JPH0496651A - スイッチングレギュレータの過電流保護回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 「産業上の利用分野］ 本発明はスイッチングしキュレータの過電流保護回路に
関し、さらに詳しくはコンバータトランスの１次巻線と
直列にスイッチング素子及びカレント１−ランスの１次
巻線を接続してこの力しンＩ・トランスの２次巻線に誘
起する電圧に基づき過電流保護制御を行なうものに関す
る。

［従来の技術］ 第２図は従来の過電流保護回路を備えるフォワードコン
バータ型スイッチンク゛レギュレータの回路図、第３図
は第２図の過電流保護回路の各部信号波形図である。

第２図において、このスイッチングレギュレータには入
力電圧ＶＩＮが与えられて出力電圧Ｖ　ＯＵＴを形成す
るものである。２個の入力電圧ライン間には、平滑用コ
ンデンサＣ１か接続されていると共に、コンバータトラ
ンスＴ１の１次巻線Ｎ１、ＦＥＴ等からなるスイッチン
グ素子Ｑ１、カレントトランスＣＴの１次巻線ＭＣＩの
直列回路か接続されている。

コンバータトランスＴ１に蓄積されたエネルキ−は、そ
の２次巻線Ｎ２から取出される。この２次巻線Ｎ２には
、整流タイオードＤ１、還流ダイオードＤ２　、チョー
クコイルＬ１及び平滑コンデンサＣ２か接続されており
、これらによって整流平滑されて安定な出力電圧Ｖ　Ｏ
ＵＴを得るようにしている。

制御回路１１は、出力電圧ｖ　ｏｕ丁に応したパルス幅
制御信号を出力するものであり、駆動回路１２は、これ
に応じてスイッチング素子Ｑ１のオンオフ動作を駆動す
るものである。

このような構成のスイッチングレギュレータは、さらに
過電流保護回路１３を有する。この過電流保護回路１３
は、上述したカレントトランスＣＴと、その２次巻線Ｎ
ｃ２の誘起電圧を整流平滑するための整流ダイオードＤ
３及び平滑コンデンサＣ３と、平滑電圧を分圧するため
の抵抗Ｒ１及びＲ２と、外部安定化電源電圧ＶＣＣを分
圧するための抵抗Ｒ３及びＲ４と、両分圧電圧を比較す
るコンパレータＩＣＩと、コンパレータＩＣＩの出力端
子に接続されているプルアップ抵抗ＲＯとから構成され
ている。

次に動作を説明する。

スイッチンク゛素子の１のスイッチング動作により、ス
イ・ノチング素子Ｑ１のソース−トレイン間電圧ＶＤＳ
か第３図（Ａ＞に示すように変化し、コンバータトラン
スＴ１０１次巻線Ｎ１に流れる１−次電流（トレイン電
流）ＩＱ（第３図（Ｂ））がオン／′オフしてその２次
巻線Ｎ２に電圧を誘起する。この誘起電圧を整流ダイオ
ードＤ１．還流タイオートＤ２、チョークコイルＬ１及
び平滑コンデンサＣ２で整流平滑化し、出力電圧ｖ　ｏ
ｕｒを形成する。

また、制御回路１１は出力電圧ｖ　ｏｕｒと不図示の基
準電圧とを比較することにより誤差電圧を形成しており
、この誤差電圧をＯに近づけるようなパルス幅のスイッ
チング制御信号を発生する。そして、駆動回ＦＩ！ｊ１
２はこのスイッチング制御信号を増幅してスイッチンク
゛素子Ｑ１をスイッチング動作せしめ、出力電圧■０旧
を一定に保つ。

一方、過電流保護回路］３においてし、スイッチング素
子Ｑ１のスイ・ｌチンク動作によりカレント［・ランス
ＣＴの１次巻線ＮＣＩに流れる１次電流（トレイン電流
）ＩＯか第３図（Ｂ）に示すようにオン／′オフし、そ
の２次巻線ＮＣ２にはこの電流■０と同様な波形の電圧
ＶＣ丁（第３図（Ｃ））が誘起される。この誘起電圧Ｖ
ＣＦを整流タイオードＤ３及び平滑コンデンサＣ３で整
流平滑し、さらに抵抗Ｒ１及びＲ２で分圧することによ
り分圧電圧Ｖｌ　　（第３図（Ｄ））を形成し、これを
コンパレータＩＣＩの非反転入力端子に入力する。また
、電源電圧■ＣＣを抵抗Ｒ３及びＲ４で分圧することに
より閾値電圧Ｖｆ　　（第３図（Ｄ〉）を形成し、これ
をコンパレータＩＣＩの反転入力端子に入力する。

このような状態において、負荷が通常の場合には、比較
される両電圧には■１≦Ｖｆの関係にあるので、コンパ
レータＩＣＩの出力はＬＯＷレベル（アラーム信号ＡＬ
Ｍ−オフ）となり、このＬ○Ｗレベルのアラーム信号Ａ
ＬＭを受ける制御回路１］はスイッチング制御をし続け
る。

しかし、（＝Ｉらかの理由で急激に過負荷になると出力
電流Ｉ　Ｏか増加し、出力電圧ｖｏｕｒか低下しようと
するので、制御回路１１は出力電圧Ｖ　ＯＵＴの低下を
検出し、これを防止すべくスイッチング素子Ｑ１のオン
区間を広ける。うなわち、これにより出力電圧ＶＯＵＴ
を一定に保とうとする。

一方、スイッチング素子Ｑ１がオン区間を広げると、ト
レイン電流ＩＤも平均的に大きくなってカレントトラン
スＣＴの２次巻線ＮＣ２に誘起される電圧ＶＣＴも平均
的に大きくなる。そのため、この誘起電圧ＶＣＴ７’、
）ら形成される分圧電圧Ｖ１も高くなる。これにより両
分圧電圧間にはＶｌ　＞Ｖｆの関係か生じ、コンパレー
タＩＣ１の出力はＨＩＧＨレヘルレベラーム信号ＡＬＭ
＝オン）になり、これによって制御回路］−１の動作を
停止させる。

その結果、スイッチング素子Ｑ１はオン／オフ動作を停
止し、出力電圧ｖ　ｏｕｒは出力されなくなって負荷を
保護する。

［発明か解決しようとする課頚］ 従来のスイッチングレギュレータの過電流保護動作は以
上のように行なわれ、負荷か変動幅の小さいスタティッ
クロートとみなせる場合には、閾値電圧Ｖｆを負荷の小
さい変動幅を考慮した低い値に設定できるか、負荷か変
動幅の大きいタイナミックロートになることもある場合
には、閾値電圧■［をかなり余裕を持った最大負荷値を
考慮した高い値に設定する必要かある。

しかし、後者の設定をした場合には、スタティックロー
ド時において何らかの理由である程度以上の過負荷とな
り、これが長時間続いたとしても、コンパレータＩＣＩ
の出力をＩ（ＩＧ）（レベルとするＶｌ　＞Ｖｆの関係
を満足しない限りは過電流保護回路が動作しないから、
しはしば回路素子か破損するという間顕点があった。

また、動作したとしても、閾値電圧Ｖｆが大きいために
動作するまでの時間か相対的に長く、大きな負荷電流か
その間に流れるために回路素子か破損する恐れもある。

本発明は、以上の点を考慮してなされたものであり、負
荷かスタティックロードのときもダイナミ・ツクロード
のときも適正に過電流保護を行なうことかできるスイッ
チングレギュレータの過電流保護回路を提供しようとす
るものである３０課題を解決するための手段］ このような課題を解決するなめに、本発明は、コンバー
タトランスの１次巻線と直列にスイッチング素子及びカ
レントトランスの１次巻線を接続してこのカレントトラ
ンスの２次巻線に誘起する電圧に基づき過電流保護制御
を行なうスイッチングレギュレータの過電流保護回路に
おいて、前記カレントトランスの２次巻線に誘起する電
圧を検出する検出手段と、２条件以上のいずれかを指示
する負荷条件の信号を入力する入力手段と、前記検出手
段が検出した電圧が前記入力した負荷条件の信号に基づ
く閾値電圧を超えることにより過電流保護信号を出力す
る比較手段とを備える。

［作用］ このような手段を備えた本発明では、大きな負荷変動が
予測されない場合は、例えば負荷条件の信号がＬＯＷレ
ベルであることにより該信号に基づく閾値電圧か低く設
定され、これによっである程度を超える過負荷になると
過電流を検出してスイッチンク”動作を停止する。また
大きな負荷変動か予測される場合は、前もって負荷条件
の信号がＨＩＧＨＩ、ヘルとなることにより該信号に基
づく閾値電圧か高く設定され、これによっである程度を
超える過負荷になっても過電流を検出せずにスイッチン
グ素子を継続する。

［実施例］ 以下、第１図及び第４図に従って本発明の一実施例を説
明する。

第１図は本発明による一実施例の過電流保護回路を備え
るフォワードコンバータ型スイッチン７レキュレータの
回路図、第４図は第１図の過電流保護回路の各部信号波
形図である。なお、第１１図において、第２図と同一符
号は同−又は相当部分を示している。

この実施例においても、スイッチングレギュレータとし
ての基本的構成（過電流保護回路以外の部分）は従来と
同様である。

゛の実施例の過電流保護回路１３Ａは、従来の過電流保
護回路１３に比較して以下の回路素子か新たに追加され
ている。

すなわち、オープンコレクタタイプの第２のコンパし一
タＴＣ２と、外部安定化電源電圧ＶＣＣを分圧してこの
コンパし一タＴＣ２に対する基準電圧〜′２を形成する
抵抗Ｒ７及びＲ８と、外部安定化電源電圧ＶＣＣを分圧
して分圧電圧Ｖ３を形成すると共にコンパレータＩＣ２
の出力によっては分圧を実行しない抵抗Ｒ５及びＲ６と
、抵抗Ｒ５及びＲ６の接続中点にアノードか接続されて
いて抵抗Ｒ３及びＲ４の接続中点にカソードか接続され
ているり“イオードＤ４とが新たに追加されている。な
お、抵抗Ｒ２に並列に分圧電圧Ｖ１の安定化用コンデン
サＣ４が接続されているが、これはこの実施例の特徴と
は関係なく、従来において接続していても良い。

なお、抵抗Ｒ５及びＲ６の分圧電圧は、抵抗Ｒ３及びＲ
４の分圧電圧よりダイオードＤ４の順方向降下電圧を越
えて大きく選定されている。また、抵抗Ｒ７及びＲ８に
よる分圧電圧、従ってコンパレータＩＣ２の基準電圧は
、外部より入力される負荷条件の信号ＤＰのＥ（ＩＧＩ
（レベル及びＬＯＷレベルの中間レベルに選定されてい
る。さらに、コンパレータＩＣ２の出力飽和電圧は、抵
抗Ｒ３及び４の分圧電圧より小さく選定されている。

ここで、負荷条件の信号ＤＰを説明する。負荷には論理
回路、アナログ回路、モータ回路等の各種の負荷があり
、一般に論理回路やアナログ回路は負荷変動の少ないス
タティックロードとみなせ、モータ回路は負荷変動の大
きいダイナミックロードとみなせる。そして、モータ回
路等はＣＰ［Ｊにより制御されることが多く、ＣＰＵは
前もってモータ回路等の付勢有無を把握できる。そこで
、例えば゛このスイッチングレギュレータの負荷として
論理回路とモータ回路とが接続されている場合は、ＣＰ
Ｕはモータ回路の付勢前に負荷条件の信号ＤＰをＨＩＧ
Ｈレベルにし、モータ回路を使用しなくなると負荷条件
の信号ＤＰをＬＯＷレベルにすることかできる。

この実施例においてもスイ・・／千シクしキュレータと
しての基本的動作は、従来と同様て゛あるので、その説
明は省略し、以下では、過電流保護動作について説明す
る。

駆動回路１２によるスイッチング制御によってスイッチ
ング素子Ｑ１のソース−ドレイン間電圧ＶＤＳは、第４
図（Ａ＞に示すようにオン／オフし、これによりカレン
トトランスＣＴの１次巻線ＮＣＩに流れる１次電流（ド
レイン電流＞ＩＤも第４図（Ｂ）に示すようにオン／オ
フし、２次巻線ＮＣ２にこの電流ＩＤと同様な波形を有
する電圧ＶＣＴ（第４図（Ｃ））を誘起させる。この誘
起電圧■ＣＴが整流・平滑化された後、抵抗Ｒ１及びＲ
２によって分圧され、その分圧電圧Ｖｌ　　（第４図（
Ｅ））が第１のコンパレータＩＣ１の非反転入力端子に
入力される。

このような動作自体は従来と同様である。しかし、この
第１のコンパレータＩＣＩの反転入力端子に印加する閾
値電圧Ｖｆを、負荷条件の信号ＤＰのレベルによって可
変している点か従来とは異なる。

負荷条件の信号ＤＰ　　（第４図（Ｄ））がＬＯＷレベ
ル（例えばＯＶ　）のときには、第２のコンパレータＩ
Ｃ２の基準電圧Ｖ２　　（第４図（Ｄ））を上述のよう
にＤＰ　＜Ｖ２の関係に選定しているので、コンパレー
タＩＣ２の出力は、例えば゛ＬＯＷレベルの出力飽和電
圧であるところの約０．５Ｖ以下になる。コンパレータ
ＩＣ２かオープンコレクタタイプであるため、これによ
り、抵抗Ｒ５及びＲ６の接続中点の電位■３は０．５Ｖ
以下に引き込まれる。この電位■３は、抵抗Ｒ３及びＲ
４による分圧電圧より小さく、ダイオードＤ４か逆バイ
アスされるので、閾値電圧Ｖｆは抵抗Ｒ３及びＲ４によ
る分圧電圧となる。その結果、従来の過電流保護回路］
、３と同様の低いレンジで動作する。

従って、この状態である程度を超える過負荷になると、
第１のコンパレータＩＣＩで比較される両電圧間にはＶ
ｌ　＞Ｖｆの関係が成立ち、コンパレータＩＣ１は過電
流を検出してＨＩＧＨレベルのアラーム信号ＡＬＭを制
御回路１１に出力し、スイッチング動作を停止させて過
′電流から負荷及びスイ・ソチンクしキュレータを保護
させる。

他方、負荷条件の信号ＤＰがＨｆＧｔ−ｌレベルのとき
には、負荷条件の信号ＤＰか基準電圧Ｖ２より大きくな
るから、コンパレータＩＣ２の出力はオープンとなり、
抵抗Ｒ５及びＲ６の接続中点の電位■３は電源電圧ＶＣ
Ｃを抵抗Ｒ５及びＲ６で分圧した値になる。そして、こ
の場合の電圧Ｖ３は、「抵抗Ｒ３及びＲ４の分圧電圧＋
ダイオードＤ４の順方向降下電圧ＶＤ４Ｊよりも高くな
るように選定されているので、タイオートＤ４か順バイ
アスされ、閾値電圧Ｖｆは電圧Ｖ３−ＶＤ４（第４図（
Ｅ））まて引き上げられる。これにより閾値電圧Ｖｆと
検出分圧電圧Ｖ１との差（余裕）か大きくなるから、あ
る程度を超える過負荷になっても、例えば負荷条件の信
号ＤＰがＬＯＷレベルで過電流を検出していた多少の過
負荷になっても、過電流を検出せずにスイッチング動作
を継続する。

勿論、この場合であっても、かなりの過負荷になって電
圧Ｖ１が閾値電圧Ｖｆより大きくなると、コンパレータ
ＩＣＩは過電流を検出してＨＩＧｆ−（レベルのアラー
ム信号ＡＬＭを制御回路１１に出力し、スイッチング動
作を停止させて負荷及びスイッチングレギュレータを過
電流から保護させる。

従って、上述の実施例によれば、負荷条件の信号Ｄ　Ｐ
によってコンパレータＩＣＩの閾値電圧Ｖｆを可変する
ようにしたので、負荷がスタテイ・ツクロードのときも
タイナミックロードのときも適正に過電流保護を行なう
ことができる。

また、負荷条件の信号ＤＰを）（ＩＧＨレベルにする区
間は通常は限られているから、スイッチングレギュレー
タ及び負荷の回路素子を破損する心配もない。

なお、上述の実施例ではフォワード回路方式のスイッチ
ングレギュレータへの応用例を述べなが、本発明による
過電流保護回路は他の回路方式のスイッチングレギュレ
ータにも応用可能である。

［発明の効果］ 以上のように、本発明によ？Ｌば、外部より入力する負
荷条件の信号に基づいて過電流検出の閾値を変えるので
、大きな負荷変動か予想される場合は過電流検出の闇値
を高くでき、また負荷変動か小さい場合は閾値を低くで
き、もって負荷かスタテイ・ツクロートのときもタイナ
ミックロートのときも適性に過電流保護を行なえる効果
かある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による一実施例の過電流保護回路を備え
るフォワードコンバータ型スイッチングレギュレータの
回路図、第２図は従来の過電流保護回路を備えるフォワ
ードコンバータ型スイッチングレギュレータの回路図、
第３図は第２図の過電流保護回路の各部信号波形図、第
４図は第１図の過電流保護回路の各部信号波形図である
。 Ｔ１・・・コンバータトランス、Ｎ１・・・コンバータ
トランスの１次巻線、Ｎ２・・・コンバータトランスの
２次巻線、Ｑｌ・・・スイッチンク素子、ＣＴ・・・カ
レントトランス、ＮＣＩ・・・カレントトランスの１次
巻線、ＮＣ２・・・カレントトランスの２次巻線、１１
・・制御回路、１２・・・駆動回路、１−３Ａ・・・過
電流保護回路、ＩＣＩ、ＩＣ２・・・コンパレータ、Ｄ
１〜Ｄ４タイチー１・、Ｌｌ・・・チョークコイル　Ｃ
１−ＮＣ３・・・コンテンサ、Ｒ，Ｏ−Ｒ，８・・・抵
抗、ＶＣＣ・・安定化電源電圧、ＤＰ・・・負荷条件の
信号。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 コンバータトランスの１次巻線と直列にスイッチング素
   子及びカレントトランスの１次巻線を接続してこのカレ
   ントトランスの２次巻線に誘起する電圧に基づき過電流
   保護制御を行なうスイッチングレギュレータの過電流保
   護回路において、前記カレントトランスの２次巻線に誘
   起する電圧を検出する検出手段と、 ２条件以上のいずれかを指示する負荷条件の信号を入力
   する入力手段と、 前記検出手段が検出した電圧が前記入力した負荷条件の
   信号に基づく閾値電圧を超えることにより過電流保護信
   号を出力する比較手段と、 を備えたことを特徴とするスイッチングレギュレータの
   過電流保護回路。