第２の条件が成立した場合に、前記電源制御回路が前記スイッチング素子をオン、オフ制御する前記駆動パルスの生成を前記クロック生成回路によるクロック信号の生成動作を停止することで停止し、または前記電源制御回路が前記スイッチング素子をオフ状態に固定する前記駆動パルスを生成して、前記スイッチング素子のオン、オフ制御動作を停止するものであり、
   前記第１の条件は前記出力電圧検出信号が入力される端子の電圧が所定の電圧以下であることであり、
   前記第２の条件は、前記駆動パルスのデューティが予め定めた所定の最大デューティに達したこと、または前記デューティ制限回路から出力される前記駆動パルスを強制的に立ち下げるための信号以外の駆動パルス立下げ信号のいずれも生成されていないことであることを特徴とする絶縁型直流電源装置。
2. 前記電源制御回路は、前記デューティ制限回路により生成された信号によって前記駆動パルスのデューティが前記最大デューティに制限されていることを検出する最大デューティ検出回路を備え、
   前記第２の条件は、前記駆動パルスのデューティが予め定めた所定の最大デューティに達したことであることを特徴とする請求項１に記載の絶縁型直流電源装置。
3. 前記電源制御回路は、前記一次側巻線に流れる電流に比例した電圧と比較電圧とを比較して前記トランスの二次側の過電流状態を検出するための過電流検出回路を備え、
   前記第２の条件は、前記電圧／電流制御回路から出力される信号と、前記過電流検出回路から出力される信号のいずれも生成されていないことであることを特徴とする請求項１に記載の絶縁型直流電源装置。
4. 前記電源制御回路は、
   電源投入時に一次側巻線に過大な電流が流れないように徐々に一次側電流を増加させるためのソフトスタート回路を備え、
   前記第２の条件は、前記電圧／電流制御回路から出力される信号と、前記ソフトスタート回路から出力される信号のいずれも生成されていないことであることを特徴とする請求項１に記載の絶縁型直流電源装置。
5. 前記電源制御回路は、
   電源投入時に一次側巻線に過大な電流が流れないように徐々に一次側電流を増加させるためのソフトスタート回路を備え、
   前記第２の条件は、前記電圧／電流制御回路から出力される信号、前記過電流検出回路から出力される信号、前記ソフトスタート回路から出力される信号のいずれも生成されていないことであることを特徴とする請求項３に記載の絶縁型直流電源装置。

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