JP2012090363A - 負荷駆動制御装置の保護装置 - Google Patents

Abstract

【課題】容量値を小さくしたコンデンサを使用した場合でもサージ電圧を抑制できるようにした負荷駆動制御装置の保護装置を提供する。
【解決手段】駆動制御部１３は、過電流検出部１０により過電流であると判定されたときからＰＷＭ信号のデューティ比を連続的に低減してトランジスタ２のゲートに制御信号を与えるため、誘導性負荷３の電流の変動を緩やかにすることができ、誘導性負荷３の印加電圧変動も緩和できる。
【選択図】図１

Description

本発明は、モータ等の誘導性負荷を駆動制御する負荷駆動制御装置の保護装置に関する。

例えば、モータ等の誘導性負荷についてスイッチング素子を用いて制御する場合、何らかの影響（例えばモータロック、負荷ショート）により過電流を生じてしまい、スイッチング素子が破壊する虞がある。そこで、一般に、電流検出回路を設け、当該電流検出回路により過電流が検出されたときに、過電流保護機能によってスイッチング素子に対して駆動出力をオフすることが行われる（例えば、特許文献１参照）。

なお、本願に関連した技術思想として下記の特許文献２〜４の技術思想も提供されている。特許文献２の技術思想は、昇圧手段の昇圧動作を停止より遅れて、スイッチ手段をオフさせるようにしている。特許文献３の技術思想は、ステップモータの駆動回路において、給電オンオフ動作に時定数をもたせ、ゆるやかな変化としてステップモータから発せられるノイズを低減できるようにしている。特許文献４の技術思想は、出力電流が所定値より大きくなるとスイッチングパルス幅を狭めて出力電流を制限する過電流保護回路を設けている。

特開平６−３１１７３４号公報 特開２００５−２９５６３０号公報 実開平０５−９１９９号公報 特開０７−４６８２８号公報

しかしながら、容量値を小さくしたコンデンサを使用すると当該コンデンサでは誘導性負荷によるサージ電圧が、スイッチング素子の耐圧を超過してしまい当該スイッチング素子を劣化させてしまう虞がある。

本発明は、上記事情に鑑みてなされたもので、その目的は、容量値を小さくしたコンデンサを使用した場合でもサージ電圧を駆動トランジスタ耐圧以下に抑制できるようにした負荷駆動制御装置の保護装置を提供することにある。

請求項１記載の発明によれば、駆動制御部は、過信号検出部により過信号であると検出された後、ＰＷＭ制御信号のデューティ比を低減させて駆動トランジスタに印加し最終的にデューティ比を０とするため、デューティ比を徐々に低減させることで負荷の通電信号の変動を緩やかにすることができ、たとえ容量値を小さくしたコンデンサを使用した場合であってもサージ電圧を駆動トランジスタ耐圧以下に抑制できる。

請求項２記載の発明のように、ＰＷＭ制御信号により駆動トランジスタの出力を制御する構成を対象とすると良い。
請求項３記載の発明によれば、容量値が例えば１０μＦ未満のセラミックコンデンサを適用することで小型化、低コスト化を図ることができる。

請求項４記載の発明によれば、過信号検出部は、過電流、過電圧、過熱の何れか少なくとも一つについて過信号であることを検出するため、過電流、過電圧、過熱のそれぞれについて対処することができ、たとえ容量値を小さくしたコンデンサを使用した場合でもサージ電圧を駆動トランジスタ耐圧以下に抑制できる。

本発明の第１実施形態の電気的構成を示すブロック図 （ａ）は本実施形態の動作を概略的に説明するタイミングチャート、（ｂ）は比較技術の動作を概略的に説明するタイミングチャート 比較技術の回路構成例を示す図１相当図 （ａ）は本実施形態の制御方法を適用した場合の実験結果を示す特性図、（ｂ）は図４（ａ）のＺ部分のゲート−ソース間電圧とドレイン−ソース間電圧とを拡大して模式的に示す特性図、（ｃ）は比較技術を適用した場合の図４（ａ）相当を示す特性図 本発明の第２実施形態を示す図１相当図 本発明の第３実施形態を示す図１相当図 過電圧保護時の動作を概略的に示すタイミングチャート

（第１実施形態）
以下、本発明の保護装置を、ハイサイド駆動方式の負荷駆動制御装置における過電流保護装置に適用した第１実施形態について図１ないし図４を参照しながら説明する。図１は、負荷駆動制御装置１の回路例をブロック図により示している。この図１に示すように、電源＋Ｂの供給端子とグランドとの間には、スイッチング素子としてのＮチャネルＭＯＳＦＥＴ（駆動トランジスタに相当：以下、トランジスタと称す）２と誘導性負荷３との直列回路が接続されており電源＋Ｂの供給電力に基いて誘導性負荷３を駆動制御する。誘導性負荷３は車両の燃料ポンプを構成するポンプモータ（ＤＣモータ）を考慮しており、図１には内部抵抗（符号なし）も合わせて図示している。フリーホイールダイオード４が誘導性負荷３に並列接続されている。

電源＋Ｂおよびグランド間の電源経路にはΠ型のフィルタ回路５ａが構成されている。このフィルタ回路５ａは、電源経路に直列にコイルＬ１、並列に積層セラミックコンデンサＣ１、Ｃ２を構成したローパスフィルタであり電源に重畳したノイズを除去する。トランジスタ２と誘導性負荷３との間には、ＬＣローパスフィルタ回路５ｂが接続されている。このフィルタ回路５ｂはコイルＬ２と積層セラミックコンデンサＣ３で構成され、誘導性負荷３に供給する電圧をフィルタする。

誘導性負荷３の両端電圧は差動積分器６に与えられている。この差動積分器６は、誘導性負荷３の端子電圧を差動積分して出力し、偏差積分部７に与える。偏差積分部７は、指令値信号（電圧）および差動積分部６の出力信号（電圧）を入力し、その偏差を積分しＰＷＭ駆動信号発生部８に与える。ＰＷＭ駆動信号発生部８は、偏差積分信号に応じたＰＷＭ信号を発生しプリドライバ９を介してトランジスタ２にゲート電圧（ゲート信号：制御信号）を与える。

過信号検出部としての過電流検出部（過電流検出手段）１０は、トランジスタ２のドレイン−ソース間に接続されている。この過電流検出部１０はアナログ回路、デジタル回路により構成され、誘導性負荷３に流れる電流を検出し、当該検出電流が所定の閾値以上に検出されたときに遮断手段１１に過電流検出信号「ハイ」を出力する。遮断手段１１は、過電流検出信号が与えられると偏差積分部７に与える指令値を０とする。

なお、過電流保護装置１２は、偏差積分部７、ＰＷＭ駆動信号発生部８、プリドライバ９、過電流検出部１０、遮断手段１１を組み合わせた形態により構成されている。駆動制御部１３は、偏差積分部７、ＰＷＭ駆動信号発生部８、プリドライバ９を組み合わせて構成されている。

上記構成の作用について説明する。通常動作時には、外部から指令値が与えられると、駆動制御部１３は、誘導性負荷３の端子電圧の差動積分値と指令値との偏差積分に応じたＰＷＭ信号を生成し、トランジスタ２のゲートに制御信号を印加する。

図２（ａ）は本実施形態を適用した場合の電圧変動および電流変動を模式的に表わしており、図２（ｂ）は比較例の構成を適用した場合の電圧変動および電流変動を模式的に表している。図３は、この比較例の回路構成ブロックを図１に対応して示している。この図３の構成では、過電流検出部１０が過電流を検出すると、過電流検出信号を遮断手段１１に与えることで、遮断手段１１がＰＷＭ駆動信号発生部８の出力信号を遮断しトランジスタ２が急激にオフする。

本実施形態では、図２（ａ）および図２（ｂ）に示すように、デューティ比１００％のＰＷＭ信号をトランジスタ２のゲートに印加している最中に何らかの事情により負荷電流が上昇した場合を考慮している。

まず、図２（ｂ）の構成の場合について説明する。この場合、図２（ｂ）に示すように、負荷電流が何らかの影響で急上昇し、過電流検出部１０が過電流であると検出すると（（１）のタイミング）、過電流検出部１０は過電流検出信号を遮断手段１１に出力し、デューティ０のＰＷＭ信号をゲート信号として出力停止する（（２）のタイミング）。すると、負荷電流は、後述するように急激な変動を伴い減少すると共にトランジスタ２のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓがこれに応じて急激に変動する。

すると、仮にトランジスタ２のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓが電源＋Ｂを超える最大定格電圧ＶＤＳＳを超える電圧となってしまうとトランジスタ２が劣化（破壊）してしまう。この場合、特に、コンデンサＣ１は、トランジスタ２によるスイッチング動作の影響を直接受けやすくなるため、当該コンデンサＣ１の容量値を低下させると電圧電流変動の影響を吸収しにくい。小さな容量値の積層セラミックコンデンサを適用すると、特にこの影響は顕著となってしまう。

そこで、本実施形態の図１に示す構成では、負荷電流が過電流検出しきい値を超えると、過電流保護装置１２が起動しＰＷＭ信号を時間に応じて徐々に低減することで電流変動を抑制し電圧変動をトランジスタ２の耐圧以下にしている。その後、過電流保護装置１２は、ＰＷＭ信号を最終的に０とすることで誘導性負荷３の駆動を停止させるようにしている。

図２（ａ）に示すように、具体的には、過電流検出部１０が所定の閾値以上の電流が通電されているか否かを検出し、負荷電流が何らかの影響で上昇し過電流検出部１０が所定の閾値以上の電流であると検出すると（（１）のタイミング）、過電流検出部１０は過電流検出信号を遮断手段１１に出力し、遮断手段１１は偏差検出部７に与えられる指令値を０とする。

すると、偏差積分部７は、指令値の入力信号と差動積分器６の出力信号との偏差積分値に応じてＰＷＭ駆動信号発生部８に信号を出力し、ＰＷＭ駆動信号発生部８が当該偏差積分値に応じたＰＷＭ信号を発生する。すると、ＰＷＭ信号はそのデューティ比が徐々に小さくなるようにトランジスタ２のゲートに与えられ（（２）のタイミング）、最終的にＰＷＭ信号はそのデューティ比が０となる。

この間、負荷電流は、単調減少する電流減少勾配で徐々に減少し、トランジスタ２のドレイン−ソース間電圧ＶｄｓのＰＷＭデューティがこれに応じて徐々に増加する。この場合、トランジスタ２のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓの最大電圧は電源＋Ｂに近い電圧程度で抑えられるため、最大定格電圧ＶＤＳＳを超えることがなくなり、トランジスタ２が劣化することもない。

本実施形態の構成では、過電流検出部１０が過電流を検出すると指令値を０とすることでＰＷＭ信号のデューティ比を徐々に小さくし最終的に０とすることにより負荷電流の変動を抑制し、誘導性負荷３に対するサージ電圧によるトランジスタ２の破壊を防止することができる。

以下、本願発明者らが行った実験結果を説明する。図４は、本願発明者らにより行われた実験結果を示している。以下、実験条件を示す。コンデンサＣ１の容量値を従来より２桁ほど減少（３３０μＦ→５μＦ）させている。コンデンサＣ２の容量値を従来より２桁減少（１００μＦ→５μＦ）させている。コンデンサＣ３の容量値を調整（１０μＦ→３０μＦ）し、コイルＬ１のインダクタンス値を調整（３０μＨ→１３μＨ）し、コイルＬ２のインダクタンス値を調整（５０μＨ→７μＨ）し、駆動周波数を従来より上昇（１９ｋＨｚ→９３ｋＨｚ）させている。

図４（ｃ）は、前述の比較例の構成としたときの波形を示しており、図４（ｂ）は、図４（ａ）におけるＺ部分の拡大図を示している。
図４（ｃ）の比較例の実験結果によれば、トランジスタ２のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓは、ＰＷＭ信号をデューティ０とした直後において最大電圧Ｖｍａｘ２＝４９．６Ｖと得られている。また、負荷電流Ｉｌｏａｄの最大電流Ｉｍａｘ２は１８０Ａ程度と得られている。これは、従来より、トランジスタ２のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓを定格電圧（４０Ｖ）未満に調整すべきであったものの、前述の回路要素（コンデンサＣ１〜Ｃ３、コイルＬ１〜Ｌ２）を従来に比較して減少したことでトランジスタ２のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓの変化も激しくなってしまったためと考えられる。

図４（ａ）は、本実施形態の駆動制御方法を適用した場合の波形を示している。この図４（ａ）に示すように、トランジスタ２のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓは、ＰＷＭ信号のデューティ比を徐々に減少させ始めてから所定時間経過時点において最大電圧Ｖｍａｘ１となり、その後は徐々に低下することがわかる。

このときの最大電圧Ｖｍａｘ１は２６．３Ｖと検出されており、前述したようにトランジスタ２のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓを定格電圧（ＶＤＳＳ＝４０Ｖ）未満に抑制することができる。トランジスタ２として特にＤＭＯＳトランジスタを適用したときに定格電圧未満に抑制することができる。

なお、これらの一連の実験によれば、前述の回路要素の中でも特にコンデンサＣ１の容量値低下の影響が特に顕著に現れることが判明しており、ドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓは当該コンデンサＣ１の容量値に応じて劇的に変動する。したがって、これらのトランジスタ２のドレイン−ソース電圧Ｖｄｓの最大電圧を抑制するため、本実施形態では、ＰＷＭ信号のデューティ比を徐々に低減して最終的に０となるように調整すると良い。

本実施形態によれば、駆動制御部１３は、過電流検出部１０により過電流であると判定された時点からＰＷＭ信号のデューティ比を連続的に低減してトランジスタ２のゲートに当該制御信号を与えるため、誘導性負荷３の電流の変動を緩やかにすることができ、トランジスタ２のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓの電圧変動も緩和できる。したがって、トランジスタ２の最大定格電圧以上の電圧が与えられることがなくなり、トランジスタ２が劣化することもない。

（第２実施形態）
図５は、本発明の第２実施形態を示すもので、前述実施形態と異なるところは、フィルタ回路の構成にある。前述実施形態と同一部分については同一符号を付して説明を省略し、以下、異なる部分について説明する。

図５は、図１に代わる電気的構成を概略的なブロック図により示している。この図５に示すように、前述実施形態の図１では、電源ノードの負側のグランド線にコイルＬ１を構成した実施形態を示したが、本実施形態の図５に示すように、電源経路の正側の電源線にコイルＬ１を構成しても良い。本実施形態においても、前述実施形態とほぼ同様の作用効果を奏する。

（第３実施形態）
図６および図７は、本発明の第３実施形態を示すもので、前述実施形態と異なるところは、過電圧保護装置、過熱保護装置としての機能も兼ね備えたところにある。前述実施形態と同一部分について同一符号を付して説明を省略し、以下、異なる部分について説明する。

図６は、図１に代わるブロック図を概略的に示している。この図６に示すように、電源＋Ｂの端子には過信号検出部としての過電圧検出部１４が接続されている。この過電圧検出部１４は、電源＋Ｂの端子電圧を検出し、電源＋Ｂの電圧よりも予め高く設定された所定の過電圧検出しきい値よりも高くなった時点から過電圧検出信号（例えばＬレベル）を遮断手段１１ｂ、１１ｃに出力する。

遮断手段１１ｂは、過電圧検出信号が検出されると昇圧電源電圧Ｖｐｐ（電源＋Ｂ＋α（α＝１０Ｖ程度））をトランジスタ２のゲートに通電する。遮断手段１１ｃは、過電圧検出信号が検出されると電源Ｖｃｃの電圧を最大指令値として偏差積分部７の入力に与える。

過電圧保護装置（保護装置）は、偏差積分部７、ＰＷＭ駆動信号発生部８、プリドライバ９、過電圧検出部１４、遮断手段１１ｂ、１１ｃを備えて構成される。過熱保護装置（保護装置）は、偏差積分部７、ＰＷＭ駆動信号発生部８、プリドライバ９、過熱検出部１５、遮断手段１１を備える。

また、過電圧検出部１３は過電圧検出しきい値以下のときに過電圧検出信号の出力を停止（例えばＨレベル出力）する。この過電圧検出信号が与えられる遮断手段１１は過電圧検出信号が与えられると指令値を例えば電源電圧Ｖｃｃに固定することで指令値を最大値とし、トランジスタ２のゲート電圧を昇圧電源電圧Ｖｐｐに調整することで電圧駆動トランジスタ２をフルオン動作させる。

図７は、タイミングチャートを示している。過電圧検出部１３が、電源＋Ｂの端子電圧を検出し、当該検出電圧が過電圧検出しきい値よりも高くなると（図７の（３）参照）、遮断手段１１ｂ、１１ｃが動作し、ＰＷＭ駆動信号のオンオフに関わらず、トランジスタ２がフルオンすることで出力電圧が電源＋Ｂ電圧まで上昇する。この場合、この電源電圧の上昇を抑制できる。この間、負荷３には電源＋Ｂに応じて通常より大きな負荷電流が流れることになる。

この後、検出電圧が過電圧検出しきい値以下となった時点（図７の（４）参照）において、仮にトランジスタ２をオフさせると負荷３の通電電流に応じてトランジスタ２が破壊してしまう。

そこで、本実施形態では、検出電圧が過電圧検出しきい値以下となった時点からトランジスタ２の印加電圧をＰＷＭ駆動信号とし徐々にデューティ比を低下させている（図７の（４）時点以降参照）。すると、検出電圧が過電圧検出しきい値以下となった後でも、前述実施形態と同様に、負荷電流が徐々に低下することになり、トランジスタ２の耐圧破壊を防止できる。この後、検出電圧が定常値となるまでは出力電圧が徐々に低下し、当該定常値となると出力電圧の振幅値も一定値となる（図７の（５）時点参照）が、この後も徐々にＰＷＭ信号のデューティ比を０とするように制御することで徐々に出力をオフさせることができ、負荷電流を０とすることができる。

また、本実施形態では、過信号検出部として過熱検出部１５を備える。この過熱検出部１５は、雰囲気温度の異常上昇による不具合や、負荷３としてモータを適用し当該モータがハーフロックした場合を考慮するために設けられている。過電流検出部１０の出力および過熱検出部１５の出力は、ＯＲゲート１６を通じて遮断手段１１に与えられている。

過熱検出部１５は、雰囲気温度の異常を温度検出センサにより検出するとＯＲゲート１６を通じて異常温度検出信号を遮断手段１１に与えることで、遮断手段１１が偏差積分部７に与える指令値を０とする。すると、前述作用と同様の作用により、ＰＷＭ信号はそのデューティ比が徐々に小さくなるようにトランジスタ２のゲートに与えられるようになり、最終的にＰＷＭ信号のデューティ比を０とする。

モータ負荷３がハーフロックすると、過電流検出しきい値以下の電流値ではあるものの、負荷３のサージに応じて駆動トランジスタ２のドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓが上昇する。この影響を回避するため、ＰＷＭ制御信号のデューティ比を低減しながら負荷電流を徐々に低下させて最終的にデューティ比を０としてオフすることで、トランジスタ２の破壊を防止できるようになる。

以上説明したように、本実施形態によれば、過電流検出部１０が過電流を検出した後、過電圧検出部１４が過電圧を検出した後、過熱検出部１５が過熱を検出した後に、駆動制御部１３がＰＷＭ信号のデューティ比を０とするように駆動制御するため、過電流、過電圧、過熱の全てに対処することができ、トランジスタ２の破壊を防止できる。

（他の実施形態）
本発明は、上記実施形態に限定されるものではなく、例えば、以下に示す変形または拡張が可能である。
制御信号として０％を超える１００％以下のＰＷＭ制御信号を適用できる。
偏差積分部７、ＰＷＭ駆動信号発生部８、プリドライバ９、過電流検出部１０は、デジタル回路により構成しても良いし、アナログ回路により構成しても良い。コンデンサＣ１〜Ｃ３は容量値の小さな他種類のコンデンサ（例えば固体電解コンデンサ、チップフィルムコンデンサ）を適用しても良い。

偏差積分部７、ＰＷＭ駆動信号発生部８、過電流検出部１０、過電圧検出部１４、過熱検出部１５、アナログ的なブロックにより動作を説明したが、各ブロックをデジタル的なブロックにより構成しても良い。

電源が遮断されたときに発生するロードダンプ時において、出力をフルオンさせて誘導性負荷３にエネルギーを消費させる過電圧保護装置において、検出解除時にＰＷＭしながら元々の指令値にすることで耐圧以下にしても良い。

前述実施形態では、過電流検出部１０、過電圧検出部１４、過熱検出部１５の３つの検出部を用いて過信号となるか否かを判定し駆動トランジスタ２を保護する実施形態を示したが、これらのうち何れか１つ、または、２つの検出部により過信号となることを検出したときにトランジスタ２を保護する態様に適用しても良い。

ステップ状に段階的にＰＷＭ信号のデューティ比を減少させても良い。例えば、ＰＷＭデューティ比を１０％刻みで１００μｓ毎に低下させると良い。
また、過電圧保護（電源電圧が異常に上昇した場合に出力オンして誘導性負荷３に消費させる保護機能）時に適用しても良い。

トランジスタ２のゲート電圧を調整し、駆動トランジスタ２のオン抵抗を徐々に大きくして出力をオフするようにして負荷電流を徐々に低下させるようにしても良い。ハイサイド駆動の実施形態を示したが、ローサイド駆動でも良い。

図面中、１は負荷駆動制御装置、２はＮチャネルＭＯＳＦＥＴ（駆動トランジスタ）、３は負荷、４はフリーホイールダイオード、５ａ、５ｂはフィルタ回路、６は差動積分器、７は偏差積分部、８はＰＷＭ駆動信号発生部、９はプリドライバ、１０は過電流検出部（過信号検出部）、１１は遮断手段、１２は過電流保護装置（保護装置）、１３は駆動制御部、１４は過電圧検出部（過信号検出部）、１５は過熱検出部（過信号検出部）、１６はＯＲゲート、Ｌ１はコイル、Ｃ１〜Ｃ３は積層セラミックコンデンサ（コンデンサ）を示す。

Claims (4)

1. 駆動制御部と、前記駆動制御部から制御信号が制御端子に印加されることで誘導性負荷に通電する駆動トランジスタと、前記駆動トランジスタの出力側に接続されたコンデンサとを備えた負荷駆動制御装置について、
   前記負荷の通電信号に応じた信号が過信号であることを検出する過信号検出部を備え、
   前記駆動制御部は、前記過信号検出部により過信号が検出された後、制御端子に印加される制御信号をＰＷＭ制御してデューティ比を低減させ前記駆動トランジスタに印加し最終的にデューティ比を０とすることを特徴とする負荷駆動制御装置の保護装置。
2. 前記負荷駆動制御装置は、ＰＷＭ制御信号により前記駆動トランジスタの出力を制御することを特徴とする請求項１記載の負荷駆動制御装置の保護装置。
3. 前記コンデンサは、セラミックコンデンサにより構成されていることを特徴とする請求項１または２記載の負荷駆動制御装置の保護装置。
4. 前記過信号検出部は、前記負荷の過電流、前記負荷の過電圧、前記負荷の過熱の何れか少なくとも一つについて過信号であることを検出することを特徴とする請求項１ないし３の何れかに記載の負荷駆動制御装置の保護装置。

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