CN111066235B - 电源装置、电源控制装置、以及电源控制方法 - Google Patents

电源装置、电源控制装置、以及电源控制方法 Download PDF

Info

Publication number
CN111066235B
CN111066235B CN201980004142.6A CN201980004142A CN111066235B CN 111066235 B CN111066235 B CN 111066235B CN 201980004142 A CN201980004142 A CN 201980004142A CN 111066235 B CN111066235 B CN 111066235B
Authority
CN
China
Prior art keywords
voltage
frequency
power supply
soft start
output
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201980004142.6A
Other languages
English (en)
Other versions
CN111066235A (zh
Inventor
丸山宏志
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Fuji Electric Co Ltd
Original Assignee
Fuji Electric Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Fuji Electric Co Ltd filed Critical Fuji Electric Co Ltd
Publication of CN111066235A publication Critical patent/CN111066235A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN111066235B publication Critical patent/CN111066235B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/36—Means for starting or stopping converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/21—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/217—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0006—Arrangements for supplying an adequate voltage to the control circuit of converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • H02M1/325—Means for protecting converters other than automatic disconnection with means for allowing continuous operation despite a fault, i.e. fault tolerant converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Power Conversion In General (AREA)

Abstract

本发明提供一种电源装置，所述电源装置包括：电压转换部，该电压转换部通过脉冲宽度调制将输入电压转换为输出电压；频率降低电路，该频率降低电路根据在电压转换部的通常动作中检测到过负载这一情况，来降低脉冲宽度调制的频率；以及频率设定电路，该频率设定电路将在启动电压转换部的情况下使用的脉冲宽度调制的频率设定为比对应于过负载的最低频率高的频率。此外，提供了与电源装置有关的电源控制装置和电源控制方法。

Description

电源装置、电源控制装置、以及电源控制方法
技术领域
本发明涉及电源装置、电源控制装置、以及电源控制方法。
背景技术
以往，已知通过脉冲宽度调制(PWM:Pulse Width Modulation)将输入电压转换为输出电压的开关电源装置(参照专利文献1)。专利文献1中记载的开关电源装置具有在过负载时降低开关频率并且使输出电流下降的电流下降功能(参照专利文献1的段落0008～0009)。在开关电源装置启动时，该开关电源装置强制设定过负载模式(参照段落0025)。由此，该开关电源装置在启动中途检测到过负载状态并且从通常模式转移到过负载模式的结果是，防止随着开关频率的急剧下降，输出电压的上升变得不稳定(参照段落0013～0014)。
专利文献1：日本专利特开2014-131380号公报
发明所要解决的技术问题
专利文献1的开关电源装置用电容器将切换开关元件Q的驱动信号OUT滤波，得到与导通占空比成比例的VF电压。接着，开关电源装置在VF电压为低电压的情况下减少开关频率(参照段落0007)。在此，为了使开关频率稳定，例如在专利文献1中，期望使影响开关频率的参数稳定，例如使得对VF电压进行滤波的电容器的电容增加等。但是，若使这些参数稳定，则使得在开关电源装置启动时强制设定的过负载模式下的开关频率的上升变慢，结果造成启动时间变长，或根据开关电源装置的负载，可能因电源供给不足导致启动失败。
发明内容
在本发明的第1方式中，提供一种电源装置。电源装置可包括通过脉冲宽度调制来将输入电压转换为输出电压的电压转换部。电源装置可包括频率降低电路，该频率降低电路根据电压转换部的通常动作中检测到过负载这一情况，来降低脉冲宽度调制的频率。电源装置可包括频率设定电路，该频率设定电路将在启动电压转换部的情况下使用的脉冲宽度调制的频率设定为比对应于过负载的最低频率高的频率。
电压转换部可具有变压器。电压转换部可包括开关元件，该开关元件通过脉冲宽度调制来驱动并且切换是否向变压器的一次侧施加输入电压。电压转换部可具有整流电路，该整流电路从变压器的二次侧得到输出电压。
电源装置可包括输出电压检测电路，该输出电压检测电路检测输出电压。电源装置可包括过负载检测电路，该过负载检测电路根据检测到的输出电压小于下限输出电压这一情况，来检测电压转换部的过负载。
过负载检测电路可根据流过开关元件的电流超过上限电流这一情况，来检测电压转换部的过负载。
电源装置可包括软启动控制电压输出部，该软启动控制电压输出部输出用于通过软启动来启动电压转换部的软启动控制电压。电源装置可包括振荡器，该振荡器输出以脉冲宽度调制的频率来振荡的振荡信号。电源装置可包括脉冲宽度调制部，该脉冲宽度调制部输出与将软启动控制电压和振荡信号的电压相比较的结果对应的脉冲宽度的脉冲信号。
软启动控制电压输出部可输出通过在电压转换部的启动时利用软启动用电流对软启动用电容器进行充电而获得的软启动控制电压。
在电压转换部启动之前，软启动控制电压输出部可使比软启动用电流大的设定获取用电流流向连接到软启动用电容器的软启动端子。电源装置还包括设定电压判定电路，该设定电压判定电路判定与流过有设定获取用电流这一情况相对应的软启动端子的电压。频率设定电路可根据设定电压判定电路所判定的软启动端子的电压来设定在电压转换部的启动中的脉冲宽度调制的最低频率。
电源装置还包括设定用电阻，该设定用电阻与软启动用电容器串联地连接至软启动端子。
电源装置还可包括放电控制电路，该放电控制电路根据在电压转换部的启动中的脉冲宽度调制的最低频率被设定这一情况，来使软启动用电容器暂时放电。
振荡器可包括电容器。振荡器可包括充放电电路，该充放电电路通过向电容器提供充电电流来将与电容器的电压相对应的振荡信号上升到预定的上限电压，并且通过从电容器进行放电电流的放电来使得振荡信号下降至预定的下限电压。频率设定电路可通过控制充电电流和放电电流中的至少一方的电流量来设定脉冲宽度调制的最低频率。
在本发明的第2方式中，提供了一种电源控制装置，该电源控制装置控制电压转换部，该电压转换部通过脉冲宽度调制将输入电压转换为输出电压。电源装置可包括频率降低电路，该频率降低电路根据电压转换部的通常动作中检测到过负载这一情况来降低脉冲宽度调制的频率。电源控制装置可包括频率设定电路，该频率设定电路将在启动电压转换部的情况下使用的脉冲宽度调制的频率设定为比对应于过负载的最低频率高的频率。
电压转换部可具有变压器。电压转换部可包括开关元件，该开关元件通过脉冲宽度调制来驱动并且切换是否向变压器的一次侧施加输入电压。电压转换部可具有整流电路，该整流电路从变压器的二次侧得到输出电压。电压转换部可具有输出电压检测电路，该输出电压检测电路检测输出电压。电源控制装置还可包括过负载检测电路，该过负载检测电路根据通过输出电压检测电路检测到的输出电压小于下限输出电压这一情况，来检测电压转换部的过负载。
过负载检测电路可根据流过开关元件的电流超过上限电流这一情况，来检测电压转换部的过负载。
电源控制装置可包括软启动控制电压输出部，该软启动控制电压输出部输出用于通过软启动来启动电压转换部的软启动控制电压。电源控制装置可包括振荡器，该振荡器输出以脉冲宽度调制的频率来振荡的振荡信号。电源控制装置可包括脉冲宽度调制部，该脉冲宽度调制部输出与将软启动控制电压和振荡信号的电压相比较的结果对应的脉冲宽度的脉冲信号。
软启动控制电压输出部可输出通过在电压转换部的启动时利用软启动用电流对软启动用电容器进行充电而获得的软启动控制电压。
在电压转换部启动之前，软启动控制电压输出部可使比软启动用电流大的设定获取用电流流向连接到软启动用电容器的软启动端子。电源控制装置还包括设定电压判定电路，该设定电压判定电路判定与流过有设定获取用电流这一情况相对应的软启动端子的电压。频率设定电路可根据设定电压判定电路所判定的软启动端子的电压来设定在电压转换部的启动中的脉冲宽度调制的最低频率。
在本发明的第3方式中，提供了一种电源控制方法，该电源控制方法控制电压转换部，该电压转换部通过脉冲宽度调制将输入电压转换为输出电压。电源控制方法可根据检测到电压转换部的过负载这一情况来降低脉冲宽度调制的频率。电源控制方法可将在启动电压转换部的情况下使用的脉冲宽度调制的频率设定为比对应于过负载的最低频率高的频率。
另外，上述的发明内容并非列举了本发明的所有必要特征。此外，这些特征组的子组合也能成为本发明。
附图说明
图1示出了本实施方式所涉及的电源装置10的结构。
图2示出了本实施方式所涉及的电源IC1的结构。
图3示出了本实施方式所涉及的电源装置10的PWM控制波形。
图4示出了本实施方式所涉及的电源装置10的电流下降特性。
图5示出了本实施方式所涉及的设定电压判定电路245和CS放电控制电路250的结构。
图6将本实施方式所涉及的振荡器200的结构与频率降低电路215和频率设定电路220一并示出。
图7示出了生成本实施方式所涉及的频率降低电路215中的电流IA和电流IB的结构。
图8示出了本实施方式所涉及的频率降低电路215中使用的VF电压的转换电路。
图9示出了本实施方式所涉及的过负载检测电路210的结构。
图10示出了本实施方式的比较例的电源装置的启动时的动作波形。
图11示出了本实施方式所涉及的电源装置10的启动时的动作波形。
具体实施方式
以下，通过发明的实施方式来说明本发明，但以下的实施方式并非对权利要求所涉及的发明进行限定。此外，实施方式中说明的特征的所有组合并不是发明的解决方案所必须的。
图1示出了本实施方式所涉及的电源装置10的结构。电源装置10通过PWM控制将输入电压Vac转换为输出电压Vo。电源装置10具有在过负载时降低PWM频率并且使得输出电流下降的电流下降功能。本实施方式所涉及的电源装置10具有如下功能：将在电源装置10启动的情况下使用的PWM频率设定为比对应于通常动作中发生的过负载的最低频率高的频率。
在本实施方式中，电源装置10为将上述功能等添加到由本申请的申请人所提出申请的专利文献1中记载的开关电源装置的结构例。取而代之地，可通过将上述功能等添加到其他开关电源装置来实现电源装置10。以下，尽管将具体说明电源装置10和电源IC1的电路结构，但电源装置10和电源IC1的各部分可由安装以下说明的各部分的功能的其他电路来实现。
在本图所记载的范围内，电源装置10除了电阻Rset与电连接至电源IC1的CS端子的电容器C9串联电连接之外，与专利文献1的图5所示的结构相同。另外，在本申请说明书中，除非另有说明，以下“连接”是指“电连接”，并且意味着不限于元器件彼此直接电连接，也可以是其他元器件连接在其间的间接电连接。
电源装置10包括：AC-DC转换部100、电压转换部110、输出电压检测电路120、以及电压控制部130。AC-DC转换部100将输入的交流电压Vac转换为直流电压且提供到电压转换部110。AC-DC转换部100具有二极管电桥DS1以及电容器C7。二极管电桥DS1从2个交流输入端子接收交流电压Vac，并且对交流电压Vac进行全波整流且从2个直流输出端子(直流电压端子和接地端子)输出。电容器C7连接在二极管电桥DS1的直流电压端子与接地端子之间，对从二极管电桥DS1输出的电压进行滤波，并向电压转换部110输出。另外，在能从外部输入直流电压的情况下，电源装置10可不包括AC-DC转换部100。
电源转换部110通过PWM将输入电压转换为输出电压。电压转换部11具有变压器T1、开关元件Q1、电阻R6、吸收电路(电容器C16和电阻R19)、二极管D1、以及从变压器T1的二次侧得到输出电压Vo的整流电路(二极管DS2、二极管DS3、电抗器L1以及电容器C33)。
变压器T1具有一次绕组T1a和T1c、二次绕组T1b、以及辅助绕组T1d。图中附在各绕组上的黑圈表示绕组中相同极性的端部，在本实施方式中，各绕组上附有黑圈的一侧表示为第1端，第1端的相反侧表示为第2端。对于一次绕组T1a和一次绕组T1c，一次绕组T1a的第1端与一次绕组T1c的第2端共用化，该端部连接到AC-DC转换部100的直流电压端子。二次绕组T1b的第1端经由电压转换部110内的二极管DS2和电抗器L1连接到电压转换部110的正侧电压输出端子，第2端连接到电压转换部110的负侧电压输出端子。辅助绕组T1d的第1端经由电源控制部130内的二极管D4连接至电源IC1的电源端子(VCC端子)，第2端连接至电源控制部130的接地，辅助绕组T1b用于将电源电压提供给电源控制部130内的电源IC1。
开关元件Q1和电阻R6串联连接在一次绕组T1a的第2端与AC-DC转换部100的接地端子之间。开关元件Q1是N沟道MOS晶体管。取而代之地，开关元件Q1可为其他MOS晶体管或IGBT等。开关元件Q1的漏极-源极间通过电阻R6串联连接在一次绕组T1a的第2端与AC-DC转换部100的接地端子之间，由来自电源控制部130的驱动信号驱动栅极。由此，开关元件Q1由PWM驱动，并且切换是否将来自AC-DC转换部100内的电容器C7的输入电压施加到位于变压器的一次侧的一次绕组T1a。
电阻R6起到用于检测流过开关元件Q1的电流的电流检测电阻的作用。即，电阻R6使与从AC-DC转换部100的直流电压端子通过一次绕组T1a、开关元件Q1和电阻R6流向AC-DC转换部100的接地端子的电流相对应的电位差在R6产生。在本实施方式中，开关元件Q1和电阻R6之间的电位被使用作为电源控制部130的接地电位，即电源IC1的接地电位。由此，电阻R6将相对于电源IC1的接地电位的负电压提供至电源控制部130。
吸收电路包含电容器C16和电阻R19，并且抑制由于开关元件Q1的切换而由一次绕组T1a的电感所产生的尖峰状的高电压。
二极管D1的阳极连接到AC-DC转换部100的接地端子，并且阴极连接到一次绕组T1c的第1端。二极管D1和变压器T1的一次绕组T1c一并构成磁通复位电路，该磁通复位电路将在开关元件Q1断开之后残留在变压器T1中的磁能复位。
变压器T1的二次侧的整流电路从变压器的二次侧得到输出电压且作为电压转换部110的输出电压Vo输出。整流电路包含：二极管DS2，该二极管DS2的漏极-源极间电连接在变压器T1b的第1端与电压转换部110的正侧电压输出端子之间；二极管DS3，该二极管DS3连接在变压器T1b的第2端与二极管DS2的阴极之间；电抗器L1，该电抗器L1连接在二极管DS2的阴极与电压转换部110的正侧电压输出端子之间；和电容器C33，该电容器C33连接在电压转换部110的正侧电压输出端子和负侧电压输出端子之间，即连接在正侧电压输出端子与变压器T1b的第2端之间。
二极管DS2和二极管DS3对伴随开关元件Q1的切换而在二次绕组T1b产生的交替电压进行整流。电抗器L1和电容器C33对经整流的电压进行滤波并作为电压转换部110的输出电压Vo输出。
输出电压检测电路120连接到电压转换部110的正侧电压输出端子和负侧电压输出端子，检测从电压转换部110输出的输出电压Vo，并且将与输出电压Vo相对应的反馈信号发送到电源控制部130。输出电压检测电路120包含：电阻分压电路(电阻R26和R28)，该电阻分压电路(电阻R26和R28)串联连接在电压转换部110的正侧电压输出端子和负侧电压输出端子之间；分路调节器IC2、光电二极管PC1A和电阻R23，该分路调节器IC2、光电二极管PC1A和电阻R23串联连接在电压转换部110的负侧电压输出端子和正侧输出端子之间；以及电容器C25，该电容器C25连接在光电二极管PC1A和分路调节器IC2之间以及电阻R26和电阻R28之间。
电阻分压电路通过电阻R26和电阻R28对电压转换部110的输出电压Vo进行电阻分压。分路调节器IC2使与由电阻分压电路分压后的电压与在分路调节器IC2中设定的电压之差相对应的电流流动。光电二极管PC1A与电源控制部130内的光电晶体管PC1B成对构成光电耦合器。光电二极管PC1A将与流过分路调节器IC2的电流相对应的强度的光、即与输出电压Vo相对应的强度的光作为反馈信号照射向光电晶体管PC1B。电阻R23设定分路调节器IC2中的电压差和电流之间的关系。电容器C25为用于分路调节器IC2的相位补偿的电容器。
电源控制部130控制电压转换部110。电源控制部130具有:电阻R4、电容器C15、二极管D4、电阻R12、电阻R20和电阻R14、电容器C13、光电晶体管PC1B、电容器C14、电阻R9、电阻R11、电容器C10、和电阻R16、电容器C9、电阻Rset和电源IC1。
电阻R4连接在AC-DC转换部100的直流电压端子与电源IC1的电源端子VCC之间。电阻R4在电源装置10进行了电源接通时，使电流从AC-DC转换部100的直流电压端子流向与电源IC1的电源端子VCC连接的电容器C15，从而对电容器C15进行充电。由此，电阻R4在电源装置10的电源接通后的启动时提供电源IC1所必需的电源电力。
电容器C15连接在辅助绕组T1d的两端之间且在电源IC1的电源端子(VCC端子)和接地端子(GND端子)之间，并蓄积提供到电源IC1的电源电压。二极管D4的阳极电连接到辅助绕组T1d的第1端侧，阴极电连接到电源IC1的VCC端子侧，在电源IC1的动作开始后由流过一次绕组T1a的电流而在一次绕组T1d中产生的电压被提供到电容器C15。
电阻R12连接在电源IC1的RT端子和电源控制部130的接地之间，用于设定电源IC1的PWM频率。电阻R20和电阻R14串联连接到电阻R6中的开关元件Q1的相反侧的端子和电源控制部130的接地之间，对电阻R6的该端子的电压、即与流过开关元件Q1的电流相对应的电压进行电阻分压。电容器C13对由电阻R20和电阻R14分压后的电压进行滤波，并且作为流过开关元件Q1的电流的检测电压(也示出为“IS电压”)提供到电源IC1的IS端子。
光电晶体管PC1B连接在电源IC1的FB端子和电源控制部130的接地之间。光电晶体管PCIB从光电二级管PC1A接收具有与电压转换部110的输出电压Vo相对应的强度的光，并且将与光的强度相对应的电压的反馈信号提供到FB端子。该反馈信号随电压转换部110的输出电压Vo越高而变为越低的电压，随输出电压Vo越低而变为越高的电压。电容器C14连接在电源IC1的FB端子和电源IC1的接地之间，对反馈信号进行滤波。此外，电容器C14根据电源IC1启动而维持由电源IC1上拉的FB端子的电压(也示出为“FB电压”)，直到电压转换部110的输出电压Vo上升一定程度且电流开始流过光电晶体管PC1B为止。
电阻R9是连接在电源IC1的OUT端子和开关元件Q1的栅极之间的栅极电阻。电阻R11、电容器C10、和电阻R16对电源IC1从OUT端子输出的驱动信号进行滤波，并将随着导通占空比越大而变得越高的VF电压提供到电源IC1的VF端子。电阻R11和电阻R16连接在电源IC1的OUT端子和栅极之间，并对驱动信号进行电阻分压。电容器C10连接在电阻R11和电阻R16间与接地之间，通过蓄积经电阻分压的驱动信号来进行滤波，并向VF端子提供。
电容器C9电连接在电源IC1的CS端子和接地之间，并且通过在AC-DC转换部100启动后从放电状态逐渐充电，使电源IC1的CS端子(也示出为“软启动端子”)的电压(也示出为“CS电压”)逐渐上升。由于电容器C9用于使得电压转换部110软启动，因此也称为“软启动用电容器”。CS电压是用于通过软启动来启动电压转换部110的控制电压，也被示出为“软启动控制电压”。电源IC1用于通过对提供至电压转换部110的输出侧的电力进行软启动来逐渐提高CS电压。
电阻Rset是设定用电阻，其在电源IC1的CS端子与接地之间与电容器C9串联连接，并用于设定在启动电压转换部110的情况下使用的PWM频率。另外，虽然电源控制部130可采用不设置电阻Rset而通过电容器C9的电容来设定PWM频率的方法，但在这种情况下，CS电压的上升速度可根据PWM频率的设定而变化。
电源IC1接收提供到VCC端子和GND端子的电源电压，从OUT端子输出驱动开关元件Q1的驱动信号(也示出为“驱动信号OUT”)。电源IC1的主要功能如下。
(1)PWM控制功能
电源IC1基于提供到FB端子的反馈信号，通过对从OUT端子输出的驱动信号OUT的导通占空比进行控制来使输出电压Vo接近目标电压。具体地，若电压转换部110的输出电压Vo降低，则电源IC1使驱动信号OUT的脉冲宽度增加，并且使开关元件Q1的导通占空比增加。此外，若电压转换部110的输出电压Vo上升，则电源IC1使驱动信号OUT的脉冲宽度减少，并且使开关元件Q1的导通占空比减少。
由此，电源装置10能进行反馈控制以使电压转换部110的输出电压Vo接近目标电压。
(2)过电流限制功能
电源IC1使用IS电压检测开关元件Q1中流过有过电流，并且根据流过有过电流这一情况来关闭驱动信号OUT。
由此，在过电流流过开关元件Q1的情况下，电源装置10通过对PWM的每个脉冲切断开关元件Q1，能防止开关元件Q1的劣化和故障。
(3)电流下降功能
当基于IS电压检测到过电流流过开关元件Q1时，或者当提供到FB端子的反馈信号的电压(FB电压)超过了过负载电压时，电源IC1检测到电压转换部110过负载。这里，由于连接到电压转换部110的负载的功耗高等因素，反馈信号在输出电压Vo小于下限电压的情况下超过过负载电压。电源IC1根据检测到过负载来降低PWM频率，并使得电压转换部110的输出电流下降。基于输入到VF端子的VF电压，电源IC1随着驱动信号OUT的导通占空比降低而使得PWM频率降低。
由此，电源装置10在通过过负载来限制电压转换部110的一次侧的电流并且限制提供到二次侧的电力的状态下，能够防止伴随应输出该电力的电压转换部110的输出电压Vo的降低而导致输出电流增加。
(4)软启动功能
电源IC1若开始动作则上拉FB端子，以使得FB电压超过过负载电压。在该状态下，因为电压转换部110的输出电压Vo不上升，光电晶体管PC1B截止，所以通过电容器C14将FB电压保持为高。其结果是，AC-DC转换部100变为过负载模式。
由此，电源IC1能够从比通常模式(在启动后正常运转中的状态)而言降低PWM频率的状态开始启动电压转换部110。
电源IC1在电压转换部110启动时使用输入到CS端子的CS电压来使得驱动信号OUT的导通占空比逐渐增加。在电压转换部110启动时，因为电源IC1不输出驱动信号OUT，所以VF电压变低。因此，电源IC1降低PWM频率，并且伴随着CS电压的增加而使得PWM频率逐渐增高(软启动)。这里，在电压转换部110启动时，电源IC1将PWM频率设定为比在通常模式下在动作中变为过负载模式的情况要高的频率。
由此，AC-DC转换部100能够在软启动的同时缩短启动时间，并能够稳定地提高输出电压Vo。
图2示出了本实施方式所涉及的电源IC1的结构。电源IC1起到对电压转换部110进行控制的电源控制装置的作用。电源IC1具有：RT端子(端子1)、FB端子(端子2)、IS端子(端子3)、GND端子(端子4)、OUT端子(端子5)、VCC端子(端子6)、VF端子(端子7)、和CS端子(端子8)。电源IC1包含：振荡器200、单触发电路205、过负载检测电路210、频率降低电路215、频率设定电路220、内部电源225、初始化电路230、计时器电路235、单触发电路240、设定电压判定电路245、CS放电控制电路250、以及图示出的其他电气·电子电路。另外，在本实施方式中，电源IC1具有将上述各元器件封装于1个IC并且作为电源控制装置的结构。取而代之地，电源控制装置可以通过将这些元器件划分并安装到多个IC来被实现，可通过由微控制器等处理器执行程序来实现这些元器件中的至少一部分的功能。这样的程序可以被记录于计算机可读介质并且由处理器读取并执行。
(1)与开关元件Q1的PWM控制有关的电路
振荡器200将以PWM频率振荡的振荡信号输出到PWM比较器(图中的PWM)。振荡器200输出的振荡信号作为一个示例为三角波信号。振荡信号的上升期间和下降期间之比作为一个示例是1:1。振荡器200以与连接到电源IC1的RT端子的电阻相对应的PWM频率振荡。此外，振荡器200根据来自实现电流下降功能的频率降低电路215的输入来使PWM频率降低。在电压转换部110启动时，振荡器200以由频率设定电路220设定的PWM频率开始振荡。此外，振荡器200在振荡信号的上升期间内将信号Dmax设为逻辑H。单触发电路205根据振荡器200输出的信号Dmax的上升，产生比信号Dmax宽度小的脉冲。
PWM比较器、RS触发器FF1、RS触发器FF2、和AND21起到脉冲宽度调制部的作用，该脉冲宽度调制部输出与将软启动控制电压(CS电压)和反馈信号的电压(FB电压)中的至少一方与振荡信号的电压进行比较的结果相对应的脉冲宽度的脉冲信号QQ。基于CS电压、FB电压、和来自振荡器200的振荡信号，PWM比较器输出表示在振荡信号的每个期间中应将驱动信号OUT设为逻辑L的定时的定时信号。具体地，当在振荡信号的1个期间中振荡信号的电压为CS电压和FB电压中较低的一个的电压以下的情况下，PWM比较器输出逻辑H的定时信号，并根据振荡信号的电压超过CS电压和FB电压中的至少一方来将定时信号切换成逻辑L。本实施方式所涉及的PWM比较器作为一个示例输出最大导通占空比为50％的脉冲信号QQ。
FF1的置位端子连接到单触发电路205，复位端子连接到PWM比较器。FF1在振荡信号的上升期间的开始时由来自单触发电路205的脉冲设置，并根据振荡信号的电压超过CS电压和FB电压中的至少一方而由来自PWM比较器的定时信号来复位。FF2的置位端子连接到单触发电路205，复位端子连接到比较器CMP1。FF2在振荡信号的上升期间的开始时被置位，并根据比较器CMP1检测到开关元件Q1的过电流而被复位。AND21取FF1的输出、FF2的输出和振荡器200的信号Dmax的逻辑与，并将其作为信号QQ输出。信号QQ从振荡信号的上升期间的开始直到振荡信号的电压超过CS电压和FB电压中的至少一方、或检测到开关元件Q1的过电流为止的期间，输出变为逻辑H的信号QQ。
输出驱动器电路207由电源电压VCC驱动，对AND21输出的信号QQ进行放大，并且作为开关元件Q1的驱动信号OUT从OUT端子输出。本实施方式所涉及的输出驱动器电路207具有使能端子EN，并且在从VCC端子输入的电源电压超过阈值电压VT22的情况下，即，在电源电压变得足够高以使得电源IC1能够动作的情况下，从OUT端子的输出被激活。
(2)与过负载的检测相关的电路
比较器CMP1基于比较IS电压与阈值电压VT21的结果，在流过开关元件Q1的电流超过上限电流时，输出变为逻辑H的IS过负载信号IS_OLP。在上限电流流过开关元件Q1的状态下，将阈值电压VT21设定为与输入到IS端子的IS电压相一致。由于开关元件Q1和电阻R6之间变为电源控制部130的接地电位，因此电阻R20和电阻R14之间的检测对象电位变为负电位，并且随着流过开关元件Q1的电流增加，检测对象电位向负侧降低。因此，阈值电压VT21设定为负电压。
比较器CMP2基于比较输入至FB端子的FB电压与阈值电压VthOLP的结果，检测由输出电压检测电路120检测到的电压转换部110的输出电压Vo是否小于下限输出电压。比较器CMP2根据电压转换部110的输出电压低于下限输出电压，设为电压变换部110的输出侧为过负载，输出成为逻辑H的FB过负载信号FB_OLP。由于FB端子经由电阻R21被上拉至电源IC1的内部电源电压VDD，因此当负载大并且电压转换部110的输出电压Vo降低时，从光电二极管PC1A输出的光的强度降低，光电晶体管PC1B的电阻值增加并且FB电压变高。因此，比较器CMP2根据FB电压超过阈值电压VthOLP而将FB过负载信号FB_OLP设为逻辑H。该阈值电压VthOLP可以是比从振荡器200输出的振荡信号的最大电压要高的电压。为了使FB过负载信号FB_OLP的逻辑值稳定，本实施方式所涉及的比较器CMP2在逻辑H时比较的阈值电压和在逻辑L时比较的阈值电压之间具有滞后。
过负载检测电路210根据由输出电压检测电路120检测到的输出电压Vo低于下限输出电压来检测电压转换部110的过负载。此外，过负载检测电路210可根据流过开关元件Q1的电流超过上限电流来检测电压转换部110的过负载。本实施方式所涉及的过负载检测电路210基于来自比较器CMP1的IS过负载信号IS_OLP和来自比较器CMP2的FB过负载信号FB_OLP来生成表示电源IC1和电压转换部110的过负载模式的过负载信号OLP。过负载信号OLP在过负载模式的情况下为逻辑H。
(3)与PWM频率的设定有关的电路
频率降低电路215根据电压转换部110的通常动作中检测到过负载来降低振荡器200的PWM频率。本实施方式所涉及的频率降低电路215输入过负载信号OLP，并根据是在过负载模式来降低振荡器200的PWM频率。频率降低电路215基于VF端子的VF电压来设定·变更在过负载模式下的PWM频率。本实施方式所涉及的频率降低电路215根据开关元件Q1的驱动信号OUT的导通占空比降低并且VF电压降低来使振荡器200的PWM频率降低。
频率设定电路220将在启动电压转换部110的情况下使用的PWM频率设定为比与过负载相对应的最低频率高的频率。本实施方式所涉及的频率设定电路220根据设定电压判定电路245在电源装置10的启动之后的预定定时判定的CS电压，对电压转换部110的启动中的PWM的最低频率进行设定。频率设定电路220从设定电压判定电路245接收设定电压判定电路245中的CS电压的判定值D1和D2，并在振荡器200设定与判定值D1和D2相对应的PWM频率。
(4)与电源IC1的初始化有关的电路
比较器CMP3起到低电压误动作防止(UVLO)电路的作用，并检测从电源IC1的VCC端子输入的电源电压是否超过阈值电压VT22。阈值电压VT22具有滞后，并且比较器CMP3根据电源电压超过阈值电压VT22来输出逻辑H以开始驱动开关元件Q1，并根据电源电压变为阈值电压VT22-α以下来从逻辑H切换到逻辑L，并且使电源IC1关闭。电源IC1通过在直到关闭的期间内都继续使用充电到电容器C15的电荷进行切换，从而经由变压器T1将电力提供到二次侧并且使输出电压Vo上升，并且使电压也产生于辅助绕组T1d。由此，通过从辅助绕组T1d通过二极管D4向VCC端子和电容器C15提供电流并且维持VCC端子电压，电源控制部130能继续开关元件Q1的切换。
在从VCC端子输入的电源电压超过阈值电压VT22的情况下，内部电源225生成电源IC1的内部电源电压VDD(例如为5V)，并且提供至电源IC1内的各部分。初始化电路230根据内部电源225开始提供内部电源电压VDD这一情况，输出在预定期间内变为逻辑H的初始化信号ini_reset的脉冲。计时器电路235根据初始化信号ini_reset的脉冲来输出CS放电信号，该CS放电信号在连接到CS端子的电容器C9能充分放电的预定的期间(在本图中为1ms)内为逻辑H。此外，计时器电路235在预定的期间之后将CS放电信号变为逻辑L的定时提供给单触发电路240。
(5)与CS电压的设定·取得有关的电路
MOS晶体管MN1、电流源CS21、电流源CS22、MOS晶体管MP1、单触发电路240、和NOT21起到作为输出用于通过软启动来使电压转换部110启动的软启动控制电压的软启动控制电压输出部的作用。MOS晶体管MN1作为一个示例为nMOS晶体管，并根据来自OR21的CS放电信号变为逻辑H而导通，并将CS电压放电至接地。另外，在本实施方式中，标注MP的标号的MOS晶体管作为一个示例可为pMOS晶体管，标注MN的标号的MOS晶体管作为一个示例可为nMOS晶体管。电流源CS21根据电压转换部110的启动来以软启动用电流对软启动用电容器进行充电。由此得到的软件启动控制电压(CS电压)被提供到PWM比较器。
电流源CS22用于将比电流源CS21流过的软启动用电流要大的设定获取用电流向CS端子提供。MOS晶体管MP1切换是否将来自电流源CS22的设定获取用电流向CS端子提供。MOS晶体管MP1根据逻辑L输入到栅极而变为导通。单触发电路240接收计时器电路235的CS放电信号变为逻辑L的定时，并产生能够使设定获取用电流流过电阻Rset并读取在电阻Rset产生的电压的预定宽度的单触发脉冲。NOT21将单触发电路240产生的单触发脉冲反相，并在单触发脉冲的期间内使MOS晶体管MP1导通。由此，在电压转换部110启动之前，软启动控制电压输出部能使比软启动用电流要大的设定获取用电流向连接到软启动用电容器C9的软启动端子(CS端子)流动。在此，设定获取用电流是流过电流源CS21和电流源CS22的电流之和，作为一个示例可为软启动用电流的10倍等。
设定电压判定电路245连接到CS端子，并且根据电流源CS21和电流源CS22流过设定获取用电流来判定CS电压。本实施方式所涉及的设定电压判定电路245作为一个示例输出与设定获取用电流相对应的CS电压的判定值D1和D2。判定值D1在CS电压超过VT51的情况下变为逻辑H，在CS电压为VT51以下的情况下变为逻辑L。判定值D2在CS电压超过VT52(VT52>VT51)时变为逻辑H，在VT52以下的情况下变为逻辑L。此外，设定电压判定电路245将判定值D1和D2的获取定时等提供到CS放电控制电路250。
CS放电控制电路250根据作为设定电压判定电路245获取判定值D1和D2的结果，在电压转换部110的启动中的PWM的最低频率被设定这一情况，来使得软启动用电容器C9暂时放电。具体地，CS放电控制电路250根据设定电压判定电路245获取了判定值D1和D2这一情况，来输出逻辑H的CS放电信号以将电容器C9放电至预定电压。CS放电控制电路250可以输出逻辑H的CS放电信号，直到CS电压变为振荡器200的振荡信号的下限电压以下为止。OR21取得来自计时器电路235的CS放电信号和来自CS放电控制电路250的CS放电信号的逻辑或，并且提供至MOS晶体管MN1的栅极。
(6)与FB电压的设定有关的电路
电阻R21连接在电源IC1的内部电源电压VDD与FB端子之间，并且将FB端子上拉。由此，即使在光电晶体管PC1B截止的情况下，电阻R21也使FB端子的电压稳定。
晶体管NPN1、电阻R22、电流源CS23、晶体管PNP1、和MOS晶体管MN2为上拉电路，该上拉电路用于在电压转换部110启动开始时上拉FB电压直到变为与比较器CMP2的阈值电压VthOLP相比要高的电压，并且将电源IC1设为过负载模式。晶体管NPN1和电阻R22串联连接在电源电压VCC与FB端子之间，并且根据晶体管NPN1的基极电压来切换是否通过电阻R22上拉FB端子。这里，电阻R22具有例如电阻R21的1/10等的比电阻R21低的电阻值，并且将比电阻R21的上拉要大的上拉电流提供至FB端子。
电流源CS23和晶体管PNP1串联连接在电源IC1的电源电压VCC与接地之间，并且晶体管NPN1的基极连接在电流源CS23和晶体管PNP1之间。晶体管PNP1的基极连接到内部电源电压VDD。由此，电流源CS23和晶体管PNP1根据MOS晶体管MN2变为截止来将晶体管NPN1的基极设为高电平，并通过晶体管NPN1和电阻R22使FB端子上拉。MOS晶体管MN2的漏极-源极间连接在晶体管NPN1与电源IC1的接地之间，栅极连接到RS触发器RS_FF3的输出Q。MOS晶体管MN2在输出Q为逻辑H的情况下变为导通，并且使晶体管NPN1的栅极以低电平截止。此外，MOS晶体管MN2在输出Q为逻辑L的情况下变为截止，使晶体管NPN1的栅极以高电平导通，并通过电阻R22上拉FB端子。
RS_FF3是控制MOS晶体管MN2的基极并在电压转换部110启动开始时使FB电压上拉的电路。RS_FF3将过负载信号OLP输入至置位端子S，并且将从初始化电路230输出的初始化信号ini_reset输入至复位端子R。当开始提供电源IC1的内部电源电压VDD时，RS_FF3接收初始化信号ini_reset的逻辑H的脉冲，并且将输出Q设定为逻辑L。由此，即使在MOS晶体管MN2变为截止，FB端子由电阻R22来上拉。当FB电压超过阈值VthOLP时，比较器CMP2将FB过负载信号FB_OLP设为逻辑H，并且过负载检测电路210将过负载信号OLP设为逻辑H。接收此，RS_FF3将输出Q设定为逻辑H。其结果是，MOS晶体管MN2变为截止，并且通过电阻R22进行的FB端子的上拉完成。
图3示出了本实施方式所涉及的电源装置10的PWM控制波形。电源IC1在初始化时通过电阻R22上拉FB端子，并且使FB电压成为最大电压。此外，电源IC1在获取CS电压的判定值D1和D2之后，使连接到CS端子的电容器C9放电，以使CS电压为振荡信号的下限电压以下。此后，电源IC1逐渐地对电容器C9进行充电并且使CS电压如本图所示地逐渐上升。
PWM比较器输出定时信号，该在振荡信号的各期间中定时信号从振荡波形开始上升到振荡波形为FB电压和CS电压中的较低的一方以下的期间变为逻辑H。由此，输出驱动器电路207从OUT端子输出本图中所示的驱动信号OUT。在本图中，由于直到驱动信号OUT的第3脉冲为止CS电压都低于FB电压，所以PWM比较器输出从振荡波形开始上升到振荡波形为CS电压以下的期间变为逻辑H的定时信号，输出驱动器电路207输出与该定时信号相对应的驱动信号OUT。
伴随着CS电压的上升，输出驱动器电路207逐渐输出在导通期间脉冲宽度大的驱动信号OUT。由此，当电压转换部110的输出电压Vo上升时，通过来自光电耦合器PC1A的光反馈信号使光电晶体管PC1B从切断状态释放。由此，FB电压示出与输出电压Vo相对应的电压。
当CS电压进一步上升并且超过FB电压时，PWM比较器将输出一个定时信号，该定时信号在从振荡波形开始上升到振荡波形为FB电压以下的期间变为逻辑H，输出驱动器电路207输出与该定时信号相对应的驱动信号OUT(在驱动信号OUT的第4期间之后)。由此，电源装置10完成启动并转移到通常动作。
图4示出了本实施方式所涉及的电源装置10的电流下降特性。电源IC1在电压转换部110的输出电流为额定值的范围中进行使输出电压Vo接近目标电压的反馈控制。在开关元件Q1导通时流动的电流伴随着电压转换部110的输出电流的上升而上升，即，伴随着电压转换部110的输出功率的上升而上升。
当流过开关元件Q1的电流超过上限电流时，比较器CMP1输出IS过负载信号IS_OLP，对驱动信号OUT的每个脉冲将FF2进行复位，并使驱动信号OUT的脉冲宽度变小。由此，如果电压转换部110的输出电流超过额定值，则电源IC1使得电压转换部110的输出功率降低。
然而，仅通过使提供到开关元件Q1的驱动信号OUT的脉冲宽度变小，虽然电压转换部110的输出电压Vo伴随着电压转换部110的输出功率的降低而降低，但不能够抑制输出电流，有可能输出电流反而增加。即，虽然当输出电流超过额定值时输出电压Vo降低，但是有可能输出电流变为在本图的曲线图中平缓地向右下增加的特性。当输出电流以这种方式增加时，有可能损坏电压转换部110的二次侧的元件。
在本实施方式所涉及的电源IC1中，通过频率降低电路215根据检测到过负载来降低PWM频率，从而进一步地使得驱动信号OUT的导通期间的比率降低。例如，频率降低电路215可以将振荡器200的PWM频率降低到相对于通常模式下的频率的最小1/5至1/20，即例如1/10。由此，电源IC1能够使得电压转换部110的输出功率大幅地降低，能够在使得电压转换部110的输出电压Vo降低的同时如本图的曲线图所示的那样几乎不增加输出电流。
图5示出了本实施方式所涉及的设定电压判定电路245和CS放电控制电路250的结构。设定电压判定电路245根据在单触发电路240的单触发脉冲的期间内使设定获取用电流流过CS端子来判定CS电压。设定电压判定电路245包含比较器Cp1～2和CSend、逆变器(逻辑反相元件)INV51、OR51、D触发器DFF1～3、和AND51～52。比较器Cp1～2和CSend的正侧端子连接有CS端子，负侧端子连接有阈值电压VT51～53(其中VT51<VT52<VT53)，并且比较器Cp1-2和CSend在输入到正侧端子的CS电压比阈值电压要高的情况下输出逻辑H，在CS电压为阈值电压以下的情况下输出逻辑L。这里，阈值电压VT52可与振荡器200输出的振荡信号的最小电压相同。在用于得到判定值的阈值电压与振荡信号的最小电压不同的情况下，设定电压判定电路245可以包含用于分别进行判定的专用比较器。此外，阈值电压VT53可以被设定为CS电压的最大值，并且可以与振荡器200输出的振荡信号的最大电压相同或为其以上。
INV51对单触发电路240输出的单触发脉冲的逻辑值进行反转。OR51取比较器CSend的输出与初始化信号ini_reset的逻辑或。DFF3将OR51的输出输入至R端子(复位端子)，并且在输入初始化信号ini_reset的情况下或在CS电压达到最大值(CS电压>阈值电压VT53)的情况下，DFF3被复位，并且将为反相值的逻辑H输出至QB输出。此外，DFF3在INV51的输出、即单触发电路240输出的单触发脉冲的下降定时将输入到D端子的逻辑H锁存，并将QB输出设为作为反相值的逻辑L。延迟电路510使得INV51输出的单触发脉冲的反相脉冲延迟极短时间。
DFF1～2分别将比较器Cp1～2的输出输入到D端子，并将DFF3的QB输出输入到R端子。DFF1～2由初始化信号ini_reset来复位。DFF1～2在使延迟电路510的输出、即单触发电路240输出的单触发脉冲的下降定时有极短时间延迟的定时将比较器Cp1～2的输出锁存。此外，根据CS电压超过阈值电压VT53而电源装置10变为通常模式时，DFF1～2被复位。
AND51连接到DFF1的Q输出和DFF2的QB输出，并且在DFF1将逻辑H锁存、DFF2将逻辑L锁存的情况下，即根据检测到超过VT51并且为VT52以下的CS电压，输出逻辑H的判定值D1。AND52连接到DFF1的Q输出和DFF2的Q输出，并且在DFF1将逻辑H锁存、DFF2将逻辑H锁存时，即根据检测到超过VT52的CS电压，输出逻辑H的判定值D2。因此，设定电压判定电路245在检测到的CS电压为VT51以下的情况下输出(D1，D2)＝(L，L)的判定值，在检测到的CS电压超过VT51并且为VT52以下的情况下输出(D1，D2)＝(H，L)的判定值，在检测到的CS电压超过VT52的情况下输出(D1，D2)＝(H，H)的判定值。在上文中，虽然设定电压判定电路245输出3个阶段的判定值D1和D2，但取而代之，设定电压判定电路245可为输出2个阶段或4个阶段以上的判定值的结构。
CS放电控制电路250根据PWM的最低频率被设定这一情况，使得软启动用电容器暂时放电。CS放电控制电路250包含INV52、AND53、OR52、延迟电路520、D触发器DFF4。INV52对比较器Cp2的输出进行逻辑反相。在本实施方式中，将比较器Cp2的阈值电压VT52设定为振荡信号的最低电压，并且INV52的输出根据CS电压变为振荡信号的最低电压以下而变为逻辑H。
AND53输出INV52的输出与过负载信号OLP的逻辑与。即，AND53的CS电压变为振荡信号的最低电压以下，并且AND53在过负载信号OLP表示过负载的情况下输出逻辑H。OR52输出AND53的输出与初始化信号ini_reset的逻辑或。延迟电路520使得延迟电路510的输出延迟极短时间。DFF4将逻辑H输入到D端子，将OR52的输出输入到R端子，并且从Q端子输出CS放电信号。DFF4根据初始化信号ini_reset而被复位，并且在设定电压判定电路245内的DFF1～2锁存CS电压的检测结果起的极短时间之后由延迟电路520的输出来复位，并且输出逻辑H的CS放电信号。接着，DFF4基于AND53的输出将CS电压放电至振荡信号的最小电压，并根据过负载信号OLP通过上拉FB端子而变为表示过负载的值(逻辑H)，将CS放电信号设为逻辑L以使放电结束。
图6将本实施方式所涉及的振荡器200的结构与频率降低电路215和频率设定电路220一并示出。振荡器200包含晶体管TR61、运算放大器AMP61、MOS晶体管MP60～63、61d和610、MOS晶体管MN61～63、电容器CT、比较器CMP62～63、RS触发器RS_FF61。
晶体管TR61和运算放大器AMP61设定流过MOS晶体管MP60的参考电流。晶体管TR61作为一个示例为NPN晶体管，并且漏极-源极间连接在振荡器200的电源电位VDD和RT端子之间。运算放大器AMP61将参考电压VR61输入至正侧端子，负侧端子连接至RT端子，并且输出连接至晶体管TR61的基极。运算放大器AMP61控制流过晶体管TR61的参考电流，以使得在连接到RT端子的电阻R12中产生的电压变为参考电压VR1。
在MOS晶体管MP60中，漏极-源极间连接在振荡器200的电源电位VDD和晶体管TR61之间，并且栅极和源极连接。从而，MOS晶体管MP60控制栅极电位，使得正好有参考电流流动。MOS晶体管MP61、MP62、MP61d和MP610与MOS晶体管MP60一起构成电流镜电路。MOS晶体管MP61、MP62、MP61d和MP610的漏极连接到电源电位VDD，栅极连接到MOS晶体管MP60的栅极，并分别使与流过MOS晶体管MP60的参考电流相同或为常数倍的镜像电流流动。MOS晶体管MP62使得用于电容器CT的充电的充电电流Ion作为镜像电流流动。
MOS晶体管MN61的漏极-源极间在电源电位VDD和接地之间与MOS晶体管MP61串联连接，并且MOS晶体管MP61和MN61之间的电位被输入至栅极。MOS晶体管MN61的栅极电压在设定于其与MOS晶体管MP61之间的MOS晶体管MP64导通的情况下，变为使得流过MOS晶体管MP61的镜像电流流向接地的电压。在MOS晶体管MN62中，漏极-源极间在电源电位VDD和接地之间与MOS晶体管MP62串联连接，栅极连接到MOS晶体管MN61的栅极，并使与流过MOS晶体管MN61的镜像电流相同或为常数倍的镜像电流流动。由此，MOS晶体管MN62使得用于电容器CT的放电的放电电流Ioff1作为镜像电流流动。在本实施方式中，将MOS晶体管MP62的充电电流Ion与MOS晶体管MN62的放电电流Ioff1设定为实质相同的电流。
MOS晶体管MP63、MOS晶体管MN63、比较器CMP62、比较器CMP63、和RS_FF61起到充放电电路的作用，该充放电电路通过向电容器CT提供充电电流来使得与电容器CT的电压相对应的振荡信号上升到预定的上限电压，通过使得放电电流从电容器放电来使得振荡信号下降至预定的下限电压。
MOS晶体管MP63的漏极-源极间连接在MOS晶体管MP62与电容器CT的正侧端子之间，并且MOS晶体管MP63在输入到栅极的FF61的Q输出为逻辑L的情况下变为导通，并向电容器CT提供充电电流Ion。MOS晶体管MN63的漏极-源极间连接在电容器CT的正侧端子与MOS晶体管MN62之间，并且MOS晶体管MN63在输入到栅极的RS_FF61的Q输出为逻辑H的情况下变为导通，并且使得放电电流Ioff(Ioff1或Ioff2)从电容器CT放电。电容器CT的正侧连接在MOS晶体管MP63和MOS晶体管MN63之间，负侧连接到振荡器200的接地，并且电容器CT在RS_FF61的Q输出是逻辑L的情况下由充电电流Ion充电，且在RS_FF61的Q输出是逻辑H的情况下将放电电流Ioff放电。
比较器CMP62将电容器CT的正侧的电压输入到正侧端子，将振荡信号的上限电压Vhigh输入到负侧端子，并根据电容器CT的正侧的电压超过上限电压Vhigh来输出逻辑H。比较器CMP63将振荡信号的下限电压Vlow输入到正侧端子，将电容器CT的正侧的电压输入到负侧端子，并根据电容器CT的正侧的电压变为下限电压Vlow来输出逻辑H。RS_FF61根据比较器62输出逻辑H而被置位，并根据比较器63输出逻辑H而被复位。由此，在电容器CT的正侧的电压为下限电压Vlow以下时，RS_FF61将Q输出设为逻辑L，使MOS晶体管MP63导通，并使MOS晶体管MN63截止，以对电容器CT进行充电。此外，在电容器CT的正侧的电压超过上限电压Vhigh时，RS_FF61将Q输出设为逻辑H，使MOS晶体管MP63截止，并使MOS晶体管MN63导通，以对电容器CT进行放电。接着，电容器CT的正侧的电压作为振荡信号被输出。此外，RS_FF61的QB输出是Q输出的反相值，并且作为信号Dmax被输出，该信号Dmax在电容器CT的充电中变为逻辑H且在放电中变为逻辑L。
频率降低电路215根据接收到逻辑H的过负载信号OLP来降低振荡器200的PWM频率。本实施方式所涉及的频率降低电路215根据接收到逻辑H的过负载信号OLP来将电容器CT的放电电流切换为比Ioff1要小的Ioff2，并延长电容器CT的放电时间。由此，频率降低电路215能延长振荡信号的期间并降低PWM频率。取而代之地，频率降低电路215能变为使电容器CT的充电电流变小的结构，或能变为使充电电流和放电电流两者变小的结构。
频率降低电路215包含MOS晶体管MP64、MOS晶体管MN64～66、乘法器MUL。MOS晶体管MP64的漏极-源极间连接在MOS晶体管MP61和MOS晶体管MN61之间，并且MOS晶体管MP64在过负载信号OLP为逻辑L的情况下变为导通，并使流过MOS晶体管MP61的镜像电流流到MOS晶体管MN61，并使放电电流Ioff1流到MOS晶体管MN62。此外，MOS晶体管MP64在过负载信号OLP为逻辑H的情况下变为截止，从而使MOS晶体管MN62截止，并将放电电流Ioff1设为0。
MOS晶体管MN64的漏极-源极间在MOS晶体管MN62中的电容器CT的正侧端子与接地之间与MOS晶体管MN66串联连接。MOS晶体管MN64在过负载信号OLP为逻辑L的情况下变为截止，使得放电电流Ioff2不流向MOS晶体管MN66。此外，MOS晶体管MN64在过负载信号OLP为逻辑H的情况下变为导通，使放电电流Ioff2流向MOS晶体管MN66。
乘法器MUL从Iout端子输出电流Iout，该电流Iout与输入到Lin端子并流过MOS晶体管MP61d的镜像电流(电流Lin)、输入到IA端子的电流(电流IA)和输入到IB端子的电流(电流IB)相对应。本实施方式所涉及的乘法器MUL执行Iout＝Lin×IB/IA的运算。MOS晶体管MN65的漏极-源极间连接在乘法器MUL的Iout端子和接地之间，并且栅极连接到Iout端子。MOS晶体管MN65的栅极具有使得MOS晶体管MN65流过Iout电流的电压。MOS晶体管MN66连接在MOS晶体管MN64和接地之间，并且栅极连接到MOS晶体管MN65的栅极。由此，MOS晶体管MN66使与流过MOS晶体管MN65的电流相同或为常数倍的镜像电流流过。
以上示出的频率降低电路215能够通过改变电流IA和电流IB中的至少一方的大小来对过负载模式下的电容器CT的放电电流Ioff2进行变更。稍后将描述电流IA和电流IB流过的电路。
频率设定电路220根据由设定电压判定电路245判定的软启动端子的电压来设定电压转换部110启动中的PWM的最低频率。本实施方式所涉及的频率设定电路220通过控制电容器CT的放电电流的电流量来设定PWM的最低频率。取而代之地，频率设定电路220可控制电容器CT的充电电流或放电电流和充电电流两者的电流量。
本实施方式所涉及的频率设定电路220在过负载模式下在MOS晶体管MN62和MN63之间与频率降低电路215并联连接。频率设定电路220通过设定将流过频率设定电路220的电流Ifmin与流过频率降低电路215的MOS晶体管MN66的电流相加得到的放电电流Ioff2，从而设定电压转换部110的启动中的PWM的最低频率。
MOS晶体管MN610的漏极-源极间连接在MOS晶体管MP610与接地之间，栅极连接到MOS晶体管MP610侧。MOS晶体管MN610的栅极具有使得来自MOS晶体管MP610的镜像电流流动的电压。MOS晶体管MN611～613的漏极-源极间并联连接在MOS晶体管MN64与接地之间，并且栅极连接至MOS晶体管MN610的栅极。MOS晶体管MN611～613分别使与流过MOS晶体管MP610的镜像电流相同或为常数倍的镜像电流流过。
MOS晶体管MN614的漏极-源极间连接在MOS晶体管MN64和MN612之间，并且在栅极接收判定值D1。MOS晶体管MN614根据接收到逻辑H的判定值D1而变为导通，使得镜像电流流过MOS晶体管MN612。MOS晶体管MN615的漏极-源极间连接在MOS晶体管MN64和MN613之间，并且在栅极接收判定值D2。MOS晶体管MN614根据接收到逻辑H的判定值D2而变为导通，使得镜像电流流过MOS晶体管MN613。
以上示出的频率设定电路220在(D1，D2)＝(L，L)的情况下将电流Ifmin设定为MOS晶体管MN611的镜像电流，在(H，L)的情况下将电流Ifmin设定为MOS晶体管MN611～612的镜像电流之和，在(H，H)的情况下将电流Ifmin设定为MOS晶体管MN611～613的镜像电流之和。过负载模式下的放电电流Ioff2是MOS晶体管MN66的镜像电流与电流Ifmin之和。这里，在由于通常动作中产生的过负载而导致的过负载模式下，设定电压判定电路245设为(D1，D2)＝(L，L)。与此相对，在启动电压转换部110的情况下，设定电压判定电路245可以根据电阻Rset的值来设为(D1，D2)＝(H，L)或(H，H)。因此，在启动电压转换部110的情况下的过负载模式下，电源IC1能使放电电流Ioff2比由在通常动作中产生的过负载而导致的过负载模式要大，能使PWM频率更高。
另外，电源IC1可将放电电流Ioff2的最大值设为比放电电流Ioff1要小的值。由此，能使得在电压转换部110的启动中或过负载模式下PWM频率不比通常模式高。
图7示出了生成本实施方式所涉及的频率降低电路215中包含的电流IA和电流IB的结构。在图中左侧的、产生电流IA的电路包含晶体管NPN71、电阻R71、运算放大器AMP71、和MOS晶体管MN71～72。晶体管NPN71的漏极-源极间和电阻R71连接在电源IC1的电源电位和接地之间。运算放大器AMP71的正侧输入端子连接至参考电压VR7，负侧输入端子连接在晶体管NPN71和电阻R71之间，且输出端子连接至晶体管NPN1的基极。运算放大器AMP71控制晶体管NPN1的基极的电压，以使得施加至电阻R71的电压与参考电压VR71一致。由此，电阻R71使与(参考电压VR71)/(电阻R71的电阻值)相对应的电流流过。
MOS晶体管MN71～72为电流镜电路，使与经由MOS晶体管MN71流过电阻R71的电流相同或为常数倍的镜像电流IA流过MOS晶体管MN72。
在图中右侧的、产生电流IB的电路包含晶体管NPN72、电阻R72、运算放大器AMP72、和MOS晶体管MN73～74。产生电流IB的电路是通过对于产生电流IA的电路使用电压VF2来代替参考电压VR71得到的电路，各元件的连接关系和功能与产生电流IA的电路中的对应的元件相同。
图8示出了本实施方式所涉及的频率降低电路215中使用的VF电压的转换电路。本图的转换电路包含电阻R81～84、齐纳二极管TD81、运算放大器AMP81。
电阻R81和R82对从VF端子输入的VF电压进行电阻分压。齐纳二极管TD81对由电阻R81和R82分压后的电压进行钳位，以使其不超过击穿电压。电阻R83和R84对从运算放大器AMP81输出的电压VF2进行电阻分压。运算放大器AMP81构成非反相放大电路，并控制VF2电压，以使由电阻R81和R82分压后的VF电压与由电阻R83和R84分压后的VF2电压相等。本实施方式所涉及的运算放大器AMP81控制VF2电压，以使VF2＝(R83+R84)/R84×R82/(R81+R82)×VF。
由此，本图的转换电路能输出将VF电压乘以由预先设定的电阻R81～84所确定的电压比从而得到的VF2电压。
图9示出了本实施方式所涉及的过负载检测电路210的结构。过负载检测电路210在过电流流过开关元件Q1的情况下，或根据电压转换部110的输出电压Vo变为小于下限输出电压，检测电源装置10的过负载。过负载检测电路210包含D触发器DFF91和OR91。DFF91将IS过负载信号IS_OLP输入至D端子，将信号QQ(或驱动信号OUT)输入至反相时钟端子，并将信号QQ的下降定时中的IS过负载信号IS_OLP锁存。OR91计算D触发器DFF91的Q输出和FB过负载信号FB_OLP的逻辑或，并将其作为过负载信号OLP输出。
由此，在开关元件Q1的跟前的导通期间结束时IS过负载信号IS_OLP为逻辑H的情况下或FB过负载信号为逻辑H的情况下，过负载检测电路210将过负载信号OLP设为逻辑H。
图10示出了本实施方式的比较例的电源装置的启动时的动作波形。在本比较例中，示出了在不具有由电源装置10中的频率设定电路220进行的PWM频率的设定功能以及由计时器电路235、单触发电路240、设定电压判定电路245和CS放电控制电路250进行的电压转换部110中的PWM频率的设定的获取功能的情况下的电源装置的动作波形。
本图从上数第1个曲线图示出了VF电压的时间变化。从上数第2个曲线图示出了FB电压和CS电压的时间变化。从上数第3个曲线图示出了驱动信号OUT的时间变化。从上数第4个曲线图示出了电压转换部110的输出电压Vo的时间变化。
在向电源装置10的电源接通前，连接至VF端子的电容器C10、连接至FB端子的电容器C14和连接至CS端子的电容器C9未蓄电。当电源接通至电源装置10且电源IC1开始动作时，电源IC1经由电阻R22上拉FB端子，并且经由MOS晶体管MN1对CS端子进行暂时放电。当FB电压在时刻ta超过阈值电压VthOLP时，比较器CMP2输出逻辑H的FB过负载信号FB_OLP，过负载检测电路210输出逻辑H的过负载信号OLP，电源装置10变为过负载模式。
电源IC1根据变为过负载模式来使得通过电阻R22进行的对FB端子的上拉结束。电源IC1经由CS21逐渐对电容器C9进行充电，并使CS电压逐渐上升。当CS电压在时刻tb超过振荡信号的下限电压(在本图的示例中为1V)时，电源IC1开始输出驱动信号OUT，该驱动信号OUT从振荡信号的开始上升直到振荡信号超过CS电压为止的期间变为逻辑H。这里，在电源装置不具有频率设定电路220的情况下，驱动信号OUT的PWM频率从过负载模式下的最低频率(根据乘法器MUL输出的电流Iout规定的PWM频率)开始。
当驱动信号OUT的驱动开始且驱动信号OUT的导通占空比伴随着CS电压的上升而增加时，电容器C10逐渐充电且VF电压逐渐上升。随之，频率降低电路215通过电流IB的增加来使放电电流Ioff2增加，并提高PWM频率。并且，电源装置10还使电压转换部110的输出电压Vo逐渐上升。当VF电压变为进行频率降低的上限电压(图中为4.2V)以上时，图8的齐纳二极管TD81将电压VF2钳位为恒定值。由此，电流IB被钳位到最大值，并且电源IC1防止PWM频率进一步增加。这里，当电流IB被钳位为最大值时的放电电流Ioff2可被设定为与放电电流Ioff1相同或接近的值。
当输出电压Vo在时刻tc达到目标电压时，光电二极管PC1A使光强度高的光反馈信号照射向光电晶体管PC1B，光电晶体管PC1B变为导通状态，对充电至电容器C14的VF电压进行放电。由此，FB电压变为阈值电压VthOLP以下，并且电源装置10从过负载模式转变为通常模式并开始通常动作。
在本比较例的动作中，电源装置10使用与在通常模式下检测到过负载的情况下相同的PWM频率来启动。这里，为了得到足够的电流下降特性，将过负载模式下的PWM频率设定为例如通常模式下的PWM频率的1/5～1/20这样的低频率。此外，由于VF电压影响PWM频率，因此为了使电源装置10的动作稳定，可将电容器C10设定为相对较大的电容。为此，在本比较例的动作中，输出电压Vo和VF电压的上升变慢，电源装置10的启动时间Tsa变长。
图11示出了本实施方式所涉及的电源装置10的启动时的动作波形。本图的4个曲线图对应于图10的4个曲线图。另外，在本图中，为了便于与图10进行比较和说明，省略了计时器电路235输出的1ms脉冲所导致的CS电压的放电期间。
当电源接通至电源装置10且电源IC1开始动作时，电源IC1经由电阻R22上拉FB端子，并且经由MOS晶体管MN1对CS端子进行暂时放电。在CS端子的放电之后，单触发电路240在最低频率设定期间中产生具有预定宽度的单触发脉冲，并且电流源CS21和CS22使设定获取用电流流向CS端子。设定电压判定电路245根据单触发脉冲的下降来检测CS电压，并且获取判定值D1～D2。此后，CS放电控制电路250输出逻辑H的CS放电信号，CS电压变为预定电压(在图5中为阈值电压VT52，在本图的示例中为1V)以下，并且使电容器C9放电直到过负载信号OLP变为逻辑H。在本图中，CS放电控制电路250示出了在FB电压超过阈值电压VthOLP且过负载信号OLP变为逻辑H之前使电容器C9放电直到CS电压变为0V的示例。另外，在过负载信号OLP变为逻辑H之后CS电压变为阈值电压VT52以下的情况下，CS放电控制电路250使电容器C9的放电结束并使软启动期间开始。
当FB电压在时刻ta’超过阈值电压VthOLP时，比较器CMP2输出逻辑H的FB过负载信号FB_OLP，过负载检测电路210输出逻辑H的过负载信号OLP，电源装置10变为过负载模式。电源IC1根据变为过负载模式来使通过电阻R22进行的FB端子的上拉结束。电源IC1经由CS21逐渐对电容器C9进行充电，并使CS电压逐渐上升。当CS电压在时刻tb超过振荡信号的下限电压(在本图的示例中为1V)时，电源IC1开始输出驱动信号OUT，该驱动信号OUT从振荡信号的开始上升直到振荡信号超过CS电压为止的期间变为逻辑H。
这里，当在最低频率设定期间中判定值D1和D2中的至少一方为逻辑H的情况下，过负载模式下的放电电流Ioff2比在通常动作中产生的过负载所导致的过负载模式的放电电流Ioff2(在判定值D1～D2均为逻辑L的情况下的放电电流Ioff2)大。为此，在启动电压转换部110的情况下的过负载模式下的最低PWM频率比由在通常动作中产生的过负载而导致的过负载模式下的最低PWM频率要高。作为一个示例，在启动电压转换器110的情况下的过负载模式下的最低PWM频率可为通常动作时的PWM频率的1/2～1/5。另外，当PWM频率变为可视听频带(例如20kHz以下)内时，伴随着开关元件Q1的切换，有可能电源装置10产生鸣音。因此，电源IC1可将由于在通常动作中产生的过负载而导致的过负载模式下的最低PWM频率设为比可视听频带要高的频率(例如25kHz以上)，并可将启动时和通常动作中的PWM频率设为更高的频率。
此后，电源装置10以与图10相同的方式使输出电压Vo上升，并且输出电压Vo达到目标电压并转变为通常模式。在本图示出的动作中，电源装置10使用比在通常模式中检测到过负载的情况下要高的PWM频率来启动。为此，本实施方式所涉及的电源装置10能够使启动时的输出电压Vo和VF电压的上升变快并缩短电源装置10的启动时间Tsb。此外，对于电源装置10，能够例如通过电源装置10的制造者根据连接至VF端子的电容器C10的电容来选择电阻Rset的电阻值等，使得可根据电源装置10的用途、负载的特性、和/或电容器C10等连接到电源IC1的元器件的特性值等来适当选择启动时的PWM频率。
另外，当如本图所示地在直到FB电压超过阈值VthOLP之前CS电压变为0V时，电源IC1变得无法产生驱动信号OUT的脉冲，直到电容器C9被再次充电且CS电压再次达到振荡信号的下限电压。因此，在启动中的最低频率设定期间之后并且在过负载信号OLP变为逻辑H之前，电源IC1可根据CS电压变为阈值电压VT52以下，来使CS端子的充电(通过电流源CS21～22中的至少一方进行的充电)和放电(通过MOS晶体管MN1进行的放电)两者都停止，直到过负载信号OLP变为逻辑H。
以上，对于本发明用实施方式进行了说明，但是本发明的技术范围不限于上述实施方式所记载的范围。能够在上述实施方式的基础上进行多种变更或改进，这对本领域技术人员而言是显而易见的。由权利要求范围的记载可以明确，施加了这种变更或改进的方式也包含在本发明的技术范围内。
应注意的是，权利要求书、说明书以及附图中所示的装置、系统、程序及方法中的动作、顺序、步骤、以及阶段等各处理的执行顺序只要没有特别明确地示出为“之前”、“先前”等，此外只要不是在之后的处理中使用之前的处理的输出，则可以按照任意的顺序来实现。权利要求书、说明书以及附图中的动作流程中，为了方便说明，使用了“首先”、“然后”等，但并不意味着一定要按照这样的顺序来实施。
标号说明
10 电源装置
100 AC-DC转换部
110 电压转换部
120 输出电压检测电路
130 电源控制部
200 振荡器
205 单触发电路
207 输出驱动器电路
210 过负载检测电路
215 频率降低电路
220 频率设定电路
225 内部电源
230 初始化电路
235 计时器电路
240 单触发电路
245 设定电压判定电路
250 CS放电控制电路
510 延迟电路
520 延迟电路

Claims (18)

1.一种电源装置，其特征在于，包括：
电压转换部，该电压转换部通过脉冲宽度调制来将输入电压转换为输出电压；
频率降低电路，该频率降低电路根据在所述电压转换部的通常动作中检测到过负载这一情况，将所述脉冲宽度调制的频率从第一频率降低到第二频率；以及
频率设定电路，该频率设定电路在检测到所述过负载之前，将在启动所述电压转换部的情况下使用的所述脉冲宽度调制的频率设定为比所述第二频率要高且比所述第一频率要低的第三频率，
所述第二频率比最低频率要高，所述最低频率比0Hz要高。
2.如权利要求1所述的电源装置，其特征在于，
所述电压转换部具有：
变压器；
开关元件，该开关元件通过所述脉冲宽度调制来驱动，并且切换是否向所述变压器的一次侧施加所述输入电压；以及
整流电路，该整流电路从所述变压器的二次侧得到所述输出电压。
3.如权利要求2所述的电源装置，其特征在于，包括：
输出电压检测电路，该输出电压检测电路检测所述输出电压；以及
过负载检测电路，该过负载检测电路根据检测到的所述输出电压小于下限输出电压这一情况，来检测所述电压转换部的所述过负载。
4.如权利要求3所述的电源装置，其特征在于，
所述过负载检测电路根据流过所述开关元件的电流超过上限电流这一情况，来检测所述电压转换部的所述过负载。
5.如权利要求4所述的电源装置，其特征在于，还包括：
软启动控制电压输出部，该软启动控制电压输出部输出用于通过软启动来启动所述电压转换部的软启动控制电压；
振荡器，该振荡器输出以所述脉冲宽度调制的频率来振荡的振荡信号；以及
脉冲宽度调制部，该脉冲宽度调制部输出与将所述软启动控制电压和所述振荡信号的电压相比较的结果相对应的脉冲宽度的脉冲信号。
6.如权利要求5所述的电源装置，其特征在于，
所述软启动控制电压输出部输出所述软启动控制电压，所述软启动控制电压是通过在所述电压转换部的启动时利用软启动用电流对软启动用电容器进行充电而得到的。
7.如权利要求6所述的电源装置，其特征在于，
所述软启动控制电压输出部在所述电压转换部的启动之前，使比所述软启动用电流要大的设定获取用电流流向连接到所述软启动用电容器的软启动端子，
该电源装置还包括设定电压判定电路，该设定电压判定电路判定与流过有所述设定获取用电流这一情况相对应的所述软启动端子的电压，
所述频率设定电路根据所述设定电压判定电路所判定的所述软启动端子的电压来设定在所述电压转换部的启动中的所述脉冲宽度调制的最低频率。
8.如权利要求7所述的电源装置，其特征在于，还包括：
设定用电阻，该设定用电阻与所述软启动用电容器串联地连接至所述软启动端子。
9.如权利要求7或8所述的电源装置，其特征在于，还包括：
放电控制电路，该放电控制电路根据在所述电压转换部的启动中的所述脉冲宽度调制的最低频率被设定这一情况，来使所述软启动用电容器暂时放电。
10.如权利要求7或8所述的电源装置，其特征在于，
所述振荡器具有：
电容器；以及
充放电电路，该充放电电路通过向所述电容器提供充电电流来使得与所述电容器的电压相对应的所述振荡信号上升到预定的上限电压，并且通过从所述电容器进行放电电流的放电来使得所述振荡信号下降至预定的下限电压，
所述频率设定电路通过控制所述充电电流和所述放电电流中的至少一方的电流量来设定所述脉冲宽度调制的最低频率。
11.一种电源控制装置，所述电源控制装置为对通过脉冲宽度调制来将输入电压转换为输出电压的电压转换部进行控制的电源控制装置，其特征在于，包括：
频率降低电路，该频率降低电路根据在所述电压转换部的通常动作中检测到过负载这一情况，将所述脉冲宽度调制的频率从第一频率降低到第二频率；以及
频率设定电路，该频率设定电路在检测到所述过负载之前，将在启动所述电压转换部的情况下使用的所述脉冲宽度调制的频率设定为比所述第二频率要高且比所述第一频率要低的第三频率，
所述第二频率比最低频率要高，所述最低频率比0Hz要高。
12.如权利要求11所述的电源控制装置，其特征在于，
所述电压转换部具有：
变压器；
开关元件，该开关元件通过所述脉冲宽度调制来驱动，并且切换是否向所述变压器的一次侧施加所述输入电压；
整流电路，该整流电路从所述变压器的二次侧得到所述输出电压；以及
输出电压检测电路，该输出电压检测电路检测所述输出电压，
该电源控制装置还包括过负载检测电路，该过负载检测电路根据通过所述输出电压检测电路检测到的所述输出电压小于下限输出电压这一情况，来检测所述电压转换部的过负载。
13.如权利要求12所述的电源控制装置，其特征在于，
所述过负载检测电路根据流过所述开关元件的电流超过上限电流这一情况，来检测所述电压转换部的过负载。
14.如权利要求13所述的电源控制装置，其特征在于，还包括：
软启动控制电压输出部，该软启动控制电压输出部输出用于通过软启动来启动所述电压转换部的软启动控制电压；
振荡器，该振荡器输出以所述脉冲宽度调制的频率来振荡的振荡信号；以及
脉冲宽度调制部，该脉冲宽度调制部输出与将所述软启动控制电压和所述振荡信号的电压相比较的结果相对应的脉冲宽度的脉冲信号。
15.如权利要求14所述的电源控制装置，其特征在于，
所述软启动控制电压输出部输出所述软启动控制电压，所述软启动控制电压是通过在所述电压转换部的启动时利用软启动用电流对软启动用电容器进行充电而得到的。
16.如权利要求15所述的电源控制装置，其特征在于，
所述软启动控制电压输出部在所述电压转换部的启动之前，使比所述软启动用电流要大的设定获取用电流流向连接到所述软启动用电容器的软启动端子，
该电源控制装置还包括设定电压判定电路，该设定电压判定电路判定与流过有所述设定获取用电流这一情况相对应的所述软启动端子的电压，
所述频率设定电路根据所述设定电压判定电路所判定的所述软启动端子的电压来设定在所述电压转换部的启动中的所述脉冲宽度调制的最低频率。
17.一种电源控制方法，所述电源控制方法为对通过脉冲宽度调制来将输入电压转换为输出电压的电压转换部进行控制的电源控制方法，其特征在于，
在所述电压转换部的启动中，根据检测到所述电压转换部的过负载这一情况，将所述脉冲宽度调制的频率从第一频率降低到第二频率，
在检测到所述过负载之前，将在启动所述电压转换部的情况下使用的所述脉冲宽度调制的频率设定为比所述第二频率要高且比所述第一频率要低的第三频率，
所述第二频率比最低频率要高，所述最低频率比0Hz要高。
18.一种电源装置，其特征在于，包括：
电压转换部，该电压转换部通过脉冲宽度调制来将输入电压转换为输出电压；
频率降低电路，该频率降低电路根据在所述电压转换部的通常动作中检测到过负载这一情况、和启动所述电压转换部这一情况，来降低所述脉冲宽度调制的频率；
频率设定电路，该频率设定电路将在启动所述电压转换部的情况下使用的所述脉冲宽度调制的频率设定为比与所述过负载相对应的最低频率要高的频率；
软启动控制电压输出部，该软启动控制电压输出部输出用于通过软启动来启动所述电压转换部的软启动控制电压；
振荡器，该振荡器输出以所述脉冲宽度调制的频率来振荡的振荡信号；以及
脉冲宽度调制部，该脉冲宽度调制部输出与将所述软启动控制电压和所述振荡信号的电压相比较的结果相对应的脉冲宽度的脉冲信号，
所述软启动控制电压输出部输出所述软启动控制电压，所述软启动控制电压是通过在所述电压转换部的启动时利用软启动用电流对软启动用电容器进行充电而得到的，
所述软启动控制电压输出部在所述电压转换部的启动之前，使比所述软启动用电流要大的设定获取用电流流向连接到所述软启动用电容器的软启动端子，
该电源装置还包括设定电压判定电路，该设定电压判定电路判定与流过有所述设定获取用电流这一情况相对应的所述软启动端子的电压，
所述频率设定电路根据所述设定电压判定电路所判定的所述软启动端子的电压来设定在所述电压转换部的启动中的所述脉冲宽度调制的最低频率。
CN201980004142.6A 2018-03-13 2019-01-25 电源装置、电源控制装置、以及电源控制方法 Active CN111066235B (zh)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2018-046071 2018-03-13
JP2018046071 2018-03-13
PCT/JP2019/002591 WO2019176328A1 (ja) 2018-03-13 2019-01-25 電源装置、電源制御装置、および電源制御方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN111066235A CN111066235A (zh) 2020-04-24
CN111066235B true CN111066235B (zh) 2023-07-21

Family

ID=67907742

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201980004142.6A Active CN111066235B (zh) 2018-03-13 2019-01-25 电源装置、电源控制装置、以及电源控制方法

Country Status (4)

Country Link
US (1) US11336170B2 (zh)
JP (1) JP6904478B2 (zh)
CN (1) CN111066235B (zh)
WO (1) WO2019176328A1 (zh)

Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US11502597B2 (en) * 2020-01-08 2022-11-15 Infineon Technologies Austria Ag Startup of a voltage converter
CN112260530B (zh) * 2020-12-22 2021-03-12 深圳英集芯科技股份有限公司 电源软启动控制电路、控制芯片及控制装置
CN117392951B (zh) * 2023-12-05 2024-03-19 上海视涯技术有限公司 电源检测电路、硅基显示面板和显示装置

Citations (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5030887A (en) * 1990-01-29 1991-07-09 Guisinger John E High frequency fluorescent lamp exciter
WO2000069058A1 (en) * 1999-05-07 2000-11-16 Sony Corporation Switching power supply circuit
EP1398953A1 (en) * 2002-09-04 2004-03-17 Ricoh Company, Ltd. Apparatus and method for filtering image data
JP2004304885A (ja) * 2003-03-28 2004-10-28 Sony Corp スイッチング電源装置
WO2005006525A1 (en) * 2003-07-07 2005-01-20 Thomson Licensing Switched mode power supply
JP2006313708A (ja) * 2005-05-09 2006-11-16 Lecip Corp 放電灯点灯回路
CN103312170A (zh) * 2012-03-06 2013-09-18 富士电机株式会社 开关电源装置
CN105978317A (zh) * 2015-03-13 2016-09-28 富士电机株式会社 开关电源装置的控制电路和开关电源装置
JP2017229209A (ja) * 2016-06-24 2017-12-28 富士電機株式会社 スイッチング電源装置

Family Cites Families (30)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0496651A (ja) * 1990-08-14 1992-03-30 Oki Electric Ind Co Ltd スイッチングレギュレータの過電流保護回路
JP4662005B2 (ja) 2001-03-30 2011-03-30 サンケン電気株式会社 スイッチング電源装置
US6952355B2 (en) * 2002-07-22 2005-10-04 Ops Power Llc Two-stage converter using low permeability magnetics
US7362191B2 (en) * 2004-04-29 2008-04-22 Linear Technology Corporation Methods and circuits for frequency modulation that reduce the spectral noise of switching regulators
JP4064377B2 (ja) * 2004-07-20 2008-03-19 松下電器産業株式会社 スイッチング電源装置およびスイッチング電源用半導体装置
EP1648080B1 (en) * 2004-10-13 2012-01-04 Infineon Technologies AG Drive circuit for a switch in a switching converter
JP4884665B2 (ja) * 2004-11-12 2012-02-29 ローム株式会社 直流−交流変換装置、そのコントローラｉｃ、及び直流−交流変換装置の並行運転システム
JP2008289319A (ja) * 2007-05-21 2008-11-27 Sanken Electric Co Ltd 放電管電力供給装置及び半導体集積回路
KR100889528B1 (ko) * 2007-06-27 2009-03-19 삼성에스디아이 주식회사 소프트 스타트 회로와 이를 포함하는 전원공급장치
JP2009189170A (ja) * 2008-02-07 2009-08-20 Panasonic Corp エネルギ変換装置およびそれに用いる半導体装置とスイッチ制御方法
JP5147554B2 (ja) * 2008-06-10 2013-02-20 パナソニック株式会社 スイッチング電源装置及びそれに用いる半導体装置
US8222882B2 (en) * 2009-01-30 2012-07-17 Power Integrations, Inc. Power supply controller with input voltage compensation for efficiency and maximum power output
CN102369654B (zh) * 2009-03-13 2014-04-02 富士电机株式会社 开关电源装置、集成电路和开关电源装置的动作状态设定方法
JP5477699B2 (ja) * 2009-09-30 2014-04-23 サンケン電気株式会社 スイッチング電源装置
US8427130B2 (en) * 2010-12-16 2013-04-23 Integrated Device Technology, Inc. Methods and apparatuses for combined frequency compensation and soft start processes
US8508958B2 (en) * 2011-04-01 2013-08-13 Power Integrations, Inc. LLC controller with programmable fractional burst frequency
TWM418490U (en) * 2011-08-11 2011-12-11 Richtek Technology Corp Switching regulator and control circuit thereof
JP5978575B2 (ja) * 2011-09-13 2016-08-24 富士電機株式会社 スイッチング電源装置の制御回路およびスイッチング電源装置
JP6107132B2 (ja) * 2012-12-28 2017-04-05 富士電機株式会社 スイッチング電源装置
JP5928506B2 (ja) * 2014-02-28 2016-06-01 サンケン電気株式会社 スイッチング電源装置
JP2015192535A (ja) * 2014-03-28 2015-11-02 サンケン電気株式会社 スイッチング電源装置
JP6424644B2 (ja) * 2015-01-21 2018-11-21 ミツミ電機株式会社 電源制御用半導体装置
JP6623585B2 (ja) * 2015-07-10 2019-12-25 富士電機株式会社 スイッチング電源装置
US10075073B2 (en) * 2015-09-08 2018-09-11 Rohm Co., Ltd. DC/DC converter and switching power supply having overcurrent protection
US20170099011A1 (en) * 2015-10-02 2017-04-06 Advanced Charging Technologies, LLC Electrical circuit for delivering power to consumer electronic devices
US9692308B2 (en) * 2015-10-30 2017-06-27 Infineon Technologies Austria Ag Switch-mode power supply current monitoring with over current and overload protection
JP6583963B2 (ja) 2016-03-11 2019-10-02 新電元工業株式会社 スイッチング電源装置
US9960669B2 (en) * 2016-03-21 2018-05-01 Analog Devices, Inc. Hybrid soft-start for isolated converter
US10326370B2 (en) * 2016-06-02 2019-06-18 Semiconductor Components Industries, Llc Controlling output voltage for power converter
US10250252B2 (en) * 2016-11-03 2019-04-02 Semiconductor Components Industries, Llc Control circuit and method therefor

Patent Citations (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5030887A (en) * 1990-01-29 1991-07-09 Guisinger John E High frequency fluorescent lamp exciter
WO2000069058A1 (en) * 1999-05-07 2000-11-16 Sony Corporation Switching power supply circuit
EP1398953A1 (en) * 2002-09-04 2004-03-17 Ricoh Company, Ltd. Apparatus and method for filtering image data
JP2004304885A (ja) * 2003-03-28 2004-10-28 Sony Corp スイッチング電源装置
WO2005006525A1 (en) * 2003-07-07 2005-01-20 Thomson Licensing Switched mode power supply
JP2006313708A (ja) * 2005-05-09 2006-11-16 Lecip Corp 放電灯点灯回路
CN103312170A (zh) * 2012-03-06 2013-09-18 富士电机株式会社 开关电源装置
CN105978317A (zh) * 2015-03-13 2016-09-28 富士电机株式会社 开关电源装置的控制电路和开关电源装置
JP2017229209A (ja) * 2016-06-24 2017-12-28 富士電機株式会社 スイッチング電源装置

Also Published As

Publication number Publication date
US11336170B2 (en) 2022-05-17
WO2019176328A1 (ja) 2019-09-19
CN111066235A (zh) 2020-04-24
JP6904478B2 (ja) 2021-07-14
US20200195128A1 (en) 2020-06-18
JPWO2019176328A1 (ja) 2020-10-01

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US10075081B2 (en) Insulated synchronous rectification DC/DC converter
US10461649B2 (en) Switched-mode power supply circuit
US7592790B2 (en) Start-up circuit with feedforward compensation for power converters
US9240727B2 (en) Switching power supply device control circuit having an overcurrent protection control circuit
US9602017B2 (en) Switching power source device, method of controlling switching power source device, and circuit for controlling switching power source device
CN111066235B (zh) 电源装置、电源控制装置、以及电源控制方法
US8149598B2 (en) Switching power supply apparatus
CN110932553B (zh) 电源控制设备
JP2009142085A (ja) エネルギー伝達装置およびエネルギー伝達制御用半導体装置
WO2016136600A1 (ja) 電源制御用半導体装置
JP6860118B2 (ja) 力率改善回路及び半導体装置
US10756636B2 (en) Power control device switchable between multiple operating modes having different power consumption
US10389256B2 (en) Isolated DC/DC converter and primary side controller thereof, control method and power adaptor and electronic device using the same
JP7123733B2 (ja) 電源制御装置
CN109428475B (zh) 电流谐振电源装置的控制电路
JP7400188B2 (ja) 制御装置
JP3173677B2 (ja) インバータ制御式発電機
US11509215B2 (en) Power control apparatus and power control method with oscillation control
WO2021084964A1 (ja) スイッチング制御回路及びスイッチング電源装置
JP7291604B2 (ja) 電源制御装置、および電源回路
WO2014021470A1 (en) Isolated switched-mode power supply apparatus and control method for the same
CN117294119A (zh) 控制电路以及开关电源
JP2022061347A (ja) 半導体集積回路装置
CN115693602A (zh) 控制电路及开关电源

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant