JPH0746828A - スイッチング電源回路 - Google Patents
スイッチング電源回路Info
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- JPH0746828A JPH0746828A JP18646393A JP18646393A JPH0746828A JP H0746828 A JPH0746828 A JP H0746828A JP 18646393 A JP18646393 A JP 18646393A JP 18646393 A JP18646393 A JP 18646393A JP H0746828 A JPH0746828 A JP H0746828A
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- circuit
- switching
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Abstract
(57)【要約】
【構成】 過電流保護機能が動作してスイッチングパル
ス幅が狭まると、出力電圧が低下する。出力電圧がさら
に低下して、定電圧源９の定電圧より低くなると、これ
がコンパレータ８により検出される。これにより、発振
周波数変更回路１０が発振器５の発振周波数を低下させ
スイッチング周波数が低下することになる。すると、ス
イッチングパルス幅が広くなって、過電流状態が検出さ
れてからトランジスタＴｒ1 がＯＦＦするまでの遅延時
間による影響が小さくなる。 【効果】 上記の遅延時間の影響による出力電流の増大
を防止することができ、より信頼性の高い過電流保護機
能を提供することができる。
ス幅が狭まると、出力電圧が低下する。出力電圧がさら
に低下して、定電圧源９の定電圧より低くなると、これ
がコンパレータ８により検出される。これにより、発振
周波数変更回路１０が発振器５の発振周波数を低下させ
スイッチング周波数が低下することになる。すると、ス
イッチングパルス幅が広くなって、過電流状態が検出さ
れてからトランジスタＴｒ1 がＯＦＦするまでの遅延時
間による影響が小さくなる。 【効果】 上記の遅延時間の影響による出力電流の増大
を防止することができ、より信頼性の高い過電流保護機
能を提供することができる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、過負荷や出力短絡が生
じたときに出力電流を制限する過電流保護回路を備えた
スイッチング電源回路に関するものである。
じたときに出力電流を制限する過電流保護回路を備えた
スイッチング電源回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】過電流保護機能を備えたスイッチング電
源回路としては、例えば、図３に示す構成が挙げられ
る。
源回路としては、例えば、図３に示す構成が挙げられ
る。
【０００３】このスイッチング電源回路においては、入
力段のコンデンサＣ11で平滑された入力電圧ＶINがトラ
ンジスタＴｒ11によりスイッチングされる。トランジス
タＴｒ11がＯＮしている期間では、トランジスタＴｒ11
のエミッタに現れた電圧ＶOU T により、コイルＬ11、コ
ンデンサＣ12および負荷Ｒ13に対してエネルギーが供給
される。トランジスタＴｒ11がＯＦＦしている期間で
は、コイルＬ11に蓄えられたエネルギーが、ダイオード
Ｄ11により還流させられて負荷Ｒ13に与えられる。
力段のコンデンサＣ11で平滑された入力電圧ＶINがトラ
ンジスタＴｒ11によりスイッチングされる。トランジス
タＴｒ11がＯＮしている期間では、トランジスタＴｒ11
のエミッタに現れた電圧ＶOU T により、コイルＬ11、コ
ンデンサＣ12および負荷Ｒ13に対してエネルギーが供給
される。トランジスタＴｒ11がＯＦＦしている期間で
は、コイルＬ11に蓄えられたエネルギーが、ダイオード
Ｄ11により還流させられて負荷Ｒ13に与えられる。
【０００４】出力電圧ＶO の制御は、出力電圧ＶO を抵
抗Ｒ11・Ｒ12の抵抗値による所定の比率で分割した電圧
と基準電圧源１２の基準電圧とに基づいて行なわれる。
まず、差動アンプ１１により、両電圧の差に応じた電圧
が出力され、その電圧と発振器１３から出力される１０
０ｋＨｚの三角波とがコンパレータ１４で比較される。
すると、コンパレータ１４からは、差動アンプ１１の出
力レベルに応じたパルス幅のＰＷＭ信号が出力される。
抗Ｒ11・Ｒ12の抵抗値による所定の比率で分割した電圧
と基準電圧源１２の基準電圧とに基づいて行なわれる。
まず、差動アンプ１１により、両電圧の差に応じた電圧
が出力され、その電圧と発振器１３から出力される１０
０ｋＨｚの三角波とがコンパレータ１４で比較される。
すると、コンパレータ１４からは、差動アンプ１１の出
力レベルに応じたパルス幅のＰＷＭ信号が出力される。
【０００５】次いで、このＰＷＭ信号が駆動回路１５に
与えられると、ＰＷＭ信号のデューティサイクルに応じ
て駆動回路１５がトランジスタＴｒ11のＯＮ・ＯＦＦを
制御する。これにより、出力電圧ＶO が基準電圧および
抵抗Ｒ11・Ｒ12による分圧比で決まる一定電圧（５
〔Ｖ〕）に制御される。
与えられると、ＰＷＭ信号のデューティサイクルに応じ
て駆動回路１５がトランジスタＴｒ11のＯＮ・ＯＦＦを
制御する。これにより、出力電圧ＶO が基準電圧および
抵抗Ｒ11・Ｒ12による分圧比で決まる一定電圧（５
〔Ｖ〕）に制御される。
【０００６】上記の動作時においては、図５の（ａ）お
よび（ｂ）に示すように、コンパレータ１３の出力電圧
すなわちＰＷＭ信号および電圧ＶOUT が破線で示すよう
なパルス幅となっている。トランジスタＴｒ11のデュー
ティサイクルＤは、トランジスタＴｒ11のＯＮ時間とＯ
ＦＦ時間とをそれぞれｔON、ｔOFF とすれば、 Ｄ＝ｔON／（ｔON＋ｔOFF ) ＝（ＶO ／ＶIN）×１００〔％〕 …（１） となる。
よび（ｂ）に示すように、コンパレータ１３の出力電圧
すなわちＰＷＭ信号および電圧ＶOUT が破線で示すよう
なパルス幅となっている。トランジスタＴｒ11のデュー
ティサイクルＤは、トランジスタＴｒ11のＯＮ時間とＯ
ＦＦ時間とをそれぞれｔON、ｔOFF とすれば、 Ｄ＝ｔON／（ｔON＋ｔOFF ) ＝（ＶO ／ＶIN）×１００〔％〕 …（１） となる。
【０００７】ところが、負荷Ｒ13が重くなると、コイル
Ｌ11に流れるコイル電流ＩL が、同図の（ｃ）で破線か
ら実線に示すように増大する。やがて、コイル電流ＩL
が過電流検出レベルＩCLを越えると、入力段に設けられ
た過電流検出回路１６により過電流状態が検出され、Ｒ
Ｓフリップフロップ回路１７にセット信号が出力され
る。
Ｌ11に流れるコイル電流ＩL が、同図の（ｃ）で破線か
ら実線に示すように増大する。やがて、コイル電流ＩL
が過電流検出レベルＩCLを越えると、入力段に設けられ
た過電流検出回路１６により過電流状態が検出され、Ｒ
Ｓフリップフロップ回路１７にセット信号が出力され
る。
【０００８】ＲＳフリップフロップ回路１７は、セット
端子電圧が同図の（ｄ）に示すように“Ｌｏｗ”に変化
してセットされる。セット端子電圧が一度“Ｌｏｗ”と
なるとラッチがかかり、出力を“Ｌｏｗ”に保持する。
このとき、リセット端子電圧は、“Ｈｉｇｈ”のままと
なる。
端子電圧が同図の（ｄ）に示すように“Ｌｏｗ”に変化
してセットされる。セット端子電圧が一度“Ｌｏｗ”と
なるとラッチがかかり、出力を“Ｌｏｗ”に保持する。
このとき、リセット端子電圧は、“Ｈｉｇｈ”のままと
なる。
【０００９】すると、コンパレータ出力電圧および電圧
ＶOUT は、同図の（ａ）および（ｂ）に破線で示すパル
ス幅であるにも関わらず、ＲＳフリップフロップ回路１
７の出力がセット時から“Ｌｏｗ”となるため、実線で
示すパルス幅まで狭められる。このようにしてトランジ
スタＴｒ11のスイッチング周波数が低下することによ
り、出力電圧ＶO が低下して出力電流の増大が抑制され
る。そして、この結果、出力電流ＩO は、図４に示すよ
うにＡ点で低下する。
ＶOUT は、同図の（ａ）および（ｂ）に破線で示すパル
ス幅であるにも関わらず、ＲＳフリップフロップ回路１
７の出力がセット時から“Ｌｏｗ”となるため、実線で
示すパルス幅まで狭められる。このようにしてトランジ
スタＴｒ11のスイッチング周波数が低下することによ
り、出力電圧ＶO が低下して出力電流の増大が抑制され
る。そして、この結果、出力電流ＩO は、図４に示すよ
うにＡ点で低下する。
【００１０】また、発振器１３からＲＳフリップフロッ
プ回路１７へは、トランジスタＴｒ11のＯＦＦ時にリセ
ット信号が出力されており、同図の（ｅ）に示すように
ＲＳフリップフロップ回路１７のリセット端子電圧が変
化する。このとき、ＲＳフリップフロップ回路１７は、
リセット端子電圧が一度“Ｌｏｗ”となるとラッチがか
かり、セット端子電圧が“Ｌｏｗ”となるときと逆に出
力を“Ｈｉｇｈ”に保持する。これにより、トランジス
タＴｒ11は、次のＯＮ時に通常のタイミングでＯＮす
る。
プ回路１７へは、トランジスタＴｒ11のＯＦＦ時にリセ
ット信号が出力されており、同図の（ｅ）に示すように
ＲＳフリップフロップ回路１７のリセット端子電圧が変
化する。このとき、ＲＳフリップフロップ回路１７は、
リセット端子電圧が一度“Ｌｏｗ”となるとラッチがか
かり、セット端子電圧が“Ｌｏｗ”となるときと逆に出
力を“Ｈｉｇｈ”に保持する。これにより、トランジス
タＴｒ11は、次のＯＮ時に通常のタイミングでＯＮす
る。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記の
スイッチング電源回路では、スイッチング電源の小型化
や軽量化などの目的によりスイッチング周波数を高くし
ていくと（約５０ｋＨｚ以上）、以下に説明するよう
に、過電流保護機能の動作に不都合が生じる。
スイッチング電源回路では、スイッチング電源の小型化
や軽量化などの目的によりスイッチング周波数を高くし
ていくと（約５０ｋＨｚ以上）、以下に説明するよう
に、過電流保護機能の動作に不都合が生じる。
【００１２】この場合、図５に示すように、セット端子
電圧が“Ｌｏｗ”になるまでの時間ｔd1と、セット端子
電圧が“Ｌｏｗ”になってからトランジスタＴｒ11がＯ
ＦＦするまでの時間ｔd2とに遅れが生じる。両時間ｔd1
・ｔd2の和である遅延時間ｔd は、過電流検出時からト
ランジスタＴｒ11をＯＦＦさせるまでの時間、すなわち
過電流保護機能が動作するまでに要する時間である。上
記の遅延時間ｔd は、約１μｓにも達し過電流保護動作
時にスイッチングパルス幅が狭められると保護動作に及
ぶ影響が大きくなり無視できなくなる。
電圧が“Ｌｏｗ”になるまでの時間ｔd1と、セット端子
電圧が“Ｌｏｗ”になってからトランジスタＴｒ11がＯ
ＦＦするまでの時間ｔd2とに遅れが生じる。両時間ｔd1
・ｔd2の和である遅延時間ｔd は、過電流検出時からト
ランジスタＴｒ11をＯＦＦさせるまでの時間、すなわち
過電流保護機能が動作するまでに要する時間である。上
記の遅延時間ｔd は、約１μｓにも達し過電流保護動作
時にスイッチングパルス幅が狭められると保護動作に及
ぶ影響が大きくなり無視できなくなる。
【００１３】例えば、入力電圧ＶIN＝４０〔Ｖ〕、出力
電圧ＶO ＝５〔Ｖ〕、コイルＬ11のインダクタンスＬ＝
２００〔μＨ〕とすると、上記の遅延時間ｔd の間にコ
イル電流ＩL の変化分である電流ΔＩは、 ΔＩ＝〔（ＶIN−ＶO ）／Ｌ〕×ｔd ＝０．１７５〔Ａ〕 となる。このため、コイル電流ＩL は、電流ΔＩにより
過電流検出レベルＩCLを越えてしまう。そして、この電
流変化分が、平均電流すなわち出力電流ＩO を増大させ
ることになる。
電圧ＶO ＝５〔Ｖ〕、コイルＬ11のインダクタンスＬ＝
２００〔μＨ〕とすると、上記の遅延時間ｔd の間にコ
イル電流ＩL の変化分である電流ΔＩは、 ΔＩ＝〔（ＶIN−ＶO ）／Ｌ〕×ｔd ＝０．１７５〔Ａ〕 となる。このため、コイル電流ＩL は、電流ΔＩにより
過電流検出レベルＩCLを越えてしまう。そして、この電
流変化分が、平均電流すなわち出力電流ＩO を増大させ
ることになる。
【００１４】このときの出力特性は、図４に示すよう
に、短絡状態（ＶO ＝０〔Ｖ〕）に近くなるほどエミッ
タ電流が増大し、絶対最大定格値（２．５〔Ａ〕）を越
えてしまい、垂下特性とならなくなる。このように、上
記のスイッチング電源回路では、スイッチング周波数が
高くなるほど過電流保護が確実に動作しなくなるという
問題点があった。
に、短絡状態（ＶO ＝０〔Ｖ〕）に近くなるほどエミッ
タ電流が増大し、絶対最大定格値（２．５〔Ａ〕）を越
えてしまい、垂下特性とならなくなる。このように、上
記のスイッチング電源回路では、スイッチング周波数が
高くなるほど過電流保護が確実に動作しなくなるという
問題点があった。
【００１５】本発明は、上記の事情に鑑みてなされたも
のであって、過電流保護機能の動作が遅れることによる
出力電流の増大を抑制して、過電流保護機能を確実に動
作させることを目的としている。
のであって、過電流保護機能の動作が遅れることによる
出力電流の増大を抑制して、過電流保護機能を確実に動
作させることを目的としている。
【００１６】
【課題を解決するための手段】本発明のスイッチング電
源回路は、出力電流が所定値より大きくなるとスイッチ
ングパルス幅を狭めて出力電流を制限する過電流保護回
路を備えたスイッチング電源回路において、上記の課題
を解決するために、以下の手段を講じていることを特徴
としている。
源回路は、出力電流が所定値より大きくなるとスイッチ
ングパルス幅を狭めて出力電流を制限する過電流保護回
路を備えたスイッチング電源回路において、上記の課題
を解決するために、以下の手段を講じていることを特徴
としている。
【００１７】すなわち、上記のスイッチング電源回路
は、出力電圧が所定の電圧より低下したことを検出する
例えばコンパレータによる電圧低下検出手段と、この電
圧低下検出手段により出力電圧の低下が検出されるとス
イッチング周波数を低下させる周波数低下手段とを備え
ている。
は、出力電圧が所定の電圧より低下したことを検出する
例えばコンパレータによる電圧低下検出手段と、この電
圧低下検出手段により出力電圧の低下が検出されるとス
イッチング周波数を低下させる周波数低下手段とを備え
ている。
【００１８】
【作用】上記の構成では、過電流保護回路が動作を開始
するとスイッチングパルス幅が狭まることにより出力電
圧が低下して出力電流が減少する。このとき、スイッチ
ングパルス幅が狭まると、前述したように、過電流状態
が検出されてからスイッチングトランジスタがＯＦＦす
るまでの遅延時間が無視できなくなる。
するとスイッチングパルス幅が狭まることにより出力電
圧が低下して出力電流が減少する。このとき、スイッチ
ングパルス幅が狭まると、前述したように、過電流状態
が検出されてからスイッチングトランジスタがＯＦＦす
るまでの遅延時間が無視できなくなる。
【００１９】これに対しては、出力電圧が所定の電圧よ
り低下したことが電圧低下検出手段により検出される
と、周波数低下手段によりスイッチング周波数が低下す
る。これにより、スイッチングパルス幅が広くなり、上
記の遅延時間の影響を小さくすることができる。
り低下したことが電圧低下検出手段により検出される
と、周波数低下手段によりスイッチング周波数が低下す
る。これにより、スイッチングパルス幅が広くなり、上
記の遅延時間の影響を小さくすることができる。
【００２０】このように、上記の構成によれば、上記の
遅延時間の影響による出力電流の増大を防止することが
できる。
遅延時間の影響による出力電流の増大を防止することが
できる。
【００２１】
【実施例】本発明の一実施例について図１および図２に
基づいて説明すれば、以下の通りである。
基づいて説明すれば、以下の通りである。
【００２２】本実施例に係るスイッチング電源回路は、
チョッパ型であり、半導体集積回路としてＩＣ化されて
いる。このスイッチング電源回路は、図１に示すよう
に、１２〔Ｖ〕の入力電圧ＶINをスイッチングするＮＰ
Ｎ形のトランジスタＴｒ1 を備えている。トランジスタ
Ｔｒ1 のコレクタには、過電流検出回路１が接続されて
おり、過電流検出回路１の前段には脈流を平滑するコン
デンサＣ1 が設けられている。過電流検出回路１は、ト
ランジスタＴｒ1 のコレクタ・エミッタ間に流れる電流
が過電流検出レベルＩを越えると、過電流状態であると
検出し、これを後述するＲＳフリップフロップ回路６に
与えるセット信号として出力するようになっている。
チョッパ型であり、半導体集積回路としてＩＣ化されて
いる。このスイッチング電源回路は、図１に示すよう
に、１２〔Ｖ〕の入力電圧ＶINをスイッチングするＮＰ
Ｎ形のトランジスタＴｒ1 を備えている。トランジスタ
Ｔｒ1 のコレクタには、過電流検出回路１が接続されて
おり、過電流検出回路１の前段には脈流を平滑するコン
デンサＣ1 が設けられている。過電流検出回路１は、ト
ランジスタＴｒ1 のコレクタ・エミッタ間に流れる電流
が過電流検出レベルＩを越えると、過電流状態であると
検出し、これを後述するＲＳフリップフロップ回路６に
与えるセット信号として出力するようになっている。
【００２３】トランジスタＴｒ1 のエミッタには、コイ
ルＬ1 が直列に接続されている。このコイルＬ1 の上記
エミッタ側の一端にはダイオードＤ1 のカソードが接続
され、ダイオードＤ1 のアノードは接地されている。ま
た、コイルＬ1 の他端は、出力平滑用のコンデンサＣ2
の一端に接続されるとともに、直列に接続された抵抗Ｒ
1 ・Ｒ2 と、これら抵抗Ｒ1 ・Ｒ2 と並列に設けられた
負荷Ｒ3 とを介して接地されている。上記のコンデンサ
Ｃ2 は、他端が接地されている。また、抵抗Ｒ1 ・Ｒ2
は、抵抗値がそれぞれ３ｋΩと１ｋΩであり、出力電圧
ＶO を１／４に分圧するようになっている。
ルＬ1 が直列に接続されている。このコイルＬ1 の上記
エミッタ側の一端にはダイオードＤ1 のカソードが接続
され、ダイオードＤ1 のアノードは接地されている。ま
た、コイルＬ1 の他端は、出力平滑用のコンデンサＣ2
の一端に接続されるとともに、直列に接続された抵抗Ｒ
1 ・Ｒ2 と、これら抵抗Ｒ1 ・Ｒ2 と並列に設けられた
負荷Ｒ3 とを介して接地されている。上記のコンデンサ
Ｃ2 は、他端が接地されている。また、抵抗Ｒ1 ・Ｒ2
は、抵抗値がそれぞれ３ｋΩと１ｋΩであり、出力電圧
ＶO を１／４に分圧するようになっている。
【００２４】上記の抵抗Ｒ1 と抵抗Ｒ2 との接続点は、
差動アンプ２の反転入力に接続されている。また、この
差動アンプ２の非反転入力には、１．２５〔Ｖ〕の基準
電圧を発生する基準電圧源３が接続されている。差動ア
ンプ２は、出力電圧ＶO （５〔Ｖ〕）が抵抗Ｒ1 ・Ｒ2
により分圧されて得られた帰還電圧と上記の基準電圧と
の差に応じた電圧を出力するようになっている。
差動アンプ２の反転入力に接続されている。また、この
差動アンプ２の非反転入力には、１．２５〔Ｖ〕の基準
電圧を発生する基準電圧源３が接続されている。差動ア
ンプ２は、出力電圧ＶO （５〔Ｖ〕）が抵抗Ｒ1 ・Ｒ2
により分圧されて得られた帰還電圧と上記の基準電圧と
の差に応じた電圧を出力するようになっている。
【００２５】上記の差動アンプ２の出力は、コンパレー
タ４の非反転入力に接続されている。また、コンパレー
タ４の反転入力には、発振器５が接続されている。発振
器５は、三角波を発生するとともに、後述するＲＳフリ
ップフロップ回路６に与えるリセット信号を発生するよ
うになっている。また、発振器５は、後述する発振周波
数変更回路１０の指令により三角波の発振周波数を１０
０Ｈｚから２０Ｈｚにまで低下させるようになってい
る。
タ４の非反転入力に接続されている。また、コンパレー
タ４の反転入力には、発振器５が接続されている。発振
器５は、三角波を発生するとともに、後述するＲＳフリ
ップフロップ回路６に与えるリセット信号を発生するよ
うになっている。また、発振器５は、後述する発振周波
数変更回路１０の指令により三角波の発振周波数を１０
０Ｈｚから２０Ｈｚにまで低下させるようになってい
る。
【００２６】コンパレータ４は、発振器５からの三角波
と差動アンプ２の出力電圧とを比較して、差動アンプ２
の出力電圧が三角波のレベルより高いとき“Ｈｉｇｈ”
を出力する一方、差動アンプ２の出力電圧が三角波のレ
ベルより低いとき“Ｌｏｗ”を出力するようになってい
る。つまり、コンパレータ４は、トランジスタＴｒ1を
ＯＮ・ＯＦＦさせるためのＰＷＭ信号を出力するように
なっている。
と差動アンプ２の出力電圧とを比較して、差動アンプ２
の出力電圧が三角波のレベルより高いとき“Ｈｉｇｈ”
を出力する一方、差動アンプ２の出力電圧が三角波のレ
ベルより低いとき“Ｌｏｗ”を出力するようになってい
る。つまり、コンパレータ４は、トランジスタＴｒ1を
ＯＮ・ＯＦＦさせるためのＰＷＭ信号を出力するように
なっている。
【００２７】上記のコンパレータ４の出力は、駆動回路
７に接続されるとともに、ＲＳフリップフロップ回路６
に接続されている。駆動回路７は、コンパレータ４から
のＰＷＭ信号に基づいて、トランジスタＴｒ1 をＯＮ・
ＯＦＦ駆動する回路である。また、ＲＳフリップフロッ
プ回路６は、過電流検出回路１からのセット信号でセッ
トされるとともに発振器５からのリセット信号によりリ
セットされ、上記のＰＷＭ信号のパルス幅を狭めてスイ
ッチングパルス幅を狭めるようになっている。
７に接続されるとともに、ＲＳフリップフロップ回路６
に接続されている。駆動回路７は、コンパレータ４から
のＰＷＭ信号に基づいて、トランジスタＴｒ1 をＯＮ・
ＯＦＦ駆動する回路である。また、ＲＳフリップフロッ
プ回路６は、過電流検出回路１からのセット信号でセッ
トされるとともに発振器５からのリセット信号によりリ
セットされ、上記のＰＷＭ信号のパルス幅を狭めてスイ
ッチングパルス幅を狭めるようになっている。
【００２８】本スイッチング電源回路は、前記の過電流
検出回路１およびＲＳフリップフロップ回路６により過
電流状態を検出してスイッチングパルス幅を狭めてトラ
ンジスタＴｒ1 の動作を制御することにより、過電流保
護を行なうようになっている。つまり、過電流検出回路
１およびＲＳフリップフロップ回路６により過電流保護
回路が構成されている。
検出回路１およびＲＳフリップフロップ回路６により過
電流状態を検出してスイッチングパルス幅を狭めてトラ
ンジスタＴｒ1 の動作を制御することにより、過電流保
護を行なうようになっている。つまり、過電流検出回路
１およびＲＳフリップフロップ回路６により過電流保護
回路が構成されている。
【００２９】また、本スイッチング電源回路において
は、前記の抵抗Ｒ1 と抵抗Ｒ2 との接続点がコンパレー
タ８の非反転入力に接続されている。また、このコンパ
レータ８の反転入力には、定電圧源９が接続されてい
る。定電圧源９は、０．６〔Ｖ〕の一定電圧を出力する
回路である。コンパレータ８は、抵抗Ｒ1 ・Ｒ2 により
得られた帰還電圧と上記の一定電圧とを比較して、帰還
電圧が一定電圧より高くなるとき“Ｈｉｇｈ”を出力す
る一方、帰還電圧が一定電圧より低くなるとき“Ｌｏ
ｗ”を出力するようになっている。
は、前記の抵抗Ｒ1 と抵抗Ｒ2 との接続点がコンパレー
タ８の非反転入力に接続されている。また、このコンパ
レータ８の反転入力には、定電圧源９が接続されてい
る。定電圧源９は、０．６〔Ｖ〕の一定電圧を出力する
回路である。コンパレータ８は、抵抗Ｒ1 ・Ｒ2 により
得られた帰還電圧と上記の一定電圧とを比較して、帰還
電圧が一定電圧より高くなるとき“Ｈｉｇｈ”を出力す
る一方、帰還電圧が一定電圧より低くなるとき“Ｌｏ
ｗ”を出力するようになっている。
【００３０】なお、帰還電圧が０．６〔Ｖ〕となるとき
の出力電圧ＶO は、次式により、 ＶO ＝０．６〔Ｖ〕×（Ｒ1 ＋Ｒ2 ）／Ｒ2 ＝２．４〔Ｖ〕 となる。すなわち、コンパレータ８は、出力電圧が上記
の２．４〔Ｖ〕より低下したことを検出するようになっ
ており、電圧低下検出手段としての機能を有している。
の出力電圧ＶO は、次式により、 ＶO ＝０．６〔Ｖ〕×（Ｒ1 ＋Ｒ2 ）／Ｒ2 ＝２．４〔Ｖ〕 となる。すなわち、コンパレータ８は、出力電圧が上記
の２．４〔Ｖ〕より低下したことを検出するようになっ
ており、電圧低下検出手段としての機能を有している。
【００３１】上記のコンパレータ８の出力には、周波数
低下手段としての発振周波数変更回路１０が接続されて
いる。この発振周波数変更回路１０は、コンパレータ８
の出力が“Ｌｏｗ”となったとき、発振器５に対し三角
波の発振周波数を低下させるための指令信号を出力する
ようになっている。
低下手段としての発振周波数変更回路１０が接続されて
いる。この発振周波数変更回路１０は、コンパレータ８
の出力が“Ｌｏｗ”となったとき、発振器５に対し三角
波の発振周波数を低下させるための指令信号を出力する
ようになっている。
【００３２】上記のように構成されるスイッチング電源
回路における過電流保護機能の動作について説明する。
回路における過電流保護機能の動作について説明する。
【００３３】本スイッチング電源回路において、トラン
ジスタＴｒ1 は、通常動作時、前述の式（１）により５
〔Ｖ〕／１２〔Ｖ〕≒４１．７〔％〕のデューティサイ
クルで入力電圧ＶINをスイッチングしている。この状態
で、負荷短絡等により負荷Ｒ3 の抵抗値が小さくなって
出力電流ＩO が増大すると、トランジスタＴｒ1 のコレ
クタ電流が増大する。このコレクタ電流が過電流検出レ
ベルを越えると、過電流検出回路１により過電流状態が
検出されて過電流保護機能が動作を開始する。
ジスタＴｒ1 は、通常動作時、前述の式（１）により５
〔Ｖ〕／１２〔Ｖ〕≒４１．７〔％〕のデューティサイ
クルで入力電圧ＶINをスイッチングしている。この状態
で、負荷短絡等により負荷Ｒ3 の抵抗値が小さくなって
出力電流ＩO が増大すると、トランジスタＴｒ1 のコレ
クタ電流が増大する。このコレクタ電流が過電流検出レ
ベルを越えると、過電流検出回路１により過電流状態が
検出されて過電流保護機能が動作を開始する。
【００３４】このとき、過電流検出回路１から出力され
るセット信号により、ＲＳフリップフロップ回路６がセ
ットされる。すると、ＲＳフリップフロップ回路６の保
護動作によりトランジスタＴｒ1 のスイッチングパルス
幅が小さくなる。この結果、トランジスタＴｒ1 のＯＮ
時間が短くなって、図２に示すように出力電圧ＶO がＡ
点で低下する。
るセット信号により、ＲＳフリップフロップ回路６がセ
ットされる。すると、ＲＳフリップフロップ回路６の保
護動作によりトランジスタＴｒ1 のスイッチングパルス
幅が小さくなる。この結果、トランジスタＴｒ1 のＯＮ
時間が短くなって、図２に示すように出力電圧ＶO がＡ
点で低下する。
【００３５】さらに、抵抗Ｒ3 の抵抗値が小さくなる
と、出力電圧ＶO は、同図に示すＢ点まで低下して２．
４〔Ｖ〕となり、このときの帰還電圧は、０．６〔Ｖ〕
となる。これからさらに出力電圧ＶO が低下して、帰還
電圧が基準電圧の０．６〔Ｖ〕より低くなると、それま
で“Ｈｉｇｈ”であったコンパレータ８の出力が“Ｌｏ
ｗ”になる。
と、出力電圧ＶO は、同図に示すＢ点まで低下して２．
４〔Ｖ〕となり、このときの帰還電圧は、０．６〔Ｖ〕
となる。これからさらに出力電圧ＶO が低下して、帰還
電圧が基準電圧の０．６〔Ｖ〕より低くなると、それま
で“Ｈｉｇｈ”であったコンパレータ８の出力が“Ｌｏ
ｗ”になる。
【００３６】すると、コンパレータ８の出力変化に応じ
て、発振周波数変更回路１０から発振器５に発振周波数
を変更するように指令を与える電圧が出力される。これ
により、発振器５は、発振周波数を決定する定電流の電
流値を変化させて発振周波数を１００〔ｋＨｚ〕から２
０〔ｋＨｚ〕に低下させる。
て、発振周波数変更回路１０から発振器５に発振周波数
を変更するように指令を与える電圧が出力される。これ
により、発振器５は、発振周波数を決定する定電流の電
流値を変化させて発振周波数を１００〔ｋＨｚ〕から２
０〔ｋＨｚ〕に低下させる。
【００３７】このような動作によりスイッチングパルス
幅が通常の過電流保護動作時よりさらに狭くなる。これ
により、スイッチングパルス幅は、従来の過電流保護に
おいて過電流検出から出力トランジスタがＯＦＦするま
での遅延時間により決まるスイッチングパルス幅（図５
の（ｂ）参照）の最小値に近づいたとしても、Ｂ点でコ
ンパレータ８の出力が変化してスイッチング周波数が低
下することにより広がることになる。
幅が通常の過電流保護動作時よりさらに狭くなる。これ
により、スイッチングパルス幅は、従来の過電流保護に
おいて過電流検出から出力トランジスタがＯＦＦするま
での遅延時間により決まるスイッチングパルス幅（図５
の（ｂ）参照）の最小値に近づいたとしても、Ｂ点でコ
ンパレータ８の出力が変化してスイッチング周波数が低
下することにより広がることになる。
【００３８】例えば、Ｂ点で出力電圧ＶO が２．４
〔Ｖ〕となっているとき、ＰＷＭ信号のデューティサイ
クルは、式（１）により２０〔％〕になっているので、
スイッチングパルス幅は、２〔μｓ〕から１０〔μｓ〕
にまで拡大する。それゆえ、過電流保護における上記の
遅延時間の影響を従来の１／５に軽減することができ
る。
〔Ｖ〕となっているとき、ＰＷＭ信号のデューティサイ
クルは、式（１）により２０〔％〕になっているので、
スイッチングパルス幅は、２〔μｓ〕から１０〔μｓ〕
にまで拡大する。それゆえ、過電流保護における上記の
遅延時間の影響を従来の１／５に軽減することができ
る。
【００３９】したがって、図２に示すように、出力電流
ＩO は、発振周波数の低下が開始するＢ点から低下が終
了するＣ点へは、正規の過電流ポイントまで戻るため低
下していく。Ｃ点以降では、発振周波数が２０〔ｋＨ
ｚ〕に固定されるため、負荷Ｒ3 が小さくなるとスイッ
チングパルス幅が狭くなり、上記の遅延時間の影響が大
きくなって出力電流ＩO が増大する。
ＩO は、発振周波数の低下が開始するＢ点から低下が終
了するＣ点へは、正規の過電流ポイントまで戻るため低
下していく。Ｃ点以降では、発振周波数が２０〔ｋＨ
ｚ〕に固定されるため、負荷Ｒ3 が小さくなるとスイッ
チングパルス幅が狭くなり、上記の遅延時間の影響が大
きくなって出力電流ＩO が増大する。
【００４０】しかしながら、上記のようにＢ点からＣ点
まで出力電流ＩO を低下させていることにより、出力電
流ＩO の増大を大幅に抑制することができる。これによ
り、出力電流ＩO は、絶対最大定格値を越えなくなる。
なお、同図において破線で示したのは、従来の過電流保
護による出力特性である。
まで出力電流ＩO を低下させていることにより、出力電
流ＩO の増大を大幅に抑制することができる。これによ
り、出力電流ＩO は、絶対最大定格値を越えなくなる。
なお、同図において破線で示したのは、従来の過電流保
護による出力特性である。
【００４１】以上述べたように、本実施例に係るスイッ
チング電源回路では、過電流状態となったときに上記の
ように発振周波数を低下させることにより、過電流保護
動作が開始するまでの遅延時間により生じる影響を軽減
することができる。
チング電源回路では、過電流状態となったときに上記の
ように発振周波数を低下させることにより、過電流保護
動作が開始するまでの遅延時間により生じる影響を軽減
することができる。
【００４２】
【発明の効果】本発明のスイッチング電源回路は、以上
のように、出力電圧が過電流保護回路の動作時に所定の
電圧より低下したことを検出する電圧低下検出手段と、
この電圧低下検出手段により出力電圧の低下が検出され
るとスイッチング周波数を低下させる周波数低下手段と
を備えている構成である。
のように、出力電圧が過電流保護回路の動作時に所定の
電圧より低下したことを検出する電圧低下検出手段と、
この電圧低下検出手段により出力電圧の低下が検出され
るとスイッチング周波数を低下させる周波数低下手段と
を備えている構成である。
【００４３】このように、スイッチング周波数を低下さ
せることにより、スイッチングパルス幅が広げられる。
それゆえ、過電流保護回路が動作してスイッチングパル
ス幅が狭まることにより過電流状態が検出されてからス
イッチングトランジスタがＯＦＦするまでの遅延時間が
無視できなくなっても、スイッチングパルス幅が広がる
ことで上記の遅延時間の影響を小さくすることができ
る。
せることにより、スイッチングパルス幅が広げられる。
それゆえ、過電流保護回路が動作してスイッチングパル
ス幅が狭まることにより過電流状態が検出されてからス
イッチングトランジスタがＯＦＦするまでの遅延時間が
無視できなくなっても、スイッチングパルス幅が広がる
ことで上記の遅延時間の影響を小さくすることができ
る。
【００４４】したがって、本発明のスイッチング電源回
路を採用すれば、上記の遅延時間の影響による出力電流
の増大を防止することができ、より信頼性の高い過電流
保護機能を提供することができるという効果を奏する。
路を採用すれば、上記の遅延時間の影響による出力電流
の増大を防止することができ、より信頼性の高い過電流
保護機能を提供することができるという効果を奏する。
【図１】本発明の一実施例に係るスイッチング電源回路
の構成を示す回路図である。
の構成を示す回路図である。
【図２】図１のスイッチング電源回路の動作特性を示す
グラフである。
グラフである。
【図３】従来のスイッチング電源回路の構成を示す回路
図である。
図である。
【図４】図３のスイッチング電源回路の動作特性を示す
グラフである。
グラフである。
【図５】図３のスイッチング電源回路の過電流保護動作
を示す各部の波形図である。
を示す各部の波形図である。
１ 過電流検出回路（過電流保護回路） ６ ＲＳフリップフロップ回路（過電流保護回路） ８ コンパレータ（電圧低下検出手段） １０ 発振周波数変更回路（周波数低下手段）
Claims (1)
- 【請求項１】出力電流が所定値より大きくなるとスイッ
チングパルス幅を狭めて出力電流を制限する過電流保護
回路を備えたスイッチング電源回路において、 出力電圧が所定の電圧より低下したことを検出する電圧
低下検出手段と、この電圧低下検出手段により出力電圧
の低下が検出されるとスイッチング周波数を低下させる
周波数低下手段とを備えていることを特徴とするスイッ
チング電源回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18646393A JPH0746828A (ja) | 1993-07-28 | 1993-07-28 | スイッチング電源回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18646393A JPH0746828A (ja) | 1993-07-28 | 1993-07-28 | スイッチング電源回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0746828A true JPH0746828A (ja) | 1995-02-14 |
Family
ID=16188915
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP18646393A Pending JPH0746828A (ja) | 1993-07-28 | 1993-07-28 | スイッチング電源回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0746828A (ja) |
Cited By (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0068586A1 (de) * | 1981-06-30 | 1983-01-05 | Stamicarbon B.V. | Verfahren zur Armierung von Kunststoffgegenständen mit Metall und Palette mit einer auf diese Weise armierten ober- und/oder Unterplatte |
| WO1999053601A1 (de) * | 1998-04-14 | 1999-10-21 | Infineon Technologies Ag | Schaltungsanordnung für ein stromversorgungsgerät |
| US6163142A (en) * | 1998-07-08 | 2000-12-19 | Kabushiki Kaisha Toyoda Jidoshokki Seisakusho | Current-mode controller for switching DC/DC converter having a reduced output ripple current |
| US6222572B1 (en) | 1997-09-22 | 2001-04-24 | Brother Kogyo Kabushiki Kaisha | Thermal recording apparatus |
| KR100316097B1 (ko) * | 1997-06-17 | 2002-11-13 | 삼성전기주식회사 | 전원공급장치의 과전류 보호회로 |
| US6683765B2 (en) | 2001-07-26 | 2004-01-27 | Sharp Kabushiki Kaisha | Switching power unit |
| US7068023B2 (en) | 2003-05-12 | 2006-06-27 | Taiyo Yuden Co., Ltd. | Switching power supply circuit and overcurrent protection method for the switching power supply circuit |
| CN1302609C (zh) * | 2003-02-20 | 2007-02-28 | 新巨企业股份有限公司 | 多重周期交替式的开关式电源控制装置 |
| JP2012090363A (ja) * | 2010-10-15 | 2012-05-10 | Denso Corp | 負荷駆動制御装置の保護装置 |
-
1993
- 1993-07-28 JP JP18646393A patent/JPH0746828A/ja active Pending
Cited By (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0068586A1 (de) * | 1981-06-30 | 1983-01-05 | Stamicarbon B.V. | Verfahren zur Armierung von Kunststoffgegenständen mit Metall und Palette mit einer auf diese Weise armierten ober- und/oder Unterplatte |
| KR100316097B1 (ko) * | 1997-06-17 | 2002-11-13 | 삼성전기주식회사 | 전원공급장치의 과전류 보호회로 |
| US6222572B1 (en) | 1997-09-22 | 2001-04-24 | Brother Kogyo Kabushiki Kaisha | Thermal recording apparatus |
| WO1999053601A1 (de) * | 1998-04-14 | 1999-10-21 | Infineon Technologies Ag | Schaltungsanordnung für ein stromversorgungsgerät |
| US6163142A (en) * | 1998-07-08 | 2000-12-19 | Kabushiki Kaisha Toyoda Jidoshokki Seisakusho | Current-mode controller for switching DC/DC converter having a reduced output ripple current |
| US6683765B2 (en) | 2001-07-26 | 2004-01-27 | Sharp Kabushiki Kaisha | Switching power unit |
| CN1302609C (zh) * | 2003-02-20 | 2007-02-28 | 新巨企业股份有限公司 | 多重周期交替式的开关式电源控制装置 |
| US7068023B2 (en) | 2003-05-12 | 2006-06-27 | Taiyo Yuden Co., Ltd. | Switching power supply circuit and overcurrent protection method for the switching power supply circuit |
| JP2012090363A (ja) * | 2010-10-15 | 2012-05-10 | Denso Corp | 負荷駆動制御装置の保護装置 |
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